JP6103478B2

JP6103478B2 - 電源回路及び照明装置

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Publication number: JP6103478B2
Application number: JP2013061126A
Authority: JP
Inventors: 博赤星; 北村　紀之; 紀之北村; 高橋　雄治; 雄治高橋; 大武　寛和; 寛和大武; 加藤　剛; 剛加藤; 洋人中村
Original assignee: Toshiba Lighting and Technology Corp
Current assignee: Toshiba Lighting and Technology Corp
Priority date: 2013-03-22
Filing date: 2013-03-22
Publication date: 2017-03-29
Anticipated expiration: 2033-03-22
Also published as: US20140285100A1; CN104066229B; JP2014186871A; EP2782423A1; CN104066229A

Description

本発明の実施形態は、電源回路及び照明装置に関する。

照明装置において、照明光源は白熱電球や蛍光灯から省エネルギー・長寿命の光源、例えば発光ダイオード（Light-emitting diode：ＬＥＤ）などの発光素子への置き換えが進んでいる。こうした光源に電力を供給する電源回路では、信頼性の低下を招くことなく、回路の一部を集積化することが望まれる。

米国特許出願公開第２０１１／００１２５３０号明細書

信頼性の低下を招くことなく、回路の一部を集積化した電源回路及び照明装置を提供することを目的とする。

本発明の実施形態によれば、電力変換部と、制御部と、集積回路と、備えた電源回路が提供される。前記電力変換部は、電源供給経路を介して供給される交流電圧を変換して負荷に供給する。前記制御部は、前記電力変換部による電圧の変換を制御する。前記集積回路は、前記電源供給経路に電気的に接続される入力端子と、前記電源供給経路を流れる電流の一部を前記入力端子に流す第１状態と、前記入力端子に流れる電流が前記第１状態よりも小さい第２状態と、を切り替え可能な電流調整部と、前記電流調整部を介して供給される電圧を前記制御部に応じた駆動電圧に変換して前記制御部に供給する制御用電源部と、前記駆動電圧の生成に用いられるコンデンサを接続するための接続端子と、前記コンデンサのインピーダンスが低下したときに、前記入力端子に流れる電流を遮断または低減する保護回路と、を含む。

本発明の実施形態によれば、信頼性の低下を招くことなく、回路の一部を集積化した電源回路及び照明装置を提供することができる。

実施形態に係る照明装置を模式的に表すブロック図である。図２（ａ）及び図２（ｂ）は、実施形態に係る制御部の動作を表すグラフ図である。図３（ａ）〜図３（ｃ）は、実施形態に係る制御部の動作を模式的に表すグラフ図である。図４（ａ）〜図４（ｃ）は、実施形態に係る制御部の動作を模式的に表すグラフ図である。

以下に、各実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。
なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。

図１は、実施形態に係る照明装置を模式的に表すブロック図である。
図１に表したように、照明装置１０は、照明負荷１２（負荷）と、電源回路１４と、を備える。照明負荷１２は、例えば、発光ダイオード（Light-emitting diode：ＬＥＤ）などの照明光源１６を有する。照明光源１６は、例えば、有機発光ダイオード（Organic light-emitting diode：ＯＬＥＤ）などでもよい。照明光源１６には、例えば、順方向降下電圧を有する発光素子が用いられる。照明負荷１２は、電源回路１４からの出力電圧の印加及び出力電流の供給により、照明光源１６を点灯させる。出力電圧及び出力電流の値は、照明光源１６に応じて規定される。

電源回路１４は、交流電源２及び調光器３と接続されている。なお、本願明細書において、「接続」とは、電気的な接続を意味し、物理的に接続されていない場合や他の要素を介して接続されている場合も含むものとする。

交流電源２は、例えば、商用電源である。調光器３は、交流電源２の交流の電源電圧ＶＩＮから導通角制御した交流電圧ＶＣＴを生成する。電源回路１４は、調光器３から供給される交流電圧ＶＣＴを直流電圧に変換して照明負荷１２に出力することにより、照明光源１６を点灯させる。また、電源回路１４は、導通角制御された交流電圧ＶＣＴに同期して、照明光源１６の調光を行う。なお、調光器３は、必要に応じて設けられ、省略可能である。調光器３が設けられていない場合には、交流電源２の電源電圧ＶＩＮが、電源回路１４に供給される。

調光器３の導通角制御には、例えば、交流電圧のゼロクロスから交流電圧の絶対値が最大値となる期間において導通する位相を制御する位相制御（leading edge）の方式と、交流電圧の絶対値が最大値となってから交流電圧がゼロクロスする期間において遮断する位相を制御する逆位相制御（trailing edge)の方式とがある。

位相制御する調光器３は、回路構成が簡単であり、比較的大きな電力負荷を扱うことができる。しかし、トライアックが使用されている場合は、軽負荷動作が困難で、電源電圧が一時的に低下するいわゆる電源ディップが発生すると不安定動作に陥りやすい。また、容量性負荷を接続した場合は、突入電流が発生するため容量性負荷との相性が悪いなどの特徴がある。

一方、逆位相制御する調光器３は、軽負荷でも動作可能であり、容量性負荷を接続しても突入電流が発生せず、また電源ディップが発生しても動作が安定である。しかし、回路構成が複雑であり、温度が上昇し易いため、重負荷に向かない。また、誘導性負荷を接続した場合は、サージが発生するなどの特徴がある。

