JP2013055852A - 交流電動機の駆動装置およびそれを搭載する車両、ならびに交流電動機の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】変調ＰＷＭ制御および正弦波ＰＷＭ制御を切換えて制御する交流電動機の駆動装置において、交流電動機の回転速度が急変した場合の緊急切換動作時におけるトルク急減を抑制する。
【解決手段】車両１００は、ＥＣＵ３００によってＰＷＭ制御を用いてインバータ１３０が制御されてモータジェネレータ１４０を駆動することによって走行する。ＥＣＵ３００は、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御を含む複数の制御モードを切換えてインバータ１４０を制御する。ＥＣＵ３００は、過変調ＰＷＭ制御を実行中に、駆動輪１６０がスリップ状態からグリップ状態に変化することに伴って電流が急増した場合に、過変調ＰＷＭ制御から正弦波ＰＷＭ制御に強制的に切換えるとともに、正弦波ＰＷＭ制御における変調率の上限値を緩和して、正弦波ＰＷＭ制御において通常時よりも大きなトルクが出力できるようにする。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電動機の駆動装置およびそれを搭載する車両、ならびに交流電動機の制御方法に関し、より特定的には、正弦波変調モードおよび過変調モードを有するパルス幅変調（Pulse Width Modulation：ＰＷＭ）制御が適用される交流電動機の制御に関する。

直流電源を用いて交流電動機を駆動制御するために、インバータを用いた駆動方法が一般的に採用されている。インバータは、インバータ駆動回路によりスイッチング制御されており、たとえばＰＷＭ制御に従ってスイッチングされた電圧が交流電動機に印加される。

また、電圧利用率を向上させてモータ回転速度の高い領域で高出力を得るために、正弦波ＰＷＭ制御（以下、「正弦波変調モード」とも称する。）よりもモータ印加電圧の基本波成分が大きい変調方式による交流電動機制御として、過変調ＰＷＭ制御（以下、単に「過変調モード」とも称する。）および矩形波電圧制御が適用されている。

特開２０１０−０４１９０１号公報（特許文献１）は、過変調モードおよび正弦波変調モードを用いる交流電動機の制御装置において、過変調モードから正弦波変調モードへの切換判定に用いる判定値を、スイッチング状態に基づいて可変に設定する構成を開示する。

特開２０１０−０４１９０１号公報（特許文献１）に開示された構成によれば、過変調モードでのＰＷＭ制御実行中に、過変調モードから正弦波変調モードへの制御モードの切換えにおいて、スイッチング回数が多くデッドタイムの影響により、正弦波変調モードと過変調モードとの間で制御モードの切換えが頻繁に繰り返されるチャタリングが生じやすい状態において、過変調モードから正弦波変調モードへの切換えが起こりにくくなるように変調率の判定値を設定することで、チャタリングの発生を抑制することができる。

特開２０１０−０４１９０１号公報

過変調ＰＷＭ制御は、正弦波ＰＷＭ制御に比べて大きなトルクを出力することができるが、正弦波ＰＷＭ制御よりも少ないパルス数により電圧波形を生成するため、一般的に正弦波ＰＷＭ制御に比べて制御応答性がやや劣る傾向にある。

そのため、過変調ＰＷＭ制御が行なわれている際に、駆動輪がスリップした状態からグリップ状態へ移行したような場合には、急激な減速トルクの増加により交流電動機で生じる発電電力について、この制御応答性の遅れのために電力変換動作が追従できず過電圧状態となってしまうおそれがある。そして、このような状況に対応するために、急激な速度変動が生じた場合には、過変調ＰＷＭ制御から応答性のよい正弦波ＰＷＭ制御へ緊急的に制御モードを変更させることによって制御応答遅れを回避する手法（以下、「緊急切換動作」）が採用される場合がある。

このような緊急的な回避制御がなされた場合、過変調ＰＷＭ制御に即座に復帰してしまい制御のチャタリングを生じないように、一般的には、所定の期間は過変調ＰＷＭ制御への復帰が禁止される場合がある。

ところが、正弦波ＰＷＭ制御においては、過変調ＰＷＭ制御に比べると制御応答性は優れているものの、逆に出力可能なトルクが過変調ＰＷＭ制御に比べて制限されるため、蓄電装置の過充電や急激なトルク低下を招くおそれがある。

本発明は、このような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、過変調ＰＷＭ制御および正弦波ＰＷＭ制御を切換えて制御する交流電動機の駆動装置において、交流電動機の回転速度が急変した場合の緊急切換動作時におけるトルク急減を抑制することである。

本発明による交流電動機の駆動装置は、インバータと、制御装置とを備え、交流電動機を動作指令に従って動作させるための正弦波状の電圧指令信号と搬送波信号との比較に基づくパルス幅変調制御を用いてインバータを制御し、交流電動機を駆動する。制御装置は、パルス幅変調制御において、搬送波信号の周波数が電圧指令信号の周波数の整数倍となるように制御する過変調モードと、搬送波信号の周波数を電圧指令信号の周波数とは無関係に設定する正弦波変調モードとを含む複数の制御モードを切換えてインバータを制御する。制御装置は、過変調モードの実行中に、交流電動機に流れる電流に基づいて、過変調モードから正弦波変調モードへ強制的に切換える緊急切換機能を有する。制御装置は、緊急切換機能によって過変調モードから正弦波変調モードへ制御モードを切換える場合に、正弦波変調モードにおいて電圧指令信号の振幅を制限するための上限値を緩和する。

