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JP6457494B2 - データを表す信号、そのような信号を生成するための方法およびデバイスならびに表されたデータをそのような信号から決定するための方法およびデバイス - Google Patents

データを表す信号、そのような信号を生成するための方法およびデバイスならびに表されたデータをそのような信号から決定するための方法およびデバイス Download PDF

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Description

本発明は、少なくとも1つの周波数ベースバンドにわたって拡散されデータを表す信号に関する。本発明はまた、そのような信号を生成するための方法およびデバイスにも関する。本発明はさらに、表されたデータをそのような信号から決定するための方法およびデバイスに関する。
遠距離通信および無線通信において、データは、シフトキーイング技法を使用して生成される狭い周波数帯域信号によって表すことができる。異なる形態のシフトキーイングがあり、振幅シフトキーイング(ASK)または周波数シフトキーイング(FSK)に関連するもの、ならびに二位相シフトキーイング(BPSK)、直交位相シフトキーイング(QPSK)およびオフセット直交位相シフトキーイング(O-QPSK)などの位相シフトキーイング(PSK)に関連するものがある。
自然干渉、雑音および電波妨害に対する耐性を達成し、探知を防止し、電力束密度を制限するために、結果として生じる狭帯域信号は、それ自体として送信されず、より大きいまたはより広い周波数帯域にわたって拡散される。
スペクトル拡散遠距離通信は、直接シーケンス、周波数ホッピング、または両方の組み合わせを用いる信号構造化技法である。
スペクトル拡散は一般に、通常は狭帯域の情報信号をより広い周波数帯域(広帯域無線)にわたって拡散するために逐次的雑音状信号構造を使用する。受信機は、元の情報信号を取り出すために受信した信号を相互に関連付ける。
周波数ホッピングスペクトル拡散(FHSS)、直接シーケンススペクトル拡散(DSSS)、時間ホッピングスペクトル拡散(THSS)、チャープスペクトル拡散(CSS)、およびこれらの技法の組み合わせは、スペクトル拡散の形態である。これらの技法の各々は、割り当てられる帯域幅の全体にわたって信号の拡散パターンを決定し、制御するために疑似乱数列-疑似乱数発生器を使用して生成される-を用いる。
DSSSは、送信機によって作成されるチップの系列が受信機によってすでに知られている信号構造を使用する。受信機はその時、情報信号を再構築するために、受信した信号に及ぼす疑似雑音コードシンボル系列の影響を弱めるために同じ疑似雑音コードシンボル系列を使用することができる。DSSSは、各々が情報ビットよりもはるかに短い継続時間を有する、「チップ」と呼ばれる疑似雑音コードシンボルの連続ストリングを用いて正弦波を疑似ランダムに位相変調する。すなわち、各情報ビットは、はるかに速いチップの系列によって変調される。従って、チップレートは、情報信号ビットレートよりもはるかに高い。
別の規格、IEEE 802.15.4-2006は、いくつかの変調技法を使用し、広い周波数範囲において動作する、いくつかの物理層を包含し、そこでは3つの主要周波数帯域が、利用され、すなわちサブGHz(314MHzから956MHzの間)、2.45GHz ISM帯域(2400MHzから2483.5MHzの間)、ならびに1GHzより下、3GHzから5GHzの間、および6GHzから10GHzの間だけの超広帯域(UWB)である。超広帯域(UWB)においては、変調は普通、短い継続時間のパルスを送信することに基づいている。ワイヤレスイーサネット（登録商標）規格IEEE 802.11は、その無線インターフェースにFHSSかまたはDSSSを使用する。
最も関心のあるサブGHz帯域の1つは、「g1」帯域と呼ばれ、868.0MHzから868.6MHzの間の周波数を包含する。周波数帯域幅は、狭く-わずか600kHz-、簡単な変調方式が使用されるワイヤレス通信における高データレートを妨げている。