本実施形態では、調光器３として、電源電圧ＶＩＮを供給する一対の電源ラインの一方の端子４、６間に直列に挿入された構成を例示しているが、他の構成でもよい。

電源回路１４は、電力変換部２１と、制御部２２と、集積回路２３と、過電流保護部２４と、を有する。

電力変換部２１は、第１電源供給経路２６ａを介して供給される導通角制御された交流電圧ＶＣＴを変換して照明負荷１２に供給する。電力変換部２１は、ＡＣ−ＤＣコンバータ２１ａと、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂと、を有する。ＡＣ−ＤＣコンバータ２１ａは、第１電源供給経路２６ａを介して供給される交流電圧ＶＣＴを第１直流電圧ＶＤＣ１に変換する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂは、第２電源供給経路２６ｂを介してＡＣ−ＤＣコンバータ２１ａと接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂは、第２電源供給経路２６ｂから供給される第１直流電圧ＶＤＣ１を照明負荷１２に応じた所定の電圧値の第２直流電圧ＶＤＣ２に変換して照明負荷１２に供給する。第２直流電圧ＶＤＣ２の絶対値は、第１直流電圧ＶＤＣ１の絶対値と異なる。第２直流電圧ＶＤＣ２の絶対値は、例えば、第１直流電圧ＶＤＣ１の絶対値よりも低い。この例において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂは、降圧型のコンバータである。第２直流電圧ＶＤＣ２の供給により、照明負荷１２の照明光源１６が点灯する。

制御部２２は、交流電圧ＶＣＴの導通角を検出し、検出した導通角に応じて電力変換部２１による電圧の変換を制御する。制御部２２は、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂによる第１直流電圧ＶＤＣ１から第２直流電圧ＶＤＣ２への変換を制御する。この例において、制御部２２は、過電流保護部２４を介してＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂの動作を制御する。制御部２２は、例えば、検出した導通角に対応する調光信号ＤＭＳを生成し、その調光信号ＤＭＳを過電流保護部２４に入力する。このように、制御部２２は、検出した導通角に応じて過電流保護部２４を制御する。これにより、制御部２２は、調光器３の導通角制御に同期して、照明光源１６を調光する。制御部２２には、例えば、マイクロプロセッサが用いられる。

過電流保護部２４は、電源回路１４の低電位側の出力端子８に接続される。すなわち、過電流保護部２４は、照明負荷１２の低電位側の端部に接続される。過電流保護部２４は、照明負荷１２（照明光源１６）に流れる電流を検出する。過電流保護部２４は、制御部２２から入力された調光信号ＤＭＳと検出した電流とを基に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂをフィードバック制御する。例えば、照明光源１６に過電流が流れている場合に、電流を小さくするようにＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂをフィードバック制御する。これにより、過電流保護部２４は、照明光源１６に過電流が流れることを抑制する。

集積回路２３は、１チップ化された１つの部品である。集積回路２３には、例えば、入力端子４０と、第１基準電位端子４１と、電流調整部４２と、制御端子４３と、制御用電源部４４と、出力端子４５と、第２基準電位端子４６と、接続端子４７と、保護回路４８と、が設けられている。

入力端子４０は、第１電源供給経路２６ａに電気的に接続され、交流電圧ＶＣＴに応じた電圧が入力される。第１基準電位端子４１は、第１電源供給経路２６ａに電気的に接続される。第１基準電位端子４１は、入力端子４０に流れる電流を第１電源供給経路２６ａに戻す。第１基準電位端子４１は、例えば、ＡＣ−ＤＣコンバータ２１ａのグラウンドに接続される。第１基準電位端子４１は、例えば、ＡＣ−ＤＣコンバータ２１ａのグラウンドと実質的に同じ電位に設定される。

電流調整部４２は、入力端子４０に接続され、入力端子４０に流れる電流を調整する。電流調整部４２は、第１電源供給経路２６ａを流れる電流の一部を入力端子４０に流す第１状態と、入力端子４０に流れる電流が第１状態よりも小さい第２状態と、を切り替える。これにより、電流調整部４２は、例えば、第１電源供給経路２６ａに流れる電流を調整する。第１状態において入力端子４０に流れる電流の最大値は、例えば、調光器３に用いられたトライアックの保持電流以上である。第２状態は、例えば、入力端子４０に実質的に電流が流れない状態である。例えば、第１状態は、導通状態であり、第２状態は、非導通状態である。第２状態には、動作に影響のない微小な電流が入力端子４０に流れる場合も含む。

制御端子４３は、電流調整部４２に接続されている。また、制御端子４３は、制御部２２に接続される。制御部２２は、検出した導通角に応じて制御信号ＣＧＳを生成し、その制御信号ＣＧＳを制御端子４３を介して電流調整部４２に入力する。これにより、制御部２２は、電流調整部４２の第１状態と第２状態との間の切り替えを制御する。

制御用電源部４４は、電流調整部４２に接続される。制御用電源部４４は、電流調整部４２を介して入力される電圧を制御部２２に応じた直流の駆動電圧ＶＤＤに変換する。出力端子４５は、制御用電源部４４及び制御部２２に接続され、駆動電圧ＶＤＤを制御部２２に出力する。第２基準電位端子４６は、例えば、制御部２２のグラウンドに接続される。第２基準電位端子４６は、例えば、制御部２２のグラウンドと実質的に同じ電位に設定される。