好ましくは、制御装置は、緊急切換機能によって過変調モードから正弦波変調モードへ制御モードを切換える場合に、搬送波信号の周波数が大きいほど、正弦波変調モードにおける上限値を大きく設定する。

好ましくは、制御装置は、緊急切換機能によって過変調モードから正弦波変調モードへ制御モードを切換える場合に、交流電動機の回転速度が小さいほど、正弦波変調モードにおける上限値を大きく設定する。

好ましくは、制御装置は、緊急切換機能によって過変調モードから正弦波変調モードへ制御モードを切換える場合に、電圧指令信号の一周期の期間にインバータへ与えられるパルス幅変調信号が矩形波１パルスとならないように上限値を設定する。

好ましくは、制御装置は、交流電動機に流れる電流のｑ軸電流が、ｄ軸電流に基づいて定められるｑ軸電流の所定のしきい値を上回った場合に緊急切換機能を実行する。

好ましくは、しきい値は、正弦波変調モードにおけるｑ軸電流指令値よりも大きな値に設定される。

好ましくは、制御装置は、インバータへの入力直流電圧と交流電動機へ与えられる電圧指令値とによって定められる変調率に基づいて、正弦波変調モードから過変調モードへの制御モードを切換える。上限値は、正弦波変調モードから過変調モードへの制御モードの切換えを判定するためのしきい値である。

本発明による車両は、交流電動機により発生される駆動力を用いて走行することが可能な車両であって、交流電動機の印加電圧を制御するためのインバータと、インバータを制御するための制御装置とを備える。制御装置は、交流電動機を動作指令に従って動作させるための正弦波状の電圧指令信号と搬送波信号との比較に基づくパルス幅変調制御を用いてインバータを制御する。制御装置は、パルス幅変調制御において、搬送波信号の周波数が電圧指令信号の周波数の整数倍となるように制御する過変調モードと、搬送波信号の周波数を電圧指令信号の周波数とは無関係に設定する正弦波変調モードとを含む複数の制御モードを切換えてインバータを制御する。制御装置は、過変調モードの実行中に、交流電動機に流れる電流に基づいて、過変調モードから正弦波変調モードへ強制的に切換える緊急切換機能を有する。そして、制御装置は、緊急切換機能によって過変調モードから正弦波変調モードへ制御モードを切換える場合に、正弦波変調モードにおいて電圧指令信号の振幅を制限するための上限値を緩和する。

本発明による交流電動機の制御方法は、インバータにより印加電圧が制御される交流電動機についての制御方法である。制御方法は、交流電動機を動作指令に従って動作させるための正弦波状の電圧指令信号と搬送波信号との比較に基づくパルス幅変調制御を用いてインバータを制御するステップと、パルス幅変調制御において、搬送波信号の周波数が電圧指令信号の周波数の整数倍となるように制御する過変調モードと、搬送波信号の周波数を電圧指令信号の周波数とは無関係に設定する正弦波変調モードとを含む複数の制御モードを切換えてインバータを制御するステップと、過変調モードの実行中に、交流電動機に流れる電流に基づいて、過変調モードから正弦波変調モードへ強制的に切換える緊急切換機能を実行するステップと、緊急切換機能によって過変調モードから正弦波変調モードへ制御モードを切換える場合に、正弦波変調モードにおいて電圧指令信号の振幅を制限するための上限値を緩和するステップとを備える。

本発明によれば、過変調ＰＷＭ制御および正弦波ＰＷＭ制御を切換えて制御する交流電動機の駆動装置において、交流電動機の回転速度が急変した場合の緊急切換動作時におけるトルク急減を抑制することが可能となる。

本発明の実施の形態に従う交流電動機の駆動装置を搭載した車両の全体ブロック図である。 本実施の形態におけるモータジェネレータの制御モードを概略的に説明する図である。 ＰＷＭ制御におけるＰＷＭ信号を説明するための図である。 モータジェネレータの動作状態と図２の制御モードとの対応関係を説明するための図である。 緊急切換動作を説明するための図である。 緊急切換動作における問題点を説明するための図である。 本実施の形態における変調率上限値の設定の概要を説明するための図である。 緊急切換動作時における変調率上限値とＰＷＭ信号との関係を説明するための図である。 本実施の形態において、ＥＣＵで実行されるモード切換制御を説明するための機能ブロック図である。 本実施の形態において、ＥＣＵで実行されるモード切換制御処理の詳細を説明するためのフローチャートである。

以下において、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分については、同一符号を付してその説明は繰り返さない。

［車両の基本構成］
図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の駆動装置を搭載した車両１００の全体ブロック図である。本実施の形態においては、車両１００が電気自動車である構成を例として説明するが、車両１００の構成はこれに限定されるものではなく、蓄電装置からの電力によって走行可能な車両であれば適用可能である。車両１００としては、電気自動車以外にたとえばハイブリッド車両や燃料電池自動車などが含まれる。

図１を参照して、車両１００は、蓄電装置１１０と、システムメインリレー（System Main Relay：ＳＭＲ）１１５と、コンバータ１２０と、インバータ１３０と、モータジェネレータ１４０と、動力伝達ギヤ１５０と、駆動輪１６０と、ＥＣＵ（Electronic Control Unit）３００とを備える。