IEEE規格802.15.4-2006によると、250kbpsが、600kHz周波数帯域幅の868.3MHz帯域、「g1」帯域について指定される最大可能総データレートである。しかし狭い周波数帯域幅に起因して、従来技術の実施は、実際には総データレートのはるかにより低い値-最大限で100kbpsの程度を示す。
Tsai Y.、「M-ary spreading-code-phase-shift-keying modulation for DSSS multiple access systems」、IEEE Transactions on Communication、Volume 57、Issue: 11、3220〜3224頁、(2009年11月)は、コードシフトキーイング(CSK)が、DSSSシステムの送信効率を高め、拡散利得対データレートの制限を克服するために提案されたことを述べ、入ってくるデータに従って拡散コード位相を切り替えることによってシステム柔軟性を改善することを提案する。
Tsai Y.、「M-ary spreading-code-phase-shift-keying modulation for DSSS multiple access systems」、IEEE Transactions on Communication、Volume 57、Issue: 11、3220〜3224頁、(2009年11月) Claude E. Shannon、「Communication in the Presence of Noise」、Proc. I.R.E.、37、1949年、10〜21頁 Harry Nyquist、「Certain Topics in Telegraph Transmission Theory」、Transactions of the AIEE、vol. 47、1928年2月、617〜644頁
本発明は、データレートの増加を可能にする変調方式を提供する。本発明は、ワイヤレス通信のためのデータレートの増加を可能にするために特に868.0MHzから868.6MHzの間の周波数帯域において適用可能であるが、しかしこの帯域に限定されず、ワイヤレス通信にも限定されない。
特に本発明は、少なくとも1つの周波数ベースバンドにわたって拡散されデータを表す信号を生成するための請求項1に記載の方法、少なくとも1つの周波数ベースバンドにわたって拡散された信号からデータを決定するための請求項2に記載の方法、少なくとも1つの周波数ベースバンドにわたって拡散されデータを表す信号を生成するための請求項７に記載のデバイス、および少なくとも1つの周波数ベースバンドにわたって拡散された信号からデータを決定するための請求項８に記載のデバイスを提供する。
信号を生成するための方法は、位相シフトキーイングを使用してデータの一部分を変調するステップと、周波数ベースバンドと関連する少なくとも1つの高度に自己相関性がある拡散コード系列を使用して少なくとも1つの周波数ベースバンドにわたって変調された部分を拡散するステップとを含む。信号を生成するための方法は、データの残余を使用して決定される遅延に従って、少なくとも1つの拡散コード系列を時間遅延によって遅延させるステップであって、変調された部分が、遅延された拡散コード系列に従って拡散される、ステップによって特徴付けられる。
これは、遅延においてデータ残余をエンコードすることを通じて追加のビットレートを可能にする。
データを決定するための方法は、データの変調された部分がそれを用いて信号にわたって拡散される少なくとも1つの遅延を決定するために、周波数ベースバンドと関連する少なくとも1つの高度に自己相関性がある拡散コード系列を使用するステップと、信号からデータの変調された部分を決定するために拡散コード系列および遅延を使用するステップと、位相シフトキーイングを使用してデータの変調された部分を復調するステップと、遅延を使用してデータの残余を決定するステップとを含む。データを決定するためのデバイスは、対応する手段を備える。
本発明の実施形態では、信号は、オフセット直交位相シフトキーイングに従ってI成分およびQ成分の片方として少なくとも1つのベースバンド上で変調される部分を備えてもよい。