接続端子４７は、駆動電圧ＶＤＤの生成に用いられるバックアップコンデンサ５０（コンデンサ）を接続するための端子である。保護回路４８は、バックアップコンデンサ５０のインピーダンスの低下を検知する。すなわち、保護回路４８は、バックアップコンデンサ５０の短絡を検知する。保護回路４８は、バックアップコンデンサ５０のインピーダンスが所定値以下となった場合に、入力端子４０に流れる電流を低減または遮断する。

ＡＣ−ＤＣコンバータ２１ａは、整流回路３０と、平滑コンデンサ３２と、インダクタ３４と、フィルタコンデンサ３６と、整流素子３７、３８と、を有する。

整流回路３０は、例えば、ダイオードブリッジである。整流回路３０の入力端子３０ａ、３０ｂは、一対の入力端子４、５に接続されている。整流回路３０の入力端子３０ａ、３０ｂには、調光器３を介して位相制御または逆位相制御された交流電圧ＶＣＴが入力される。整流回路３０は、例えば、交流電圧ＶＣＴを全波整流し、全波整流後の脈流電圧を高電位端子３０ｃと低電位端子３０ｄとの間に生じさせる。

平滑コンデンサ３２は、整流回路３０の高電位端子３０ｃと低電位端子３０ｄとの間に接続されている。平滑コンデンサ３２は、整流回路３０によって整流された脈流電圧を平滑化する。これにより、平滑コンデンサ３２の両端には、第１直流電圧ＶＤＣ１が現れる。

インダクタ３４は、入力端子４に直列に接続されている。インダクタ３４は、例えば、第１電源供給経路２６ａに対して直列に接続される。フィルタコンデンサ３６は、入力端子４、５の間に接続されている。フィルタコンデンサ３６は、例えば、第１電源供給経路２６ａに対して並列に接続される。インダクタ３４及びフィルタコンデンサ３６は、例えば、交流電圧ＶＣＴに含まれるノイズを除去する。

整流素子３７、３８は、例えば、ダイオードである。整流素子３７のアノードは、整流回路３０の入力端子３０ａに接続されている。整流素子３８のアノードは、整流回路３０の入力端子３０ｂに接続されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂは、平滑コンデンサ３２の両端に接続される。これにより、第１直流電圧ＶＤＣ１が、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂに入力される。ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂは、第１直流電圧ＶＤＣ１を絶対値の異なる第２直流電圧ＶＤＣ２に変換し、その第２直流電圧ＶＤＣ２を電源回路１４の出力端子７、８に出力する。照明負荷１２は、出力端子７、８に接続されている。照明負荷１２は、電源回路１４から供給された第２直流電圧ＶＤＣ２により、照明光源１６を点灯させる。

電流調整部４２は、例えば、スイッチング素子６０、６１と、抵抗６２、６３と、ツェナーダイオード６４と、切替スイッチ６５と、を有している。

スイッチング素子６０には、例えば、ＦＥＴやＧａＮ−ＨＥＭＴなどが用いられる。以下では、スイッチング素子６０をＦＥＴとして説明を行う。また、この例では、スイッチング素子６０が、ノーマリオフ形である。スイッチング素子６０は、ノーマリオン形でもよい。

スイッチング素子６０のドレインは、入力端子４０に接続されている。入力端子４０は、整流素子３７のカソード及び整流素子３８のカソードに接続されている。スイッチング素子６０のドレインは、入力端子４０を介して整流素子３７のカソード及び整流素子３８のカソードに接続される。すなわち、スイッチング素子６０のドレインは、入力端子４０及び各整流素子３７、３８を介して第１電源供給経路２６ａに接続される。

交流電圧ＶＣＴの印加にともなう一方の極性の電流は、整流素子３７を介してスイッチング素子６０のドレインに流れる。交流電圧ＶＣＴの印加にともなう他方の極性の電流は、整流素子３８を介してスイッチング素子６０のドレインに流れる。これにより、スイッチング素子６０のドレインには、交流電圧ＶＣＴを全波整流した脈流の電圧が印加される。

スイッチング素子６０のゲートは、抵抗６２の一端、及び、ツェナーダイオード６４のカソードに接続されている。抵抗６２の他端は、整流素子３７のカソード及び整流素子３８のカソードに接続されている。ツェナーダイオード６４のアノードは、第２基準電位端子４６に接続されている。

ツェナーダイオード６４のカソードには、抵抗６２及び各整流素子３７、３８を介して、脈流の電圧が印加される。これにより、スイッチング素子６０のゲートには、ツェナーダイオード６４の降伏電圧に応じた実質的に一定の電圧が印加される。これにともない、スイッチング素子６０のドレイン−ソース間に、実質的に一定の電流が流れる。このように、スイッチング素子６０は、定電流素子として機能する。スイッチング素子６０は、例えば、入力端子４０に流れる電流を調整する。

この例において、スイッチング素子６１は、ｎｐｎトランジスタである。スイッチング素子６１は、ノーマリオフ形である。スイッチング素子６１は、例えば、ＦＥＴやＧａＮ−ＨＥＭＴなどでもよい。スイッチング素子６１は、ノーマリオン形でもよい。

スイッチング素子６１のコレクタは、切替スイッチ６５の一端に接続されている。切替スイッチ６５の他端は、スイッチング素子６０のゲートに接続されている。すなわち、スイッチング素子６１のコレクタは、切替スイッチ６５を介してスイッチング素子６０のゲートに接続される。

