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CN111786920B - 一种多进制css信号解调方法及装置 - Google Patents

一种多进制css信号解调方法及装置 Download PDF

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CN111786920B
CN111786920B CN201910265013.4A CN201910265013A CN111786920B CN 111786920 B CN111786920 B CN 111786920B CN 201910265013 A CN201910265013 A CN 201910265013A CN 111786920 B CN111786920 B CN 111786920B
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Abstract

本申请提供了一种多进制CSS信号解调方法及装置，包括：将多进制CSS调制信号进行模数转换得到数字基带信号；对数字基带信号进行降采样处理；对降采样信号进行数据检测，检测数据是否到来；当数据到来时，对输入数据进行时域同步，输出同步后信号；对同步后信号搜索帧分隔符SFD所在的位置；根据时域同步后的输出信号和帧分隔符SFD所在的位置，判断得到载波频偏CFO的整数值CFO_Int；估算载波频偏CFO的小数值CFO_Frac；对有效数据进行解调，对解调数据进行载波频偏补偿，获得最终的解调数据。

Description

一种多进制CSS信号解调方法及装置
技术领域
本发明属于无线通信技术领域，尤其涉及一种多进制CSS信号解调方法及装置。
背景技术
现代通信系统中，应用于物联网的通讯技术有很多种，而多进制啁啾扩频CSS(Chirp Spread Spectrum)调制发射机拥有超低功耗的特点，使其成为物联网通讯技术中的佼佼者。然而多进制CSS接收机一直没有明确和较好的技术来实现，现有的接收机难以兼顾功耗和性能。目前业界实现多进制CSS接收机的方案有：采用相干和匹配滤波的方法进行接收，但功耗和面积极大；采用差分求频率的方法进行接收，但性能较差，要求信道SNR高；采用直接FFT的方法进行同步和接收，功耗和面积极大，上述方案均不满足物联网低功耗小面积高性能的特点。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了一种多进制CSS信号解调方法及装置，在级联积分梳状滤波CIC下采样后，用相关的方法进行时域和频域的同步，再用FFT的方法进行解调，在高性能的前提下，拥有较低的功耗和面积。
本申请提供了一种多进制CSS信号解调方法，包括：
多进制CSS调制信号进行模数转换，得到数字基带信号；
对所述数字基带信号进行降采样处理，得到降采样信号；
进一步的，所述对所述数字基带信号进行降采样处理，包括：
所述数字基带信号经过级联积分梳状滤波器进行初步降采样，并滤除高频噪声，得到滤除高频噪声的初步降采样信号；
所述初步降采样信号经过补偿滤波器后进行进一步降采样，并补偿级联积分梳状滤波器的带内衰减，输出降采样信号。
对所述降采样信号进行数据检测，检测数据是否到来，设定能量检测的阈值，计算当前输入数据帧的相关能量值，当所述相关能量值大于阈值时，表示数据到来；
当数据到来时，对输入数据进行时域同步，输出同步后信号；
进一步的，所述对数据进行时域同步，包括粗同步和精同步；
所述时域粗同步，根据帧标号与采样点标号，对接收到的数据进行时域移位；
所述时域精同步，将粗同步后的数据进行进一步同步，寻找相关能量值的最大值对应的位置索引，并根据所述相关能量值的最大值对应的位置索引对数据进行时域的移位。
搜索同步后信号中帧分隔符SFD所在的位置；具体的，所述搜索帧分隔符SFD所在的位置，包括：
采用相关的方法搜索帧分隔符SFD所在的位置，计算精同步后的输出x’(n,k)的相关能量值p’(n,k)；