蓄電装置１１０は、充放電可能に構成された電力貯蔵要素である。蓄電装置１１０は、たとえば、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池あるいは鉛蓄電池などの二次電池や、電気二重層キャパシタなどの蓄電素子を含んで構成される。

蓄電装置１１０は、電力線ＰＬ１，ＮＬ１を介して、コンバータ１２０のコンバータ１２０に接続される。蓄電装置１１０は、モータジェネレータ１４０を駆動するための電力をコンバータ１２０へ供給する。また、蓄電装置１１０は、モータジェネレータ１４０で発電された電力を蓄電する。蓄電装置１１０の出力はたとえば２００Ｖ程度である。

ＳＭＲ１１５に含まれるリレーは、蓄電装置１１０と電力線ＰＬ１，ＮＬ１とにそれぞれ接続される。そして、ＳＭＲ１１５は、ＥＣＵ３００からの制御信号ＳＥ１によって制御され、蓄電装置１１０とコンバータ１２０との間での電力の供給と遮断とを切換える。

コンデンサＣ１は、電力線ＰＬ１と電力線ＮＬ１との間に接続される。コンデンサＣ１は、電力線ＰＬ１と電力線ＮＬ１との間の電圧変動を低減する。

コンバータ１２０は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２と、リアクトルＬ１とを含む。

スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線ＰＬ２，ＮＬ１の間に、電力線ＰＬ２から電力線ＮＬ１に向かう方向を順方向として直列に接続される。なお、本実施の形態において、スイッチング素子として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を例として説明するが、ＩＧＢＴに代えて、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いてもよい。

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続される。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと、電力線ＰＬ１との間に設けられる。すなわち、コンバータ１２０はチョッパ回路を形成する。

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＥＣＵ３００からの制御信号ＰＷＣに基づいて制御され、電力線ＰＬ１，ＮＬ１と、電力線ＰＬ２，ＮＬ１との間で電圧変換動作を行なう。

コンバータ１２０は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオン・オフするように制御される。コンバータ１２０は、昇圧動作時には、蓄電装置１１０からの直流電圧を昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１および逆並列ダイオードＤ１を介して、電力線ＰＬ２へ供給することにより行なわれる。

また、コンバータ１２０は、降圧動作時には、インバータ１３０からの直流電圧を降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２および逆並列ダイオードＤ２を介して、電力線ＮＬ１へ供給することにより行なわれる。

これらの昇圧動作および降圧動作における電圧変換比は、上記スイッチング周期におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、昇圧動作および降圧動作が不要の場合には、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定するように制御信号ＰＷＣを設定することで、電圧変換比＝１．０（デューティ比＝１００％）とすることもできる。

なお、本発明においては、コンバータ１２０は必須ではなく、蓄電装置１１０からの出力電圧がインバータ１３０に直接供給される構成であってもよい。

コンデンサＣ２は、コンバータ１２０とインバータ１３０とを結ぶ電力線ＰＬ２，ＮＬ１の間に接続される。コンデンサＣ２は、電力線ＰＬ２，ＮＬ１の間の電圧変動を低減する。電圧センサ１７０は、コンデンサＣ２にかかる電圧を検出し、その検出値ＶＨをＥＣＵ３００へ出力する。

インバータ１３０は、電力線ＰＬ２，ＮＬ１を介して、コンバータ１２０に接続される。インバータ１３０は、ＥＣＵ３００からの制御指令ＰＷＩにより制御され、コンバータ１２０から出力される直流電力を、モータジェネレータ１４０を駆動するための交流電力に電力変換する。

インバータ１３０は、Ｕ相アーム１３１と、Ｖ相アーム１３２と、Ｗ相アーム１３３とを含み、これらにより三相ブリッジ回路が形成される。Ｕ相アーム１３１、Ｖ相アーム１３２およびＷ相アーム１３３は、電力線ＰＬ２と電力線ＮＬ１との間に並列に接続される。

Ｕ相アーム１３１は、電力線ＰＬ２と電力線ＮＬ１との間に直列接続されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４にそれぞれ並列に接続されるダイオードＤ３，Ｄ４とを含む。ダイオードＤ３のカソードはスイッチング素子Ｑ３のコレクタと接続され、ダイオードＤ３のアノードはスイッチング素子Ｑ３のエミッタと接続される。ダイオードＤ４のカソードはスイッチング素子Ｑ４のコレクタと接続され、ダイオードＤ４のアノードはスイッチング素子Ｑ４のエミッタと接続される。

Ｖ相アーム１３２は、電力線ＰＬ２と電力線ＮＬ１との間に直列接続されたスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６と、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６にそれぞれ並列に接続されるダイオードＤ５，Ｄ６とを含む。ダイオードＤ５のカソードはスイッチング素子Ｑ５のコレクタと接続され、ダイオードＤ５のアノードはスイッチング素子Ｑ５のエミッタと接続される。ダイオードＤ６のカソードはスイッチング素子Ｑ６のコレクタと接続され、ダイオードＤ６のアノードはスイッチング素子Ｑ６のエミッタと接続される。