切替スイッチ６５は、ノーマリオフ形のスイッチである。切替スイッチ６５には、例えば、バイポーラトランジスタやＦＥＴなどが用いられる。

スイッチング素子６１のエミッタは、第２基準電位端子４６に接続されている。スイッチング素子６１のベースは、抵抗６３の一端に接続されている。抵抗６３の他端は、制御端子４３に接続されている。すなわち、スイッチング素子６１のベースは、抵抗６３及び制御端子４３を介して制御部２２に接続される。

制御部２２は、スイッチング素子６１のベースに制御信号ＣＧＳを入力する。例えば、制御部２２から入力される制御信号ＣＧＳをＬｏからＨｉに切り替えることで、スイッチング素子６１が、オフ状態からオン状態に変化する。

切替スイッチ６５をオン状態にした後、スイッチング素子６１をオン状態にすると、スイッチング素子６０のゲートが、制御部２２のグラウンドの電位に設定される。これにより、スイッチング素子６０が、オフ状態になる。すなわち、スイッチング素子６１をオン状態にすることによって、電流調整部４２が第２状態となり、スイッチング素子６１をオフ状態にすることによって、電流調整部４２が第１状態となる。

また、電流調整部４２には、経路切替部６６が設けられている。経路切替部６６には、第１抵抗Ｒ１と、第２抵抗Ｒ２と、第３抵抗Ｒ３と、切替スイッチＳＷ１、ＳＷ２と、ｎｐｎトランジスタ６７と、抵抗６８と、が設けられている。

第１抵抗Ｒ１の一端、第２抵抗Ｒ２の一端、及び、第３抵抗Ｒ３の一端のそれぞれは、スイッチング素子６０のソースに接続されている。第２抵抗Ｒ２の他端は、切替スイッチＳＷ１の一端に接続されている。切替スイッチＳＷ１の他端は、第１抵抗Ｒ１の他端に接続されている。第３抵抗Ｒ３の他端は、切替スイッチＳＷ２の一端に接続されている。切替スイッチＳＷ２の他端は、第１抵抗Ｒ１の他端に接続されている。すなわち、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２及び第３抵抗Ｒ３は、それぞれ並列に接続されている。切替スイッチＳＷ１は、ノーマリオフ形である。切替スイッチＳＷ２は、ノーマリオン形である。切替スイッチＳＷ１、ＳＷ２には、例えば、バイポーラトランジスタやＦＥＴなどが用いられる。

ｎｐｎトランジスタ６７のコレクタは、スイッチング素子６０のゲートに接続されている。ｎｐｎトランジスタ６７のエミッタは、抵抗６８の一端に接続されている。ｎｐｎトランジスタ６７のベースは、スイッチング素子６０のソースに接続されている。抵抗６８の他端は、第１抵抗Ｒ１の他端に接続されている。

経路切替部６６は、各切替スイッチＳＷ１、ＳＷ２のオン・オフによって、入力端子４０に流れる電流の異なる複数の経路を形成する。経路切替部６６は、例えば、各切替スイッチＳＷ１、ＳＷ２のそれぞれをオン状態とし、並列に接続された各抵抗Ｒ１〜Ｒ３のそれぞれをスイッチング素子６０のソースに接続する第１経路を形成する。経路切替部６６は、例えば、各切替スイッチＳＷ１、ＳＷ２のそれぞれをオフ状態とし、第１抵抗Ｒ１のみをスイッチング素子６０のソースに接続する第２経路を形成する。経路切替部６６は、例えば、切替スイッチＳＷ１をオフ状態とし、切替スイッチＳＷ２をオン状態とし、並列に接続された第１抵抗Ｒ１及び第３抵抗Ｒ３をスイッチング素子６０のソースに接続する第３経路を形成する。

各抵抗Ｒ１〜Ｒ３の合成抵抗の抵抗値は、第１抵抗Ｒ１の抵抗値よりも小さい。従って、第１経路において入力端子４０に流れる電流の最大値は、第２経路において入力端子４０に流れる電流の最大値よりも大きい。

第１抵抗Ｒ１と第３抵抗Ｒ３との合成抵抗の抵抗値は、第１抵抗Ｒ１の抵抗値よりも小さい。また、第１抵抗Ｒ１と第３抵抗Ｒ３との合成抵抗の抵抗値は、各抵抗Ｒ１〜Ｒ３の合成抵抗の抵抗値よりも大きい。従って、第３経路において入力端子４０に流れる電流の最大値は、第２経路において入力端子４０に流れる電流の最大値よりも大きく、第１経路において入力端子４０に流れる電流の最大値よりも小さい。

第１経路において入力端子４０に流れる電流の最大値は、例えば、３００ｍＡ程度である。第２経路において入力端子４０に流れる電流の最大値は、例えば、０．５ｍＡ程度である。第３経路において入力端子４０に流れる電流の最大値は、例えば、２ｍＡ程度である。第１経路において入力端子４０に流れる電流の最大値は、例えば、調光器３に用いられたトライアックの保持電流以上である。第３経路において入力端子４０に流れる電流の最大値は、例えば、調光器３に用いられたトライアックの保持電流未満である。

制御用電源部４４は、例えば、整流素子７１と、抵抗７２と、切替スイッチ７３と、レギュレータ７４と、を有している。

整流素子７１のアノードは、第１抵抗Ｒ１の他端に接続されている。すなわち、整流素子７１のアノードは、経路切替部６６を介してスイッチング素子６０のソースに接続される。整流素子７１のカソードは、抵抗７２の一端に接続されている。抵抗７２の他端は、切替スイッチ７３の一端に接続されている。切替スイッチ７３の他端は、レギュレータ７４の入力端子に接続されている。切替スイッチ７３は、ノーマリオン形である。切替スイッチ７３には、例えば、バイポーラトランジスタやＦＥＴなどが用いられる。