寻找相关能量值p’(n,k)的最大值对应的位置索引fine_idx’，fine_idx’为帧分隔符号SFD的位置。
根据时域同步后的输出信号和帧分隔符SFD所在的位置，判断得到载波频偏CFO的整数值CFO_Int；
估算载波频偏CFO的小数值CFO_Frac；
所述估算载波频偏CFO的小数值，包括：
计算前导序列x’(n,k)相关值cor(n,k)；
对所述相关值cor(n,k)进行傅里叶变换，并求幅值，找到幅值中最大的三个点及其所在的标号；
计算所述前导序列相关值cor(n,k)的近似信噪比SNR；
将所述前导序列x’(n,k)延迟一个采样点，计算延迟后的前导序列的近似信噪比SNR’；
根据CFO的整数值CFO_Int、SNR、SNR’得到CFO的小数值CFO_Frac。
对有效数据进行解调获得解调数据；对解调后的数据进行载波频偏CFO补偿，根据载波频偏整数值CFO_Int和载波频偏小数值CFO_Frac对解调数据进行调整，得到最终的解调数据。
本申请还提供了一种多进制CSS信号解调装置，包括：
模数转换模块，用于将多进制CSS调制信号进行模数转换，得到数字基带信号；
降采样模块，用于对所述数字基带信号进行降采样处理，得到降采样信号；
所述降采样模块，包括：
第一降采样单元，用于对所述数字基带信号经过级联积分梳状滤波器进行初步降采样，并滤除高频噪声，得到滤除高频噪声的初步降采样信号；
第二降采样单元，用于对所述初步降采样信号经过补偿滤波器后进行进一步降采样，并补偿级联积分梳状滤波器的带内衰减，输出降采样信号。
检测模块，用于采用相关方法进行数据检测，检测数据是否到来；
所述检测模块，包括：
确定单元，用于设定能量检测的阈值，
计算单元，计算当前输入数据帧的相关能量值，
比较单元，用于将所述当前输入数据帧的相关能量值与能量检测的阈值进行比较，当所述相关能量值大于阈值时，表示数据到来。
同步处理模块，用于当数据到来时，对输入数据进行时域同步，输出同步后信号；
所述同步处理模块，包括：
第一同步单元，用于进行时域粗同步，根据帧标号与采样点标号，对接收到的数据进行时域移位；
第二同步单元，用于将粗同步后的数据进行时域精同步，寻找相关能量值的最大值对应的位置索引，并根据相关能量值的最大值对应的位置索引对数据进行时域的移位。
搜索模块，用于搜索同步后信号中帧分隔符SFD所在的位置；
所述搜索模块，还用于采用相关的方法搜索帧分隔符SFD所在的位置，计算精同步后的输出的相关能量值；
寻找相关能量值的最大值对应的位置索引，最大值对应的位置索引为帧分隔符号的位置。
计算模块，用于计算载波频偏CFO；
所述计算模块，包括：
整数计算单元，用于根据时域同步后的输出信号和帧分隔符SFD所在的位置，判断得到载波频偏CFO的整数值CFO_Int；
小数计算单元，用于估算载波频偏CFO的小数值CFO_Frac；
进一步的，所述小数计算单元，用于：
对所述相关值cor(n,k)进行傅里叶变换，并求幅值，找到幅值中最大的三个点及其所在的标号；
计算所述前导序列相关值cor(n,k)的近似信噪比SNR；
将所述前导序列延迟一个采样点，计算延迟后的前导序列的近似信噪比SNR’；
根据CFO的整数值CFO_Int、SNR、计算得到CFO的小数值CFO_Frac。
还包括调整模块，用于对有效数据进行解调；对解调后的数据进行载波频偏CFO补偿，根据载波频偏整数值CFO_Int和载波频偏小数值CFO_Frac对解调数据进行调整。
与现有技术中的方案相比，本申请提供的方案具有以下的优点：
1、本发明通过采用级联积分梳状滤波和补偿滤波器对模数转换后的信号进行了降采样，减小了同步和解调的面积，同时降低功耗。
2.本发明提出的能量检测相关方法，可以有效地检测到数据的到来，相比传统的Schmidl-Cox检测方法不仅所需资源小，而且精度高。
3.本发明提出的载波频偏检测和补偿方法，可以有效地补偿载波频偏，相比传统的求信号频率等方法速度快而且资源利用率高。
为了上述以及相关的目的，一个或多个实施例包括后面将详细说明并在权利要求中特别指出的特征。下面的说明以及附图详细说明某些示例性方面，并且其指示的仅仅是各个实施例的原则可以利用的各种方式中的一些方式。其它的益处和新颖性特征将随着下面的详细说明结合附图考虑而变得明显，所公开的实施例是要包括所有这些方面以及它们的等同。