Ｗ相アーム１３３は、電力線ＰＬ２と電力線ＮＬ１との間に直列接続されたスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８と、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８にそれぞれ並列に接続されるダイオードＤ７，Ｄ８とを含む。ダイオードＤ７のカソードはスイッチング素子Ｑ７のコレクタと接続され、ダイオードＤ７のアノードはスイッチング素子Ｑ７のエミッタと接続される。ダイオードＤ８のカソードはスイッチング素子Ｑ８のコレクタと接続され、ダイオードＤ８のアノードはスイッチング素子Ｑ８のエミッタと接続される。

モータジェネレータ１４０は、たとえば、永久磁石が埋設されたロータと、中性点でＹ結線された三相コイルを有するステータとを備える三相交流電動発電機である。Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の３つのコイルは、各々一方端が中性点に共に接続され、Ｕ相コイルの他方端はスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続ノードに接続され、Ｖ相コイルの他方端はスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の接続ノードに接続され、Ｗ相コイルの他方端はスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の接続ノードに接続される。

モータジェネレータ１４０の出力トルクは、減速機や動力分割機構によって構成される動力伝達ギヤ１５０を介して駆動輪１６０に伝達されて、車両１００を走行させる。モータジェネレータ１４０は、車両１００の回生制動動作時には、駆動輪１６０の回転力によって発電することができる。そして、その発電電力は、インバータ１３０によって蓄電装置１１０の充電電力に変換される。

また、モータジェネレータ１４０の他にエンジン（図示せず）が搭載されたハイブリッド自動車では、このエンジンおよびモータジェネレータ１４０を協調的に動作させることによって、必要な車両駆動力が発生される。この場合、エンジンの回転による発電電力を用いて、蓄電装置１１０を充電することも可能である。

なお、図１においては、モータジェネレータおよびインバータの対が１つ設けられる構成が示されるが、モータジェネレータおよびインバータの数はこれに限定されず、モータジェネレータおよびインバータを複数設ける構成としてもよい。たとえば、２つのモータジェネレータを備えるハイブリッド車両の場合には、一方のモータジェネレータを専ら駆動輪１６０を駆動するための電動機として用い、他方のモータジェネレータを専らエンジンにより駆動される発電機として用いるようにしてもよい。

電流センサ１８０は、インバータ１３０とモータジェネレータ１４０との間の電力伝達経路に設けられる。モータジェネレータ１４０の各相に流れる電流の合計は常にゼロとなるので、電流センサ１８０は、電力伝達経路の少なくともいずれか二相に設けられれば足りる。図１においては、たとえば、電流センサ１８０は、Ｕ相およびＶ相の電力伝達経路に設けられ、検出された電流Ｉｕ，ＩｖはＥＣＵ３００に送られる。

回転角センサ１９０は、モータジェネレータ１４０に設けられる。回転角センサ１９０は、モータジェネレータ１４０の回転角θを検出し、その検出値をＥＣＵ３００へ出力する。ＥＣＵ３００は、回転角センサ１９０からの回転角θに基づいて、モータジェネレータ１４０の回転速度または角速度を演算する。

ＥＣＵ３００は、いずれも図１には図示しないがＣＰＵ（Central Processing Unit）、記憶装置および入出力バッファを含み、各センサ等からの信号の入力や各機器への制御信号の出力を行なうとともに、車両１００および各機器の制御を行なう。ＥＣＵ３００における制御については、ソフトウェアによる処理に限られず、専用のハードウェア（電子回路）で処理することも可能である。

なお、図１においては、制御装置として１つのＥＣＵ３００が備えられる構成を例として説明するが、制御装置の構成はこれに限定されない。たとえば、ＥＣＵ３００は、機器ごとや機能ごとに制御装置が設けられる構成としてもよい。

ＥＣＵ３００は、蓄電装置１１０からの電圧ＶＢ，電流ＩＢを受ける。ＥＣＵ３００は、電圧ＶＢ，電流ＩＢに基づいて、蓄電装置の充電状態（State of Charge：ＳＯＣ）を演算する。

［制御モードの説明］
ＥＣＵ３００によるモータジェネレータ１４０の制御についてさらに詳細に説明する。図２は、本実施の形態におけるモータジェネレータ１４０の制御モードを概略的に説明する図である。

図２に示すように、本実施の形態による交流電動機の駆動装置では、モータジェネレータ１４０の制御、すなわち、インバータ１３０における電力変換について、３つの制御モードを切換えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオン・オフを、図３に示されるように、正弦波状の電圧指令（図３中の波形Ｗ１１）と搬送波（代表的には三角波）（図３中の波形Ｗ１０）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。正弦波ＰＷＭ制御においては、非同期ＰＷＭ制御が適用され、モータジェネレータ１４０の回転速度とは無関係に搬送波のキャリア周波数が設定される。正弦波ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数は、可聴周波数帯より高く、かつ、スイッチング損失が過大とならない範囲（たとえば、５〜１０ｋＨｚ程度）に設定される。

正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御との切換えは、インバータ１３０の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比で表わされる「変調率」を用いて行なわれる。具体的には、変調率が所定の上限値ＵＬ以下の場合は正弦波ＰＷＭ制御が選択され、変調率が上限値ＵＬを上回る場合は過変調ＰＷＭ制御が選択される。

なお、本明細書においては、この変調率は、モータジェネレータ１４０へ印加される電圧指令を、三相−二相変換（ｄ−ｑ軸変換）した電圧指令値をＶｄ，Ｖｑとした場合には、以下の式（１）によって表わすことができる。