また、抵抗７２の他端は、接続端子４７を介してバックアップコンデンサ５０の一端にも接続されている。バックアップコンデンサ５０の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。レギュレータ７４の出力端子は、集積回路２３の出力端子４５を介して制御部２２に接続されている。

電流調整部４２が第１状態にある場合には、第１電源供給経路２６ａからの脈流の電圧が、スイッチング素子６０、経路切替部６６、整流素子７２、抵抗７２及び切替スイッチ７３を介してバックアップコンデンサ５０に入力され、バックアップコンデンサ５０が充電される。同時に、第１電源供給経路２６ａからの脈流の電圧をバックアップコンデンサ５０で平滑化した実質的に直流の電圧が、レギュレータ７４に入力される。レギュレータ７４は、入力された直流電圧から実質的に一定の直流の駆動電圧ＶＤＤを生成し、制御部２２に出力する。これにより、駆動電圧ＶＤＤが制御部２２に供給される。

このように、バックアップコンデンサ５０は、駆動電圧ＶＤＤの生成に用いられる。バックアップコンデンサ５０は、例えば、制御部２２に駆動電圧ＶＤＤを出力する出力経路に対して並列に接続され、駆動電圧ＶＤＤを平滑化する。

また、電流調整部４２が第１状態から第２状態に変化した場合には、バックアップコンデンサ５０に蓄積された電荷が、レギュレータ７４に供給される。これにより、電流調整部４２が第２状態にある場合においても、バックアップコンデンサ５０に蓄積された電荷によって、一時的に制御部２２を駆動することができる。バックアップコンデンサ５０の容量は、例えば、１０μＦ〜２０μＦ程度である。

また、制御用電源部４４には、定電力回路８０が設けられている。定電力回路８０は、例えば、半導体素子８１と、抵抗８２、８３と、シャントレギュレータ８４と、切替スイッチ８５と、を有する。この例において、半導体素子８１は、ｎｐｎトランジスタである。半導体素子８１は、ノーマリオフ形である。半導体素子８１は、例えば、ＦＥＴやＧａＮ−ＨＥＭＴなどでもよい。半導体素子８１は、ノーマリオン形でもよい。

半導体素子８１のコレクタは、第１抵抗Ｒ１の他端に接続されている。半導体素子８１のベースは、抵抗８２の一端、抵抗８３の一端、及び、シャントレギュレータ８４のカソードに接続されている。半導体素子８１のエミッタは、切替スイッチ８５の一端に接続されている。切替スイッチ８５の他端は、第１基準電位端子４１に接続されている。切替スイッチ８５は、ノーマリオフ形である。切替スイッチ８５には、例えば、バイポーラトランジスタやＦＥＴなどが用いられる。

第１基準電位端子４１は、集積回路２３の外部に設けられた抵抗５１の一端に接続されている。抵抗５１の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。これにより、第１基準電位端子４１が、抵抗５１を介して第１電源供給経路２６ａに接続される。

抵抗８２の他端は、半導体素子８１のコレクタに接続されている。抵抗８２の他端は、シャントレギュレータ８４のリファレンス端子に接続されている。

シャントレギュレータ８４のリファレンス端子は、接続端子８６に接続されている。接続端子８６は、抵抗５２の一端及び抵抗５３の一端に接続されている。抵抗５２の他端は、整流素子３７、３８のそれぞれのカソードに接続されている。抵抗５３の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。また、抵抗５３には、コンデンサ５４が並列に接続されている。

これにより、シャントレギュレータ８４のリファレンス端子には、第１電源供給経路２６ａからの脈流電圧を抵抗５２、５３で分圧した電圧が、リファレンス電圧として入力される。

シャントレギュレータ８４のアノードは、接続端子８７に接続されている。接続端子８７は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。

制御用電源部４４では、半導体素子８１のベース電位が、シャントレギュレータ８４のリファレンス端子に入力される脈流電圧に応じて変化する。すなわち、交流電圧ＶＣＴの実効値に応じて、半導体素子８１のベース電位が変化する。例えば、交流電圧ＶＣＴの絶対値が最大のときに、半導体素子８１のベース電位が最大になる。

半導体素子８１のベース電位を高くすると、半導体素子８１のコレクタ電流が大きくなり、スイッチング素子６０のソース電位が上昇する。すなわち、制御用電源部４４は、交流電圧ＶＣＴの絶対値に応じて、スイッチング素子６０のソース電位を変化させる。スイッチング素子６０のゲート電位は、実質的に一定であるから、ソース電位を変化させることにより、スイッチング素子６０のドレイン電流を変化させることができる。具体的には、ソース電位を上昇させることによって、ドレイン電流が低下し、ソース電位を減少させることによって、ドレイン電流が増大する。

従って、交流電圧ＶＣＴの絶対値が高い状態においては、スイッチング素子６０のドレイン電流が低下し、交流電圧ＶＣＴの絶対値が低い状態においては、スイッチング素子６０のドレイン電流が増大する。