附图说明
图1是本发明提供的多进制CSS调制信号产生流程图；
图2是本发明实施例一提供的多进制CSS调制信号解调方法流程图；
图2a是本发明实施例一提供的降采样处理流程图；
图2b是本发明实施例一提供的时域同步处理流程图；
图2c是本发明实施例一提供的估算载波频偏CFO的小数值方法流程图；
图3本发明实施例二提供的多进制CSS调制信号解调装置系统框图。
具体实施方式
以下描述和附图充分地示出本发明的具体实施方案，以使本领域的技术人员能够实践它们。其他实施方案可以包括结构的、逻辑的、电气的、过程的以及其他的改变。实施例仅代表可能的变化。除非明确要求，否则单独的组件和功能是可选的，并且操作的顺序可以变化。一些实施方案的部分和特征可以被包括在或替换其他实施方案的部分和特征。本发明的实施方案的范围包括权利要求书的整个范围，以及权利要求书的所有可获得的等同物。在本文中，本发明的这些实施方案可以被单独地或总地用术语“发明”来表示，这仅仅是为了方便，并且如果事实上公开了超过一个的发明，不是要自动地限制该应用的范围为任何单个发明或发明构思。
实施例一
啁啾扩频CSS(Chirp Spread Spectrum)是扩频传输的一种方式，通过chirp信号本身完成，与直接序列扩频DSSS(Direct Sequence Spread Spectrum)相比无需伪随机序列进行频率扩展。通常Chirp信号可以被表示为：其中A为幅度；/>为相位；μ为其频率曲线的斜率。
一种CSS调制下的信号波形可被定义为
本申请中的多进制CSS信号是对CSS信号的一种变形得到的，具体的，多进制CSS信号的瞬时频率被表示为：
fi为不同chirp符号的起始频率，其与待发送数据的关系为：/>d(k)为待发射的数据，k为数据的标号。基本CSS调制下单个Chirp符号只能发送1比特数据(+1或-1)，而多进制CSS调制下单个Chirp符号能发送s比特的数据。
多进制CSS调制发射机拥有低功耗和高性能的特点，然而多进制CSS接收机一直没有明确和较好的技术来实现，针对多进制CSS接收机，本申请提供了一种多进制CSS调制信号的解调方法及装置。
如图1所示，首先获取多进制CSS调制信号：天线接收到射频信号，经过低噪声放大器LNA(Low noise amplifier)放大之后，经过锁相环PLL(Phase locked loops)生成载波，增益可变放大器VGA(Variable gain amplifiers)调节信号增益，继而经过低通滤波器LP(Low pass)后滤除高频信号，可得到多进制CSS调制信号Din_I和Din_Q。
本申请提供了一种多进制CSS信号解调方法，如图2所示，包括：
S101.将多进制CSS调制信号进行模数转换，得到数字基带信号；
S102.对所述数字基带信号进行降采样处理，得到降采样信号；
进一步的，如图2a所示，所述对所述数字基带信号进行降采样处理，包括：
S102a.所述数字基带信号经过级联积分梳状滤波器CIC(Cascade IntegralComb)进行初步降采样，并滤除高频噪声，得到滤除高频噪声的初步降采样信号；
S102b.所述初步降采样信号经过补偿滤波器Comp(Compensatory filter)后进行进一步降采样，并补偿级联积分梳状滤波器CIC的带内衰减，输出降采样信号x(n,k)。
S103.对所述降采样信号x(n,k)进行数据检测，检测数据是否到来，
具体的，采用相关法进行检测，计算降采样信号的相关能量值p(n,k)：其中，k为输入数据帧的标号，M为一帧的长度，n为一帧内的采样点标号，up_c(n)为查找表(Loop Up Table)Chirp_LUT产生的参考信号；
设定能量检测的阈值TH1，将当前输入数据帧的相关能量值p(n,k)与阈值TH1进行比较，当p(n,k)＞TH1，表示数据到来。
S104.当数据到来时，对输入数据进行时域同步，输出同步后信号；
具体的，所述对数据进行时域同步，如图2b所示包括粗同步和精同步，