次いで、信号はさらに、その一部分がI成分およびQ成分のもう一方として少なくとも1つのベースバンド上で変調される、さらなるデータを備えてもよく、もう一方の成分は、所定の拡散コード系列の組から選択され、さらなるデータの残余に従って決定されるさらなる遅延によって遅延されるさらなる拡散コード時間系列を用いて拡散される。
信号は、異なる周波数ベースバンド上で変調される部分を備え、各周波数ベースバンドについて、異なる拡散コードが使用される。
信号によって表されるデータは、ビタビエンコードされてもよい。
本発明の有利な実施形態は、従属請求項に明記され、詳細な説明に記述される。
添付図面は、本明細書と一緒に、本発明の例示的実施形態を示し、説明と一緒に、本発明の原理を説明するのに役立つ。
ビット誤り率、変調方式およびEb/No係数の間の関係図である。 本発明の変調方式の第1の実施形態の例示的ブロック図である。 本発明の変調方式の第2の実施形態の例示的ブロック図である。 遅延のない本発明の変調方式の第1の実施形態についてのQPSK信号点配置図である。 ゼロ拡散コードを経路の1つに適用することによって達成される本発明の変調方式の第1の実施形態についてのBPSK信号点配置図である。 第3の例示的実施形態に従って送信される例示的信号スペクトルである。
デジタル通信システムについて、最適システムは、占有される周波数帯域幅および送信されるエネルギーの制約下でシステム(受信機側)の出力におけるビット誤り率(BER)の確率を最小限にするシステムとして定義されてもよい。白色ガウス雑音(AWGN)と一緒の信号の場合には、Claude E. Shannon、「Communication in the Presence of Noise」、Proc. I.R.E.、37、1949年、10〜21頁は、ビット/秒単位のチャンネル容量Cについて下記の方程式、
C = B * log2(1+S/N) (1)
を与え、ただしBは、ヘルツ単位のチャンネル帯域幅であり、S/Nは、ワット/ワット単位の信号対雑音力率である。
所定の周波数帯域幅Bおよび信号対雑音比S/Nについて、チャンネル容量Cは、誤りなしで実現することが可能である通信速度Rの理論的限界を規定する。
チャンネルの周波数応答と一緒に帯域制限されたワイヤレスチャンネルを通じて輸送される情報を運ぶ波形をどのように整形するかという問題は、Harry Nyquist、「Certain Topics in Telegraph Transmission Theory」、Transactions of the AIEE、vol. 47、1928年2月、617〜644頁によって分析された。3つの異なる方法が、パルス整形を通じてISIを除去するために述べられる。通信チャンネルの周波数応答を整形するために、二乗余弦ロールオフフィルタが、使用されてもよい。
通信システムがシンボル間干渉(ISI)なしに支援することができる最大ボーレート(シンボルレート)Dは、システムの絶対周波数帯域幅Bおよび二乗余弦ロールオフフィルタ特性のロールオフ係数rに関係付けられてもよい。
D = 2 * B / (1+r) (2)
残念ながら、利用できる全周波数帯域幅を利用することは、基準周波数の不正確さに起因して不可能である。典型的な結晶公差±40ppmについて、例えば「g1」帯域において利用できる周波数帯域幅Bは、600kHzから530kHzまで低減する。
ゼロのロールオフ係数は、理論的に可能であるにもかかわらず、0.2を下回るロールオフ係数を達成することは、困難でかつ費用がかかる。それ故に、g1帯域において530kボーの理論的ボーレート限界があるにもかかわらず、実際には限界は、約442kボーである。すなわち、シンボルは、442kボーよりも多くのデータレートを運ぶために1ビットよりも多くを運ばなければならない。
チャンネル容量および結果として生じる制限の他に、エネルギー効率が、特にモバイルおよび/またはワイヤレスアプリケーションにとって重要である。エネルギー効率を分析する方法は、ソース(送り手/送信機)とシンク(受信機/宛先)との間での信号の減衰に及ぼす付加的白色ガウス雑音(AWGN)の影響を調べることである。付加的白色ガウス雑音(AWGN)は、白色雑音のパワースペクトル密度のレベルを表すスカラー値Noによってパラメータ化され、減衰は、受信機/宛先への入力における情報のビットのエネルギーEbによって表される。