このように、定電力回路８０は、交流電圧ＶＣＴの絶対値の増加にともなって入力端子４０に流れる電流を小さくし、交流電圧ＶＣＴの絶対値の減少にともなって入力端子４０に流れる電流を大きくする。これにより、例えば、制御用電源部４４で消費される電力を実質的に一定にすることができる。なお、電力が実質的に一定とは、例えば、制御用電源部４４で消費される電力が、所定の誤差範囲内にある状態である。

保護回路４８の１つの入力端子は、抵抗７２と切替スイッチ７３との間に接続されている。これにより、保護回路４８には、第１電源供給経路２６ａからの脈流の電圧が入力される。また、保護回路４８の別の入力端子は、レギュレータ７４の出力端子に接続されている。これにより、保護回路４８には、駆動電圧ＶＤＤが入力される。

保護回路４８は、電源投入時（電源電圧ＶＩＮの供給開始時）に、バックアップコンデンサ５０のインピーダンスが所定値以下か否かの検出を行う。すなわち、保護回路４８は、電源投入時にバックアップコンデンサ５０が短絡しているか否かを検出する。

保護回路４８には、例えば、バンドギャップ型の基準電圧回路とコンパレータとが設けられている。保護回路４８は、第１電源供給経路２６ａからの脈流電圧を基に、基準電圧回路でバンドギャップリファレンスを生成する。そして、そのバンドギャップリファレンスと駆動電圧ＶＤＤとをコンパレータで比較することにより、駆動電圧ＶＤＤが所定値以下であるか否かを検出する。

バックアップコンデンサ５０のインピーダンスが低下しているときは、脈流電圧の平滑化の度合いが低下するため、駆動電圧ＶＤＤが低下する。従って、保護回路４８は、駆動電圧ＶＤＤが所定値以下のときに、バックアップコンデンサ５０のインピーダンスが低下していると検出する。保護回路４８は、例えば、駆動電圧ＶＤＤが０．５Ｖ以下のときに、バックアップコンデンサ５０のインピーダンスが低下していると検出する。なお、検出の閾値は、例えば、上昇時は１Ｖ、下降時は０．５Ｖなどのように、ヒステリシスを持たせてもよい。

また、保護回路４８は、図示を省略した配線を介して、各切替スイッチ６５、７３、８５、ＳＷ１及びＳＷ２のそれぞれと接続されている。各切替スイッチ６５、７３、８５、ＳＷ１及びＳＷ２のそれぞれのオン・オフの切り替えは、保護回路４８によって制御される。

前述のように、切替スイッチ６５、８５及びＳＷ１は、ノーマリオフである。従って、電源投入時において、切替スイッチ６５、８５及びＳＷ１は、オフ状態にある。一方、切替スイッチ７３及びＳＷ２は、ノーマリオンである。従って、電源投入時において、切替スイッチ７３及びＳＷ２は、オン状態にある。すなわち、電源投入時において、経路切替部６６は、第３経路に設定されている。

保護回路４８は、バックアップコンデンサ５０のインピーダンスが低下していないことを検出した場合、切替スイッチ６５、８５及びＳＷ１をオン状態にする。これにより、スイッチング素子６０のゲートとスイッチング素子６１のコレクタとが接続され、半導体素子８１のエミッタと第１基準電位端子４１とが接続されるとともに、経路切替部６６が第１経路に設定される。これにより、集積回路２３が、定常の動作を実施可能な状態となる。

一方、保護回路４８は、バックアップコンデンサ５０のインピーダンスが低下していることを検出した場合、切替スイッチ７３及びＳＷ２をオフ状態にする。これにより、レギュレータ７４への電圧の入力が遮断されるとともに、経路切替部６６が第２経路に設定される。これにより、保護回路４８は、入力端子４０に流れる電流を低減する。また、保護回路４８は、出力端子４５からの駆動電圧ＶＤＤの出力を停止する。

制御部２２には、抵抗５５、５６とコンデンサ５７とが、さらに接続されている。抵抗５５の一端は、整流素子３７、３８のそれぞれのカソードに接続されている。抵抗５５の他端は、抵抗５６の一端に接続されている。抵抗５６の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。コンデンサ５７は、抵抗５６に対して並列に接続されている。そして、抵抗５５、５６の接続点が、制御部２２に接続されている。これにより、抵抗５５、５６の分圧比に応じた電圧が、交流電圧ＶＣＴの絶対値を検出するための検出電圧として制御部２２に入力される。

制御部２２は、例えば、検出電圧を基に、交流電圧ＶＣＴの導通角制御の有無や、導通角制御の種類（位相制御か逆位相制御か）の検出を行う。そして、制御部２２は、導通角制御が行われている場合に、その導通角の検出を行う。制御部２２は、この検出結果に基づいて、調光信号ＤＭＳを生成し、その調光信号ＤＭＳを過電流保護部２４に入力する。制御部２２は、例えば、検出した導通角に対応するＰＷＭ信号を調光信号ＤＭＳとして過電流保護部２４に入力する。

過電流保護部２４は、差動増幅回路９０と、半導体素子９１と、を有する。この例において、半導体素子９１は、ｎｐｎトランジスタである。半導体素子９１は、ノーマリオフ形の素子である。半導体素子９１は、ｐｎｐトランジスタやＦＥＴなどでもよい。半導体素子９１は、ノーマリオン形でもよい。

差動増幅回路９０は、例えば、オペアンプ９２と、コンデンサ９３と、を有する。コンデンサ９３は、オペアンプ９２の出力端子と、オペアンプ９２の反転入力端子と、の間に接続されている。