S104a.时域粗同步，根据帧标号与采样点标号，对接收到的数据进行时域移位；
当S103中检测到数据到来时，即检测到当前输入数据帧的相关能量值p(n,k)大于阈值TH1，此时的帧标号k'和采样点标号n'，将接收到的数据进行时域移位，移动k'个帧和n'个采样点周期，得到粗同步后的数据。
S104b.时域精同步，将粗同步后的数据进行进一步同步，
具体的，寻找相关能量值的最大值对应的位置索引[～,fine_idx]＝max(p(n,k))，并根据该索引对数据进行时域的移位，即将粗同步后的数据移动(fine_idx-1)个采样点周期，其中fine_idx为精同步的采样点标号，根据该标号进行精同步，得到同步后输出信号x’(n,k)。
S105.搜索同步后信号x’(n,k)中帧分隔符SFD(StartFrame Delimiter)所在的位置；
采用相关的方法搜索帧分隔符SFD所在的位置，计算精同步后的输出的相关能量值p’(n,k)；
进一步的，x'(n,k)为时域精同步后的输出，k为输入数据帧的标号，M为一帧的长度，n为一帧内的采样点标号，dn_c(n)为Chirp_LUT产生的参考信号；
寻找相关能量值p’(n,k)的最大值对应的位置索引[～,fine_idx']＝max(p(n,k)')，位置索引fine_idx’即为帧分隔符号SFD的位置。
S106.根据时域同步中精同步的采样点标号fine_idx和帧分隔符SFD所在的位置fine_idx’，判断得到载波频偏CFO(CarrierFrequencyOffset)的整数值CFO_Int；
具体的，根据时域同步和帧分隔符SFD所在的位置fine_idx’，可以计算得到载波频偏CFO的整数值：
S107.估算载波频偏CFO的小数值CFO_Frac；
估算需要发射机发射的数据中包含前导序列(Preamble)，前导列中的符号均为up_c(n)；如图2c所示，包括：
S107a.计算时域精同步后的数据x'(n,k)前导序列相关值cor’(n,k)；将时域精同步后的数据x’(n,k)前导序列与参考信up_c(n)进行点乘：cor(n,k)＝x'(n,k)*up_c(n)，得到前导序列的相关值cor(n,k)；
S107b.对所述相关值cor(n,k)进行傅里叶变换，并求幅值，COR(N,K)＝|FFT{cor(n,k)}|，找到幅值中最大的三个点及其所在的标号[m1,m2,m3,p1,p2,p3]＝max3(COR(N,K))，其中m1～m3为最大的三个值，p1～p3为最大的三个值对应的标号；
S107c.计算所述前导序列相关值cor(n,k)的近似信噪比SNR：
S107d.将所述时域精同步后的数据的前导序列再延迟一个采样点，计算延迟后的前导序列的近似信噪比；
示例性的，将时域精同步后的数据延迟1个采样点与参考信号up_c(n)点乘cor'(n,k)＝x'(n+1,k)*up_c(n)进行傅里叶变换并求幅值：COR'(N,K)＝|FFT{cor'(n,k)}|，找到幅值中最大的三个点及其所在的标号：[m'1,m'2,m'3,p'1,p'2,p'3]＝max3(COR'(N,K))，计算延迟后的近似信噪比SNR’
其中m1～m3为最大的三个值；p1’、p2’、p3’为三个最大值所在标号；
需要说明的是，如果无CFO小数部分和其它不理想因素，那么SNR’的数值会高于阈值TH2。其解调结果dop_real为幅值中最大的值所在的标号p1’。
S107e.根据CFO的整数值、SNR、SNR’得到CFO的小数值；
具体的，
1)当CFO_Int的值为整数时，对SNR进行判断：
SNR大于阈值TH2，则表示CFO无小数部分，此时的CFO值CFO_Int'＝round(CFO_Int)，CFO_Frac'＝0，round为四舍五入取整函数；
SNR小于阈值TH2，则表示存在CFO小数部分，此时的CFO值CFO_Int'＝round(CFO_Int)；
进一步的，存在CFO小数部分时，需要判断其极性的正负：前导列中的up-chirp信号经过步骤S107b中的解调结果为dop_real，因为存在小数部分，正确的结果可能为p1或p2；