変調率＝（Ｖｄ²＋Ｖｑ²）^1/2／ＶＨ …（１）
正弦波ＰＷＭ制御は、代表的には、正弦波の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲と設定され、その場合には、上限値ＵＬは約０．６１に設定される。また、搬送波振幅以下の範囲の正弦波成分に３ｎ次高調波成分（ｎ：自然数、代表的には、ｎ＝１の３次高調波）を重畳させて電圧指令を生成する制御方式も提案されており、その場合には、上限値ＵＬは、たとえば約０．７１に設定される。なお、本明細書においては、正弦波の電圧指令の振幅が搬送波振幅より大きい場合であっても、非同期ＰＷＭ制御が行なわれる場合には正弦波ＰＷＭ制御と称する。

一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機に印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、正弦波ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御の間の変調率において用いられる。過変調ＰＷＭ制御においては、同期ＰＷＭ制御が適用され、モータジェネレータ１４０の回転速度に応じて搬送波のキャリア周波数が制御される。すなわち、キャリア周波数がモータジェネレータの回転速度に従う電圧指令の周波数の整数倍（好ましくは、３・（２ｎ−１）倍、ｎ：自然数）となるように、電圧指令の位相と同期させた搬送波が生成される。

一般的には、過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なう（図３中の波形Ｗ１２）。電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率ＵＬから０．７８の範囲まで高めることができる。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、モータジェネレータ１４０に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。

モータジェネレータ１４０では、回転速度や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２０による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２０による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、モータジェネレータ１４０の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御する、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モード、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。

図４には、モータジェネレータ１４０の動作状態と上述の制御モードとの対応関係が示される。

図４を参照して、概略的には、低回転速度域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中回転速度域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御、高回転速度域Ａ３では、矩形波電圧制御が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の適用により、モータジェネレータ１４０の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。

［過変調モードにおける速度急変時の問題点］
車両走行時、たとえば雪道や濡れた路面を走行するような場合に、駆動輪がスリップした状態および路面をグリップした状態が繰り返されることがある。この場合、駆動輪がスリップするとモータジェネレータの回転速度が急激に増加し、スリップ状態からグリップ状態になると回転速度が急激に減少する。このような、速度急変時において、特に駆動輪がスリップ状態からグリップ状態に変化したときには、急激に減速トルクが増加することによって、モータジェネレータの誘起電圧が上昇する。

過変調モードにおいては、上述のように、正弦波の電流波形に高調波成分を重畳させて波形を意図的に歪ませているため、電流フィルタが一般的に用いられる。この電流フィルタの制御周期（たとえば、２５０ｍｓ（＝４００Ｈｚ））によって、電流フィードバック制御の制御周期が制限され制御応答性を十分に上げることができない場合がある。

このため、上述のようにスリップ状態からグリップ状態になった場合に、それによって生じる電圧上昇を抑制するための制御が追いつかず、過電圧状態になってしまうおそれがある。

これに対応するために、過変調モードにおいてスリップ状態からグリップ状態になった場合に、過変調モードから、制御応答性が優れた正弦波変調モードへ強制的に切換えて、高応答で電圧を低減する緊急切換機能を有するように、駆動装置が構成される場合がある。

この緊急切換動作を、図５を用いてより詳細に説明する。図５は、モータジェネレータに流れる電流をｄ−ｑ座標軸で示したものであり、横軸には界磁方向成分電流Ｉｄが示され、縦軸にはトルク方向成分電流Ｉｑが示される。

図５を参照して、図５中の曲線Ｗ３０は、正弦波変調モードにおける電流指令値を示す曲線であり、正弦波変調モードの場合には、たとえば曲線Ｗ３０上の点Ｐ１で示される電流指令値となるように電流フィードバック制御が実行される。

過変調モードにおいては、正弦波変調モードよりも高トルクを出力するために、たとえば図５の点Ｐ２に示されるように、Ｉｄ電流に対してＩｑ電流が正弦波変調モードの曲線Ｗ３０よりも大きくなるように制御が実行される。

そして、スリップ状態からグリップ状態に変化して、Ｉｑ電流が破線の曲線Ｗ３１で示される切換ラインを超過したことに応答して緊急切換動作が実行されて、制御モードが過変調モードから正弦波変調モードへ強制的に切換えられる。

正弦波変調モードでは、上述のように実行可能な変調率が過変調モードよりも制限されるため、これに伴ってＩｑ電流も制限されて、図５の点Ｐ３から点Ｐ１へと動作点が変更される。そうすると、結果的にトルク方向成分電流Ｉｑが低下するので、図６の曲線Ｗ２０のように、正弦波変調モードへ切換えられることにより急激に出力トルクが減少して、トルク指令値ＴＲに対してトルク不足となってしまう可能性がある。

［実施の形態における駆動制御の説明］
そこで、本実施の形態においては、緊急切換動作によって過変調モードから正弦波変調モードへ制御モード切換えられた場合に、それに伴って、図７のように、正弦波変調モードにおける変調率の上限値ＵＬをＵＬ１からＵＬ２へ緩和させるモード切換制御を実行する。

これによって、正弦波変調モードにおいて、図５における点Ｐ１と点Ｐ３との間の中間的なＩｑ電流（すなわち、トルク）を出力することができるので、緊急切換動作によって制御モードが過変調モードから正弦波変調モードに切換えられたときの出力トルクを徐々に変更させることができ、トルクの急減を抑制することが可能となる。