オペアンプ９２の非反転入力端子は、出力端子８に接続されている。すなわち、オペアンプ９２の非反転入力端子は、照明負荷１２の低電位側の端部に接続される。これにより、照明光源１６に流れる電流を検出することができる。照明光源１６にＬＥＤなどの発光素子が用いられている場合、照明光源１６の電圧は、順方向降下電圧に応じて実質的に一定である。従って、照明光源１６にＬＥＤなどの発光素子が用いられている場合には、照明負荷１２の低電位側の端部に接続することで、照明光源１６に流れる電流を適切に検出することができる。

オペアンプ９２の反転入力端子は、抵抗９４の一端に接続されている。抵抗９４の他端は、抵抗９５の一端、コンデンサ９６の一端、及び、抵抗９７の一端に接続されている。抵抗９５の他端及びコンデンサ９６の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続される。抵抗９７の他端は、制御部２２に接続されている。このように、オペアンプ９２の反転入力端子は、抵抗９４、９７を介して制御部２２に接続されている。オペアンプ９２の反転入力端子には、制御部２２からの調光信号ＤＭＳが入力される。

例えば、ＰＷＭ信号をコンデンサ９６で平滑化した直流の電圧が、調光信号ＤＭＳとしてオペアンプ９２の反転入力端子に入力される。オペアンプ９２の反転入力端子には、例えば、調光器３の調光度に応じた直流の電圧が、調光信号ＤＭＳとして入力される。調光信号ＤＭＳに電圧レベルは、非反転入力端子に入力される検出電圧の電圧レベルに対応して設定される。より詳しくは、例えば、所望の調光度に対応する調光信号ＤＭＳの電圧レベルが、その調光度に対応する輝度で照明光源１６が発光した場合の検出電圧の電圧レベルと実質的に同じとなるように設定される。

このように、オペアンプ９２の非反転入力端子には、照明光源１６に流れる電流に対応する検出電圧が入力され、オペアンプ９２の反転入力端子には、調光信号ＤＭＳが入力される。これにより、オペアンプ９２の出力端子からは、検出電圧と調光信号ＤＭＳとの差分に対応した信号が出力される。検出電圧が調光信号ＤＭＳよりも大きくなるに従って、オペアンプ９２の出力も大きくなる。すなわち、照明光源１６に過電流が流れている場合に、オペアンプ９２の出力が大きくなる。このように、この例においては、調光信号ＤＭＳが基準値として用いられる。なお、調光を行わない場合には、基準値となる実質的に一定の直流電圧を、オペアンプ９２の反転入力端子に入力してもよい。

半導体素子９１のコレクタは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂに接続されている。半導体素子９１のエミッタは、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続される。半導体素子９１のベースは、オペアンプ９２の出力端子に接続されている。これにより、半導体素子９１のコレクタ電流は、オペアンプ９２からの出力によって制御される。

前述のように、検出電圧が調光信号ＤＭＳよりも大きい場合に、オペアンプ９２の出力が大きくなる。従って、半導体素子９１は、例えば、検出電圧が調光信号ＤＭＳよりも大きい場合に、オン状態となり、検出電圧が調光信号ＤＭＳ以下の場合に、オフ状態となる。例えば、検出電圧が調光信号ＤＭＳよりも大きくなるに従って、半導体素子９１のコレクタ電流が大きくなる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ｂは、半導体素子９１がオン状態になった場合に、照明負荷１２への電力の供給を停止する。これにより、照明光源１６に過電流が流れることを抑制することができる。

図２（ａ）及び図２（ｂ）は、実施形態に係る制御部の動作を表すグラフ図である。
以下は、バックアップコンデンサ５０のインピーダンスが低下していないことを保護回路４８が検出し、集積回路２３が、定常の動作を実施可能な状態となった場合の動作例である。
制御部２２は、例えば、制御用電源部４４からの駆動電圧ＶＤＤの供給に応じて起動した後、検出電圧を基に、調光器３の制御方式の判定を行う。
図２（ａ）及び図２（ｂ）の横軸は、時間ｔであり、縦軸は、検出電圧Ｖｄｅｔである。
図２（ａ）は、位相制御方式の調光器３から交流電圧ＶＣＴが供給された場合の検出電圧Ｖｄｅｔの波形の一例を表す。
図２（ｂ）は、逆位相制御方式の調光器３から交流電圧ＶＣＴが供給された場合の検出電圧Ｖｄｅｔの波形の一例を表す。

図２（ａ）及び図２（ｂ）に表したように、制御部２２は、検出電圧Ｖｄｅｔに対して、第１閾値電圧Ｖｔｈ１と、第２閾値電圧Ｖｔｈ２と、を設定する。第２閾値電圧Ｖｔｈ２の絶対値は、第１閾値電圧Ｖｔｈ１の絶対値よりも大きい。第１閾値電圧Ｖｔｈ１は、例えば、１Ｖ程度である。第２閾値電圧Ｖｔｈ２は、例えば、３Ｖ程度である。

制御部２２は、検出電圧Ｖｄｅｔが第１閾値電圧Ｖｔｈ１に達した時点から、検出電圧Ｖｄｅｔが第２閾値電圧Ｖｔｈ２に達するまでの時間ｄｔを計時する。そして、制御部２２は、第１閾値電圧Ｖｔｈ１と第２閾値電圧Ｖｔｈ２との差ｄＶと時間ｄｔとから、傾きｄＶ／ｄｔを求める。制御部２２は、この傾きｄＶ／ｄｔが所定値以上であるか否かを判定し、所定値以上である場合に、位相制御方式であると判定し、所定値未満である場合に、逆位相制御方式であると判定する。なお、時間ｄｔの計時は、例えば、内部クロックを用いて行ってもよいし、外部にタイマなどを設けて行ってもよい。