理想解调结果应为dop_ideal＝round(CFO_Int)；
将dop_real与理想解调结果进行对比，取p1和p2中最接近dop_ideal的一个数为前导列中的up-chirp信号正确解调的结果，记为p0；如果p0的值小于p1，则表示CFO小数的极性为正，记为：CFO_Frac'＝1，如果p0的值大于p1’，则表示CFO小数的极性为负，记为：CFO_Frac'＝-1。
2)当CFO_Int的值为小数时，对SNR’进行判断：
SNR’大于阈值TH2，则表示CFO无小数部分，CFO_Frac'＝0，此时的CFO值CFO_Int'＝round(CFO_Int+0.5)；
SNR’小于阈值TH2，则表示存在CFO小数部分，此时的CFO真实值CFO_Int'＝round(CFO_Int+0.5)；
存在CFO小数时，需要判断极性的正负：步骤S107d中的解调结果为dop_real，因为存在小数，正确的结果可能为p1’或p2’；
理想解调结果为dop_ideal＝round(CFO_Int+0.5)
将dop_real与理想解调结果进行对比，取p'1或p'2最接近dop_ideal的一个数为前导列中的up-chirp信号正确解调的结果，记为p0；如果p0的值小于p1’，则表示CFO小数的极性为正，记为：CFO_Frac'＝1，如果p0的值大于p1’，则表示CFO小数的极性为负，记为：CFO_Frac'＝-1。
S108.对有效数据进行解调，数据进行载波频偏补偿，获得解调数据；
有效数据x”(n,k)进行求相关计算，得到相关值COR”(N,K)；
COR”(N,K)＝|FFT{cor”(n,k)}|
找到幅值中最大的两个点及其所在的标号：[m”1,m”2,p”1,p”2]＝max2(COR”(N,K))；其中m1”和m2”为幅值最大的两个值，p1”和p2”为最大的两个幅值对应的标号。
S109.对解调后的数据进行载波频偏CFO补偿，根据载波频偏整数值CFO_Int和载波频偏小数值CFO_Frac对解调数据进行调整，获得最终输出的解调数据Do；
当CFO_Frac为0时，Do＝p”1-CFO_Int，
当CFO_Frac不为0时：
1)CFO_Frac'＝1时：Do＝min(p”1,p”2)-CFO_Int
2)CFO_Frac'＝-1时：Do＝max(p”1,p”2)-CFO_Int
实施例二
本申请提供了一种多进制CSS信号解调装置200，如图3所示，包括：
模数转换模块210，用于将多进制CSS调制信号进行模数转换，得到数字基带信号；
降采样模块220，用于对所述数字基带信号进行降采样处理，得到降采样信号；
进一步的，所述降采样模块220，包括：
第一降采样单元220a，用于对所述数字基带信号经过级联积分梳状滤波器CIC进行初步降采样，并滤除高频噪声，得到滤除高频噪声的初步降采样信号；
第二降采样单元220b，用于对所述初步降采样信号经过补偿滤波器Comp后进行进一步降采样，并补偿级联积分梳状滤波器CIC的带内衰减，输出降采样信号x(n,k)。
检测模块230，用于采用相关方法进行数据检测，检测数据是否到来；
所述检测模块230，包括：
确定单元230a，用于设定能量检测阈值TH1；
计算单元230b，计算当前输入数据帧的相关能量值；计算降采样信号的相关能量值p(n,k)：其中，k为输入数据帧的标号，M为一帧的长度，n为一帧内的采样点标号，up_c(n)为查找表(Loop Up Table)Chirp_LUT产生的参考信号；
比较单元230c，用于将当前输入数据帧的相关能量值p(n,k)与阈值TH1进行比较，当p(n,k)>TH1表示数据到来。
同步处理模块240，用于当数据到来时，对输入数据进行时域同步，输出同步后信号；
所述同步处理模块240，包括：
第一同步单元240a，用于进行时域粗同步，根据帧标号与采样点标号，对接收到的数据进行时域移位；
具体的，当S103中检测到数据到来时，即当前输入数据帧的相关能量值p(n,k)大于阈值TH1，记下此时的帧标号k’和采样点标号n’，接收到的数据进行时域移位，移动k’个帧和n’个采样点周期，得到粗同步后的数据。