なお、このときに変調率の上限値を、図８における曲線Ｗ１２Ａのように、電圧指令信号の半周期において、ＰＷＭ制御におけるパルスが少なくとも２パルス含まれるような範囲内で緩和することが好ましい（図８の中段）。すなわち、曲線Ｗ１２Ｂの場合における図８の下段に示されるＰＷＭ信号のように、正弦波変調モードにおいて、ＰＷＭ信号が矩形波１パルスとならないようにすることが好ましい。これは、正弦波変調モードから図２で説明した矩形波電圧制御へ制御モードが切換えられた際に、制御が不安定になってしまうことを防止するためである。より詳細に説明すると、正弦波変調モードにおいては電流フィードバック制御がなされて電圧位相は制御されないが、矩形波電圧制御においては電圧位相のみが制御される。そのために、正弦波変調モードにおける矩形波制御から矩形波電圧制御へ制御モードが切換わった場合に、同じ矩形波の指令であるが電圧位相が変化して、制御が不安定となってしまうからである。

また、変調率の上限値について、このような矩形波１パルスのＰＷＭ信号とならないようにする条件は、図８からわかるように、電圧波形の周期と、その周期内に含まれる搬送波の数に依存する。すなわち、モータジェネレータの回転速度および搬送波のキャリア周波数によって、変調率の上限値ＵＬを緩和可能な範囲が定められる。具体的には、回転速度が相対的に遅い場合あるいはキャリア周波数が高い場合は、電圧指令の一周期に含まれる搬送波の数が相対的に多くなるので、矩形波１パルスのＰＷＭ信号になりにくく上限値をより大きく設定することができる。

図９は、本実施の形態において、ＥＣＵ３００で実行されるモード切換制御を説明するための機能ブロック図である。図９で説明される機能ブロック図に記載された各機能ブロックは、ＥＣＵ３００によるハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。

図１および図９を参照して、ＥＣＵ３００は、変調率演算部３１０と、変調率上限設定部３２０と、緊急切換判定部３３０と、記憶部３４０と、モード切換部３５０と、指令生成部３６０とを含む。

変調率演算部３１０は、電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑおよびシステム電圧ＶＨを受ける。変調率演算部３１０は、これらの情報を用いて、上述の式（１）を用いて変調率ＲＡＴを演算し、演算した変調率ＲＡＴをモード切換部３５０へ出力する。

変調率上限設定部３２０は、回転角センサ１９０から取得されるモータジェネレータ１４０の回転角θから算出される回転速度ＭＲＮと、搬送波のキャリア周波数Ｆｃａｒと、後述する緊急切換判定部３３０から出力される緊急切換動作の実施フラグＦＬＧとを受ける。変調率上限設定部３２０は、緊急切換動作が実行されていない場合には、正弦波変調モードにおける変調率上限値ＵＬを、図７で示されるＵＬ１に設定する。また、緊急切換動作が実行されている場合には、回転速度ＭＲＮとキャリア周波数Ｆｃａｒに基づいて、ＵＬ１よりも大きくなるように変調率上限値ＵＬを設定する。そして、変調率上限設定部３２０は、設定した変調率上限値ＵＬを指令生成部３６０へ出力する。

緊急切換判定部３３０は、ｄ−ｑ座標軸におけるモータジェネレータ１４０に流れる電流値Ｉｄ，Ｉｑ、およびモード切換部３５０で選択された制御モードＭＯＤを受ける。

緊急切換判定部３３０は、記憶部３４０に予め記憶された図５のようなマップを用いて、取得した電流値Ｉｄに対応する緊急切換しきい値Ｉｑ＿ｔｈを演算する。そして、緊急切換判定部３３０は、制御モードＭＯＤが過変調モードを示している場合に、電流値Ｉｑがしきい値Ｉｑ＿ｔｈを超過したときに緊急切換動作を実行するための実施フラグＦＬＧをオンに設定して、変調率上限設定部３２０およびモード切換部３５０へ出力する。

モード切換部３５０は、変調率演算部３１０で演算された変調率ＲＡＴ、および緊急切換判定部３３０からの実施フラグＦＬＧを受ける。

モード切換部３５０は、実施フラグＦＬＧにより緊急切換の実行が指示されていない場合は、変調率演算部３１０からの変調率ＲＡＴに基づいて、過変調モードおよび正弦波変調モードを切換える。また、緊急切換の実行が指示されている場合は、変調率ＲＡＴにかかわらず、モード切換部３５０は、過変調モードから正弦波変調モードへ制御モードを切換える。

そして、モード切換部３５０は、設定した現在の制御モードＭＯＤを緊急切換判定部３３０および指令生成部３６０へ出力する。

指令生成部３６０は、変調率上限設定部３２０で設定された変調率上限値ＵＬ、モード切換部３５０からの制御モードＭＯＤ、トルク指令値ＴＲ、モータジェネレータ１４０の回転速度ＭＲＮ、およびキャリア周波数Ｆｃａｒを受ける。

指令生成部３６０は、変調率上限値ＵＬを超えない範囲内で、回転速度ＭＲＮおよび指令トルクＴＲから電圧指令値を演算する。そして、演算された電圧指令値の波形と、キャリア周波数Ｆｃａｒの搬送波とを比較することによって、インバータ１３０へのＰＷＭ制御信号ＰＷＩを生成する。