雑音の同じパワースペクトル密度Noにおいて同じビット誤り率を達成するために、AWGNを仮定すると、異なる変調方式は、ビットの異なるエネルギーEbを必要とする。
図1は、ビット誤り率、変調方式およびEb/No比の間の関係を例示的に示す。Eb/No比が減少すると、ビット誤り率は、各変調方式について同様に増加する。所与の各Eb/No比について、O-QPSKが、最も低いビット誤り率を達成し、その後にコヒーレント周波数シフトキーイング、16次直交振幅変調(16QAM)および8次PSKが続く。最も高いビット誤り率は、非コヒーレント周波数シフトキーイングおよび直交周波数分割多重(OFDM)の場合に生じた。
本発明の第1の例示的実施形態では、単一層が、図2に例示的に描かれるように使用される。すなわち、入力データIDは、データデマルチプレクサDDによって第1および第2の部分1P、2P、ならびに第1の残余および第2の残余1R、2Rに逆多重化される。第1および第2の部分1P、2Pから、第1および第2の独立した信号1MP、2MPが、二位相シフトキーイングに従ってキーイングモジュールKMによって生成される。第1および第2の残余1R、2Rは、第1および第2の遅延を決定するために使用される。高い自己相関および低い相互相関を有する拡散コード系列の所定の組から、第1および第2の高度に自己相関性がある拡散コード系列1C、2Cが、周波数帯域に従って選択モジュールSMによって選択される。その組は、例えばDSSSに従ってあらかじめ決定されてもよく、選択された拡散コード系列1C、2Cは、拡散信号が最後にその上で変調されることになるベースバンドと関連付けられてもよい。拡散コード系列1C、2Cは、等しくてもよくまたは異なってもよい。選択された第1および第2の拡散コード系列1C、2Cは、遅延モジュールDMによって第1および第2の残余1R、2Rに従って個別に遅延され、第1の遅延による第1の拡散コード系列1Cは、第1の遅延された拡散コード系列1DCをもたらし、第2の遅延による第2の拡散コード系列2Cは、第2の遅延された拡散コード系列2DCをもたらす。
次いで、第1の独立した信号1MPは、遅延した第1の拡散コード系列1DCを使用して利用できる周波数帯域にわたって拡散モジュールSCによって拡散され、第2の独立した信号2MPは、遅延した第2の拡散コード系列2DCを使用して利用できる周波数帯域にわたって拡散される。拡散信号は次いで、QPSKに従ってI成分およびQ成分としてベースバンド上でベースバンド変調器BMによって変調される。
明らかに、Q成分変調およびI成分変調は、互いに完全に独立している。すなわち、第1の実施形態による単一層QPSKシステムにおいて1つの成分に適用される本発明の概念は、単一層BPSKシステムにおいて適用されてもよい。その時、逆多重化は、起こらず、ベースバンド上での変調は、I成分かまたはQ成分としてではなく、そのままである。
第1の例示的実施形態のDSSSと組み合わせたBPSK変調の使用は、BPSKおよびDSSSに基づく従来のデバイスとの後方互換性を保証する。
本発明の第1の例示的実施形態に従って生成された信号からデータを取り出すための受信機は、信号を受信し、それをI成分およびQ成分に分離する。各成分は、拡散するために使用されたそれぞれの拡散コード系列を使用して逆拡散される。それぞれの拡散コード系列の遅延および逆拡散結果の制御を通じて、遅延が、各成分について決定される。各成分の逆拡散信号から、それぞれのデータ部分が、抽出される。さらに、決定された遅延から、データの残余が、決定される。最後に、各成分について決定されたデータ部分およびデータ残余は、受信した信号によって表されたデータを決定するために多重化される。
本発明の第2の例示的実施形態では、2つ以上の層が、図3に例示的に描かれるように重畳されてまたは重ね合わされて使用される。すなわち、第2の例示的実施形態は、異なるDSSS拡散コード系列が各層に使用される、第1の例示的実施形態のいくつかの例の重ね合わせまたは重畳と考えられてもよい。一層の成分の間では、同じ拡散コード系列が、使用されてもよい。この場合もやはり、直交変調、例えばQPSKまたはさらに高いビットレートについてはO-QPSKが、使用され、1シンボル当たりのビットレートは、拡散コード系列の遅延を通じて増やされる。モジュールINTによって、I成分としてベースバンド上で変調されると決定された層成分は、合計され、Q成分としてベースバンド上で変調されると決定された層成分は、合計される。層成分の合計は次いで、ベースバンド変調器BMによってベースバンド上で変調される。