第二同步单元240b，用于将粗同步后的数据进行时域精同步，
具体的，寻找相关能量值的最大值对应的位置索引[～,fine_idx]＝max(p(n,k))，并根据该索引对数据进行时域的移位，即将粗同步后的数据移动(fine_idx-1)个采样点周期，其中fine_idx为精同步的采样点标号，根据该标号进行精同步,得到同步后输出信号x’(n,k)。
搜索模块250，用于搜索同步后信号中帧分隔符SFD所在的位置；
所述搜索模块250，还用于采用相关的方法搜索帧分隔符SFD所在的位置，计算精同步后的输出x’(n,k)的相关能量值p’(n,k)；
进一步的，k为输入数据帧的标号，M为一帧的长度，n为一帧内的采样点标号，dn_c(n)为Chirp_LUT产生的参考信号，x’(n,k)为时域精同步后的输出，p’(n,k)为相关能量值；
所述搜索模块250，还用于，
寻找相关能量值p’(n,k)的最大值对应的位置索引:
[～,fine_idx']＝max(p(n,k)')，fine_idx’为帧分隔符号的位置。
计算模块260，用于计算载波频偏CFO；
所述计算模块260，包括：
整数计算单元260a，用于根据时域同步后的输出信号和帧分隔符SFD所在的位置，判断得到载波频偏CFO的整数值CFO_Int；
具体的，根据时域同步和帧分隔符SFD所在的位置，可以计算得到载波频偏CFO的整数值：
小数计算单元260b，用于估算载波频偏CFO的小数值CFO_Frac。
所述小数计算单元260b，具体用于：
发射机发射的数据中包含前导序列(Preamble)，前导列中的符号均为up_c(n)；
计算前导序列x'(n,k)相关值cor(n,k)；将时域精同步后的数据x'(n,k)的前导序列与Chirp_LUT的参考信号up_c(n)进行点乘：cor(n,k)＝x'(n,k)*up_c(n)；
得到前导序列的相关值cor(n,k)；对所述相关值cor(n,k)进行傅里叶变换，并求幅值COR(N,K)＝|FFT{cor(n,k)}|，找到幅值中最大的三个点及其所在的标号[m1,m2,m3,p1,p2,p3]＝max3(COR(N,K))，其中m1～m3为最大的三个值，p1～p3为最大的三个值对应的标号；
计算所述前导序列相关值cor(n,k)的近似信噪比SNR：
将所述时域精同步后的数据的前导序列再延迟一个采样点，计算延迟后的前导序列的近似信噪比；
示例性的，将时域精同步后的数据延迟一个采样点与参考信号进行点乘：cor'(n,k)＝x'(n+1,k)*up_c(n)进行傅里叶变换，并求幅值：COR'(N,K)＝|FFT{cor'(n,k)}|，找到幅值中最大的三个点及其所在的标号：[m'1,m'2,m'3,p'1,p'2,p'3]＝max3(COR'(N,K))，以及SNR：
根据CFO的整数值、SNR、SNR’得到CFO的小数值；
具体的，
1)当CFO_Int的值为整数时，对SNR进行判断：
SNR大于阈值TH2，则表示CFO无小数部分，此时的CFO值CFO_Int'＝round(CFO_Int)，CFO_Frac'＝0，round为四舍五入取整函数；
SNR小于阈值TH2，则表示存在CFO小数部分，此时的CFO值CFO_Int'＝round(CFO_Int)；
进一步的，存在CFO小数部分时，需要判断其极性的正负：前导列中的up-chirp信号经过步骤S107b中的解调结果为dop_real，因为存在小数部分，正确的结果可能为p1或p2；
理想解调结果应为dop_ideal＝round(CFO_Int)；将dop_real与理想解调结果dop_ideal进行对比，取p1和p2中最接近dp_ideal的一个数为前导列中的up-chirp信号正确解调的结果，记为p0；如果p0的值小于p1，则表示CFO小数的极性为正，记为：CFO_Frac'＝1，如果p0的值大于p'1，则表示CFO小数的极性为负，记为：CFO_Frac'＝-1。
2)当CFO_Int的值为小数时，对SNR’进行判断：