図１０は、本実施の形態において、ＥＣＵ３００で実行されるモード切換制御処理の詳細を説明するためのフローチャートである。図１０および以降に説明する図１１に示すフローチャートは、ＥＣＵ３００に予め格納されたプログラムがメインルーチンから呼び出されて、所定周期で実行されることによって処理が実現される。あるいは、一部のステップについては、専用のハードウェア（電子回路）を構築して処理を実現することも可能である。

図１および図１０を参照して、ＥＣＵ３００は、ステップ（以下、ステップをＳと略す。）１００にて、電圧指令値Ｖｑ，Ｖｄとシステム電圧ＶＨから定まる変調率ＲＡＴから、制御モードがＰＷＭ制御モード（正弦波変調モード，過変調モード）であるか否かを判定する。

制御モードがＰＷＭ制御モードである場合（Ｓ１００にてＹＥＳ）は、次にＥＣＵ３００は、Ｓ１１０にて、制御モードが過変調モードであるか否かを判定する。

過変調モードである場合（Ｓ１１０にてＹＥＳ）は、処理がＳ１２０に進められ、ＥＣＵ３００は、電流値Ｉｑ，Ｉｄを取得する。そして、ＥＣＵ３００は、Ｓ１３０にて取得した電流値Ｉｄから緊急切換動作を行なうか否かを示すしきい値Ｉｑ＿ｔｈを演算するとともに、Ｓ１４０にて取得した電流値Ｉｑがしきい値Ｉｑ＿ｔｈを上回っているか否かを判定する。

電流値Ｉｑがしきい値Ｉｑ＿ｔｈを上回っている場合（Ｓ１４０にてＹＥＳ）は、ＥＣＵ３００は、緊急切換動作が必要であると判断し、Ｓ１５０にて、過変調モードから正弦波変調モードへ制御モードを切換える。

その後、ＥＣＵ３００は、モータジェネレータ１４０の回転速度ＭＲＮおよび搬送波のキャリア周波数Ｆｃａｒを取得するとともに（Ｓ１６０）、それらを用いて、上限値ＵＬ２を演算して、変調率上限値ＵＬにＵＬ２を設定する（Ｓ１７０）。

そして、ＥＣＵ３００は、Ｓ１８０にて、演算した変調率上限値ＵＬを超えない範囲で、回転速度ＭＲＮおよび指令トルクＴＲから電圧指令値を演算するとともに、演算された電圧指令値の波形と、キャリア周波数Ｆｃａｒの搬送波とを比較することによって、インバータ１３０への制御信号ＰＷＩを生成する。

Ｓ１４０にて、電流値Ｉｑがしきい値Ｉｑ＿ｔｈ以下の場合（Ｓ１４０にてＮＯ）は、ＥＣＵ３００は、緊急切換動作は不要であると判断して過変調モードを継続する。そして、ＥＣＵ３００は、Ｓ１７５に処理を進めて、正弦波変調モードの変調率上限値ＵＬにＵＬ１を設定する。その後、ＥＣＵ３００は、Ｓ１８０にて、過変調モードで、インバータ１３０への制御信号ＰＷＩを生成する。

また、Ｓ１１０にて、正弦波変調モードである場合（Ｓ１１０にてＮＯ）は、ＥＣＵ３００は、Ｓ１７５に処理を進めて、変調率上限値ＵＬにＵＬ１を設定し、Ｓ１８０にて、正弦波変調モードでインバータ１３０への制御信号ＰＷＩを生成する。

Ｓ１００にて、制御モードが矩形波電圧制御モードである場合（Ｓ１００にてＮＯ）は、処理がＳ１８０に進められて、ＥＣＵ３００は、トルク指令値ＴＲに応じた電圧位相を設定して、インバータ１３０への制御信号ＰＷＩを生成する。

なお、図１０においては詳細には示されていないが、矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モードへ切換える場合には、電流位相と所定のしきい値との比較に基づいて切換えの要否が判断される。

以上のような処理に従って制御を行なうことによって、過変調モード実行中において、スリップ状態からグリップ状態に変化したような速度急変が生じた場合に、過変調モードから正弦波変調モードへ緊急切換動作を行なって過電圧となることを防止するとともに、変調率上限を緩和することでトルクの急激な低下を抑制することが可能となる。これによって、機器の破損や故障が防止できるとともに、走行中の急激なトルク変動を低減することができる。

また、過変調モードから正弦波変調モードへの緊急切換動作の際の変調率上限値を、正弦波変調モードにおいて矩形波とならない範囲で緩和することで、矩形波電圧制御モードへ切換わったときに電圧位相が不安定になることを防止し、制御安定性を維持することが可能となる。

なお、本実施の形態における「インバータ１３０」と「ＥＣＵ３００」との組合せが、本発明における「交流電動機の駆動装置」に対応する。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１００ 車両、１１０ 蓄電装置、１１５ ＳＭＲ、１２０ コンバータ、１３０ インバータ、１３１ Ｕ相アーム、１３２ Ｖ相アーム、１３３ Ｗ相アーム、１４０ モータジェネレータ、１５０ 動力伝達ギヤ、１６０ 駆動輪、１７０ 電圧センサ、１８０ 電流センサ、１９０ 回転角センサ、３００ ＥＣＵ、３１０ 変調率演算部、３２０ 変調率上限設定部、３３０ 緊急切換判定部、３４０ 記憶部、３５０ モード切換部、３６０ 指令生成部、Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、ＮＬ１，ＰＬ１，ＰＬ２ 電力線、Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子。