第2の例示的実施形態は、第1の例示的実施形態のいくつかの例の重ね合わせまたは重畳と考えられてもよいので、本発明の第2の例示的実施形態に従って生成された信号からデータを取り出すための受信機は、第1の例示的実施形態に従って生成された信号からデータを取り出すための受信機を対応する数だけ組み合わせることによって形成されてもよい。
第1の例示的実施形態の柔軟性を示すために、1に等しい一定の拡散コード系列、1C=1および2C=1、ならびに残余1R、2Rのないことが、例示的に仮定され、遅延をもたらさない。その時、拡散ブロックからの出力信号は、拡散ブロックへの入力信号に等しい。そのような設定について、QPSK変調は、図4に描かれる信号点配置図を有して実現される。
データデマルチプレクサDDを無効にし、ゼロ遅延を有する1C=0および2C=1かまたは1C=1および2C=0を適用することで、図5に描かれるようなBPSK変調を達成する。
一実施形態では、本発明は、8つのO-QPSK変調シンボルの規格化プリアンブル、すなわち全体的に320μs継続時間の4オクテットを使用し、それらの後にデータレートに特有のフレーム開始デリミタ(SFD)が続き、それは、SFDの後に続くデータストリームの自動データレート選択を可能にする。プリアンブル部は、AGCを設定し、位相/周波数オフセット推定などを同期させることによって受信機を調整するために使用される。SFDは、SFDに続くメッセージのデータレートを決定し、SFDの後に受信されるメッセージが正しく選択された速度でデコードされることになるようにベースバンド信号処理を切り替える。
実験は、合成され、検証され、バックアノテートされたビタビエンコーディングと一緒にO-QPSK実施に基づく第3の例示的実施形態を用いて行われた。バックアノテートされた設計は、1000モンテカルロ実行を用いてシミュレーションされた。
結果として、第3の例示的実施形態のEb/No比は、所定のビット誤り率についての方程式(1)から生じる理論的限界をわずか2.7dB下回る成績を得た。同様に、所定のデータレートを送信するために、第3の例示的実施形態は、理論的限界よりもわずか2.7dBだけ大きい受信機感度を必要とする。
第3の例示的実施形態は、疑似乱数によって表されるペイロードを提供され、そのペイロードから、g1帯域における信号が、生成された。生成された信号は、図6から明らかなように、IEEE 802.15.4-2006によって許容される周波数範囲内にあり、前記範囲は、図6における2つの垂直線の間である。
1C 第1の拡散コード系列
2C 第2の拡散コード系列
1DC 第1の遅延された拡散コード系列
2DC 第2の遅延された拡散コード系列
1MP 第1の独立した信号
2MP 第2の独立した信号
1P 第1の部分
2P 第2の部分
1R 第1の残余
2R 第2の残余
BM ベースバンド変調器
DD データデマルチプレクサ
DM 遅延モジュール
ID 入力データ
INT モジュール
KM キーイングモジュール
SC 拡散モジュール
SM 選択モジュール

Claims (10)

  1. - 位相シフトキーイングを使用してデータの一部分を変調するステップと、ベースバンドと関連する少なくとも1つの自己相関性がある拡散コード系列を使用して前記ベースバンドにわたって前記変調された部分を拡散するステップとを含む、前記ベースバンドにわたって拡散され前記データを表す信号を生成するための方法であって、
    前記データの残余を使用して決定される遅延に従って、前記少なくとも1つの拡散コード系列を時間遅延によって遅延させるステップであって、前記変調された部分が、前記遅延された拡散コード系列に従って拡散される、ステップを特徴とし、
    前記信号は、異なるベースバンド上で変調される前記部分を備え、各ベースバンドについて、異なる拡散コードが使用される、方法。