SNR’大于阈值TH2，则表示CFO无小数部分，CFO_Frac'＝0，此时的CFO值CFO_Int'＝round(CFO_Int+0.5)；
SNR’小于阈值TH2，则表示存在CFO小数部分，此时的CFO真实值CFO_Int'＝round(CFO_Int+0.5)；
存在CFO小数时，需要判断极性的正负：步骤S107d中的解调结果为dop_real，因为存在小数，正确的结果可能为p1’或p2’；
理想解调结果为dop_ideal＝round(CFO_Int+0.5)，将dp_real与理想解调结果dop_ideal进行对比，取p'1或p'2最接近dop_ideal的一个数为前导列中的up-chirp信号正确解调的结果，记为p0；如果p0的值小于p1’，则表示CFO小数的极性为正，记为：CFO_Frac'＝1，如果p0的值大于p1’，则表示CFO小数的极性为负，记为：CFO_Frac'＝-1。
调整模块270，用于对对解调后的数据进行载波频偏CFO补偿，根据载波频偏整数值CFO_Int和载波频偏小数值CFO_Frac对解调数据进行调整。
所述调整模块，用于对有效数据进行解调，数据进行载波频偏补偿，获得解调数据；
有效数据x”(n,k)进行求相关计算，得到相关值COR”(N,K)；
COR”(N,K)＝|FFT{cor”(n,k)}|
找到幅值中最大的两个点及其所在的标号：[m”1,m”2,p”1,p”2]＝max2(COR”(N,K))；其中m1”和m2”为幅值最大的两个值，p1”和p2”为最大的两个幅值对应的标号。
所述调整模块，用于对对解调后的数据进行载波频偏CFO补偿，根据载波频偏整数值CFO_Int和载波频偏小数值CFO_Frac对解调数据进行调整，获得最终输出的解调数据Do；
当CFO_Frac为0时，Do＝p”1-CFO_Int，
当CFO_Frac不为0时：
1)CFO_Frac'＝1时：Do＝min(p”1,p”2)-CFO_Int
2)CFO_Frac'＝-1时：Do＝max(p”1,p”2)-CFO_Int。
本申请提供了一种多进制CSS信号解调方法及装置，在级联积分梳状滤波CIC下采样后，用相关的方法进行时域和频域的同步，再用FFT的方法进行解调，在高性能的前提下，拥有较低的功耗和面积。
本领域技术人员可以明白，这里结合所公开的实施例描述的各种示例性的方法步骤和装置单元均可以电子硬件、软件或二者的结合来实现。为了清楚地示出硬件和软件之间的可交换性，以上对各种示例性的步骤和单元均以其功能性的形式进行总体上的描述。这种功能性是以硬件实现还是以软件实现依赖于特定的应用和整个系统所实现的设计约束。本领域技术人员能够针对每个特定的应用，以多种方式来实现所描述的功能性，但是这种实现的结果不应解释为背离本发明的范围。
结合上述公开的实施例所描述的方法的步骤可直接体现为硬件、由处理器执行的软件模块或者这二者的组合。软件模块可能存在于RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、移动磁盘、CD-ROM或者本领域熟知的任何其他形式的存储媒质中。一种典型存储媒质与处理器耦合，从而使得处理器能够从该存储媒质中读信息，且可向该存储媒质写信息。在替换实例中，存储媒质是处理器的组成部分。处理器和存储媒质可能存在于一个ASIC中。该ASIC可能存在于一个用户站中。在一个替换实例中，处理器和存储媒质可以作为用户站中的分立组件存在。
根据所述公开的实施例，可以使得本领域技术人员能够实现或者使用本发明。对于本领域技术人员来说，这些实施例的各种修改是显而易见的，并且这里定义的总体原理也可以在不脱离本发明的范围和主旨的基础上应用于其他实施例。以上所述的实施例仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种多进制CSS信号解调方法，其特征在于，包括：
多进制CSS调制信号进行模数转换，得到数字基带信号；
对所述数字基带信号进行降采样处理，得到降采样信号；
对所述降采样信号进行数据检测，检测数据是否到来，设定能量检测的阈值，计算当前输入数据帧的相关能量值，当所述相关能量值大于阈值时，表示数据到来；