Claims (9)

1. 交流電動機の駆動装置であって、
   前記交流電動機の印加電圧を制御するためのインバータと、
   前記交流電動機を動作指令に従って動作させるための正弦波状の電圧指令信号と搬送波信号との比較に基づくパルス幅変調制御を用いて、前記インバータを制御するための制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記パルス幅変調制御において、前記搬送波信号の周波数が前記電圧指令信号の周波数の整数倍となるように制御する過変調モードと、前記搬送波信号の周波数を前記電圧指令信号の周波数とは無関係に設定する正弦波変調モードとを含む複数の制御モードを切換えて前記インバータを制御し、
   前記制御装置は、前記過変調モードの実行中に、前記交流電動機に流れる電流に基づいて、前記過変調モードから前記正弦波変調モードへ強制的に切換える緊急切換機能を有し、
   前記制御装置は、前記緊急切換機能によって前記過変調モードから前記正弦波変調モードへ制御モードを切換える場合に、前記正弦波変調モードにおいて前記電圧指令信号の振幅を制限するための上限値を緩和する、交流電動機の駆動装置。
2. 前記制御装置は、前記緊急切換機能によって前記過変調モードから前記正弦波変調モードへ制御モードを切換える場合に、前記搬送波信号の周波数が大きいほど、前記正弦波変調モードにおける前記上限値を大きく設定する、請求項１に記載の交流電動機の駆動装置。
3. 前記制御装置は、前記緊急切換機能によって前記過変調モードから前記正弦波変調モードへ制御モードを切換える場合に、前記交流電動機の回転速度が小さいほど、前記正弦波変調モードにおける前記上限値を大きく設定する、請求項１に記載の交流電動機の駆動装置。
4. 前記制御装置は、前記緊急切換機能によって前記過変調モードから前記正弦波変調モードへ制御モードを切換える場合に、前記電圧指令信号の一周期の期間に前記インバータへ与えられるパルス幅変調信号が矩形波１パルスとならないように前記上限値を設定する、請求項２または３に記載の交流電動機の駆動装置。
5. 前記制御装置は、前記交流電動機に流れる電流のｑ軸電流が、ｄ軸電流に基づいて定められるｑ軸電流の所定のしきい値を上回った場合に前記緊急切換機能を実行する、請求項１に記載の交流電動機の駆動装置。
6. 前記しきい値は、前記正弦波変調モードにおけるｑ軸電流指令値よりも大きな値に設定される、請求項５に記載の交流電動機の駆動装置。
7. 前記制御装置は、前記インバータへの入力直流電圧と前記交流電動機へ与えられる電圧指令値とによって定められる変調率に基づいて、前記正弦波変調モードから前記過変調モードへの制御モードを切換え、
   前記上限値は、前記正弦波変調モードから前記過変調モードへの制御モードの切換えを判定するためのしきい値である、請求項１に記載の交流電動機の駆動装置。
8. 交流電動機により発生される駆動力を用いて走行することが可能な車両であって、
   前記交流電動機の印加電圧を制御するためのインバータと、
   前記交流電動機を動作指令に従って動作させるための正弦波状の電圧指令信号と搬送波信号との比較に基づくパルス幅変調制御を用いて、前記インバータを制御するための制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記パルス幅変調制御において、前記搬送波信号の周波数が前記電圧指令信号の周波数の整数倍となるように制御する過変調モードと、前記搬送波信号の周波数を前記電圧指令信号の周波数とは無関係に設定する正弦波変調モードとを含む複数の制御モードを切換えて前記インバータを制御し、
   前記制御装置は、前記過変調モードの実行中に、前記交流電動機に流れる電流に基づいて、前記過変調モードから前記正弦波変調モードへ強制的に切換える緊急切換機能を有し、
   前記制御装置は、前記緊急切換機能によって前記過変調モードから前記正弦波変調モードへ制御モードを切換える場合に、前記正弦波変調モードにおいて前記電圧指令信号の振幅を制限するための上限値を緩和する、車両。
9. インバータにより印加電圧が制御される交流電動機の制御方法であって、
   前記交流電動機を動作指令に従って動作させるための正弦波状の電圧指令信号と搬送波信号との比較に基づくパルス幅変調制御を用いて前記インバータを制御するステップと、
   前記パルス幅変調制御において、前記搬送波信号の周波数が前記電圧指令信号の周波数の整数倍となるように制御する過変調モードと、前記搬送波信号の周波数を前記電圧指令信号の周波数とは無関係に設定する正弦波変調モードとを含む複数の制御モードを切換えて前記インバータを制御するステップと、
   前記過変調モードの実行中に、前記交流電動機に流れる電流に基づいて、前記過変調モードから前記正弦波変調モードへ強制的に切換える緊急切換機能を実行するステップと、
   前記緊急切換機能によって前記過変調モードから前記正弦波変調モードへ制御モードを切換える場合に、前記正弦波変調モードにおいて前記電圧指令信号の振幅を制限するための上限値を緩和するステップとを備える、交流電動機の制御方法。

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