  2. ベースバンドにわたって拡散されデータを表す信号から前記データを決定するための方法であって、
    前記データの変調された部分がそれを用いて前記信号上に拡散される遅延を決定するために、前記ベースバンドと関連する少なくとも1つの自己相関がある拡散コード系列を使用するステップと、
    前記遅延および前記拡散コード系列を使用して前記信号から前記変調された部分を決定するステップと、
    位相シフトキーイングを使用して前記変調された部分を復調するステップと、
    前記遅延を使用して前記データの残余を決定するステップとを含み、
    前記信号は、異なるベースバンド上で変調される前記部分を備え、各ベースバンドについて、異なる拡散コードが使用されることを特徴とする、方法。
  3. 前記信号は、オフセット直交位相シフトキーイングに従ってI成分およびQ成分の片方として前記ベースバンド上で変調される前記部分を備える、請求項1または2に記載の方法。
  4. 前記信号は、その一部分が前記I成分および前記Q成分のもう一方として前記ベースバンド上で変調されるさらなるデータを備え、前記もう一方の成分は、所定の拡散コード系列の組から選択され、前記さらなるデータの残余に従って決定されるさらなる遅延によって遅延されるさらなる拡散コード時間系列を用いて拡散される、請求項3に記載の方法。
  5. 前記データは、ビタビエンコードされる、請求項1から4のいずれか一項に記載の方法。
  6. - 位相シフトキーイングを使用してデータの一部分を変調するための手段と、ベースバンドと関連する少なくとも1つの自己相関性がある拡散コード系列を使用して前記ベースバンドにわたって前記変調された部分を拡散するための手段とを備える、前記ベースバンドにわたって拡散され前記データを表す信号を生成するためのデバイスであって、
    前記データの残余を使用して決定される遅延に従って、前記少なくとも1つの拡散コード系列を時間遅延によって遅延させるための手段であって、前記変調された部分が、前記遅延された拡散コード系列に従って拡散される、手段を特徴とし、
    前記信号は、異なるベースバンド上で変調される前記部分を備え、各ベースバンドについて、異なる拡散コードが使用される、デバイス。
  7. ベースバンドにわたって拡散されデータを表す信号から前記データを決定するためのデバイスであって、
    前記データの変調された部分がそれを用いて前記信号上に拡散される遅延を決定するために、前記ベースバンドと関連する少なくとも1つの自己相関性がある拡散コード系列を使用するための手段と、
    前記遅延および前記拡散コード系列を使用して前記信号から前記変調された部分を決定するための手段と、
    位相シフトキーイングを使用して前記データの前記変調された部分を復調するための手段と、
    前記遅延を使用して前記データの残余を決定するための手段とを備え、
    前記信号は、異なるベースバンド上で変調される前記部分を備え、各ベースバンドについて、異なる拡散コードが使用される、デバイス。
  8. 前記信号は、オフセット直交位相シフトキーイングに従ってI成分およびQ成分の片方として前記ベースバンド上で変調される前記部分を備える、請求項6または7に記載のデバイス。
  9. 前記信号は、その一部分がI成分およびQ成分のもう一方として前記ベースバンド上で変調されるさらなるデータを備え、前記もう一方の成分は、所定の拡散コード系列の組から選択され、前記さらなるデータの残余に従って決定されるさらなる遅延によって遅延されるさらなる拡散コード時間系列を用いて拡散される、請求項8に記載のデバイス。
  10. 前記データは、ビタビエンコードされる、請求項6から9のいずれか一項に記載のデバイス。
JP2016513340A 2013-05-14 2014-05-14 データを表す信号、そのような信号を生成するための方法およびデバイスならびに表されたデータをそのような信号から決定するための方法およびデバイス Active JP6457494B2 (ja)

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