当数据到来时，对输入数据进行时域同步，输出同步后信号；
搜索同步后信号中帧分隔符SFD所在的位置；
根据时域同步后的输出信号和帧分隔符SFD所在的位置，判断得到载波频偏CFO的整数值CFO_Int；
估算载波频偏CFO的小数值CFO_Frac；
对有效数据进行解调获得解调数据；对解调后的数据进行载波频偏CFO补偿，根据载波频偏整数值CFO_Int和载波频偏小数值CFO_Frac对解调数据进行调整，得到最终的解调数据，
所述对所述数字基带信号进行降采样处理，包括：
所述数字基带信号经过级联积分梳状滤波器进行初步降采样，并滤除高频噪声，得到滤除高频噪声的初步降采样信号；
所述初步降采样信号经过补偿滤波器后进行进一步降采样，并补偿级联积分梳状滤波器的带内衰减，输出降采样信号。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对数据进行时域同步，包括粗同步和精同步；
所述时域粗同步，根据帧标号与采样点标号，对接收到的数据进行时域移位；
所述时域精同步，将粗同步后的数据进行进一步同步，寻找相关能量值的最大值对应的位置索引，并根据所述相关能量值的最大值对应的位置索引对数据进行时域的移位。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述搜索帧分隔符SFD所在的位置，包括：
采用相关的方法搜索帧分隔符SFD所在的位置，计算精同步后的输出x’(n,k)的相关能量值p’(n,k)；
寻找相关能量值p’(n,k)的最大值对应的位置索引fine_idx’，fine_idx’为帧分隔符号SFD的位置。
4.一种多进制CSS信号解调装置，其特征在于，包括：
模数转换模块，用于将多进制CSS调制信号进行模数转换，得到数字基带信号；
降采样模块，用于对所述数字基带信号进行降采样处理，得到降采样信号；
检测模块，用于采用相关方法进行数据检测，检测数据是否到来，
同步处理模块，用于当数据到来时，对输入数据进行时域同步，输出同步后信号；
搜索模块，用于搜索同步后信号中帧分隔符SFD所在的位置；
计算模块，用于计算载波频偏CFO；
调整模块，用于对有效数据进行解调；对解调后的数据进行载波频偏CFO补偿，根据载波频偏整数值CFO_Int和载波频偏小数值CFO_Frac对解调数据进行调整，所述降采样模块，包括：
第一降采样单元，用于对所述数字基带信号经过级联积分梳状滤波器进行初步降采样，并滤除高频噪声，得到滤除高频噪声的初步降采样信号；
第二降采样单元，用于对所述初步降采样信号经过补偿滤波器后进行进一步降采样，并补偿级联积分梳状滤波器的带内衰减，输出降采样信号。
5.如权利要求4所述的多进制CSS信号解调装置，其特征在于，
所述检测模块，包括：
确定单元，用于设定能量检测的阈值，
计算单元，计算当前输入数据帧的相关能量值，
比较单元，用于将所述当前输入数据帧的相关能量值与能量检测的阈值进行比较，当所述相关能量值大于阈值时，表示数据到来。
6.如权利要求4所述的多进制CSS信号解调装置，其特征在于，
所述同步处理模块，包括：
第一同步单元，用于进行时域粗同步，根据帧标号与采样点标号，对接收到的数据进行时域移位；
第二同步单元，用于将粗同步后的数据进行时域精同步，寻找相关能量值的最大值对应的位置索引，并根据相关能量值的最大值对应的位置索引对数据进行时域的移位。
7.如权利要求4所述的多进制CSS信号解调装置，其特征在于，
所述搜索模块，还用于采用相关的方法搜索帧分隔符SFD所在的位置，计算精同步后的输出的相关能量值；
寻找相关能量值的最大值对应的位置索引，最大值对应的位置索引为帧分隔符号的位置。
8.如权利要求4所述的多进制CSS信号解调装置，其特征在于，
所述计算模块，包括：
整数计算单元，用于根据时域同步后的输出信号和帧分隔符SFD所在的位置，判断得到载波频偏CFO的整数值CFO_Int；
小数计算单元，用于估算载波频偏CFO的小数值CFO_Frac。
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