制御部２２は、例えば、電源電圧ＶＩＮまたは交流電圧ＶＣＴの入力が停止されるまで、判定を定期的に実施する。なお、判定は、例えば、電源電圧ＶＩＮまたは交流電圧ＶＣＴの半波毎に毎回行ってもよいし、所定数の半波毎に行ってもよい。

図３（ａ）〜図３（ｃ）は、実施形態に係る制御部の動作を模式的に表すグラフ図である。
図３（ａ）〜図３（ｃ）は、位相制御方式と判定した場合の制御部２２の動作の一例を表す。
図３（ａ）〜図３（ｃ）の横軸は、時間ｔである。
図３（ａ）の縦軸は、検出電圧Ｖｄｅｔである。
図３（ｂ）の縦軸は、制御信号ＣＧＳの電圧値である。
図３（ｃ）の縦軸は、制御用電源部４４に入力される電圧である。

図３（ａ）〜図３（ｃ）に表したように、制御部２２は、位相制御方式と判定した場合、その判定結果を基に、交流電圧ＶＣＴの導通角の検出を行う。制御部２２は、例えば、検出電圧Ｖｄｅｔが第１閾値電圧Ｖｔｈ１以上の区間を、調光器３の導通角制御の導通区間Ｔｏｎと判断する。そして、制御部２２は、検出電圧Ｖｄｅｔが第１閾値電圧Ｖｔｈ１未満の区間を、調光器３の導通角制御の遮断区間Ｔｏｆｆと判断する。これにより、制御部２２は、導通区間Ｔｏｎと遮断区間Ｔｏｆｆとの比率から、交流電圧ＶＣＴの導通角を検出する。導通角の検出は、第２閾値電圧Ｖｔｈ２に基づいて行ってもよい。導通角の検出は、第１閾値電圧Ｖｔｈ１及び第２閾値電圧Ｖｔｈ２とは異なる閾値に基づいて行ってもよい。

制御部２２は、交流電圧ＶＣＴの導通角を検出した後、その導通角に応じたデューティ比の調光信号ＤＭＳを生成し、生成した調光信号ＤＭＳを過電流保護部２４に入力する。これにより、位相制御方式で導通角を制御された交流電圧ＶＣＴに応じて、照明光源１６が調光される。

また、制御部２２は、検出電圧Ｖｄｅｔの電圧値が、第１閾値電圧Ｖｔｈ１未満である場合に、制御信号ＣＧＳをＬｏに設定する。すなわち、スイッチング素子６１をオフ状態にして、電流調整部４２を第１状態にする。そして、制御部２２は、検出用電圧Ｖｄｅｔの電圧値が、第１閾値電圧Ｖｔｈ１以上である場合に、制御信号ＣＧＳをＨｉに設定する。すなわち、スイッチング素子６１をオン状態にして、電流調整部４２を第２状態にする。換言すれば、制御部２２は、交流電圧ＶＣＴが所定値未満のときに電流調整部４２を第１状態とし、交流電圧ＶＣＴが所定値以上のときに電流調整部４２を第２状態とする。

また、制御部２２は、位相制御方式と判定した場合、電流調整部４２を第１状態から第２状態に切り替えるタイミングを、検出電圧Ｖｄｅｔの電圧値が、第１閾値電圧Ｖｔｈ１未満の状態から第１閾値電圧Ｖｔｈ１以上の状態に切り替わるタイミングよりも、第１微小時間ＭＴ１だけ遅くする。

例えば、位相制御方式で導通角制御を行う調光器３にトライアックが用いられ、照明光源１６にＬＥＤが用いられているとする。ＬＥＤの消費電流は、白熱電球などの消費電流に比べて低い。このため、上記のような動作を行わない場合には、交流電圧ＶＣＴが所定値以下の状態において、トライアックをオンするために必要な保持電流を流すことができず、調光器３の動作が不安定になることがある。

これに対して、本実施形態に係る電源回路１４では、上記のように電流調整部４２の動作を制御することにより、所定値以下の交流電圧ＶＣＴにおいて、トライアックをオンするために必要な保持電流を電流調整部４２（集積回路２３の入力端子４０）に流すことができる。これにより、調光器３の動作を安定させることができる。また、電流調整部４２の切り替えのタイミングを第１微小時間ＭＴ１だけ遅くすることで、調光器３の動作をより安定させることができる。

電流調整部４２を第２状態とした場合、制御用電源部４４には電力が供給されない。従って、位相制御方式と判定された場合には、導通区間Ｔｏｎを第１微小時間ＭＴ１だけ短くした区間において、制御用電源部４４に電力が供給されない。このように、制御部２２は、位相制御方式と判定した場合、導通区間Ｔｏｎの少なくとも一部において、電流調整部４２を第２状態とし、制御用電源部４４への電力供給を低減する。例えば、制御用電源部４４への電力供給を遮断する。

位相制御方式と判定された場合には、遮断区間Ｔｏｆｆ及び第１微小時間ＭＴ１の区間において、レギュレータ７４及びバックアップコンデンサ５０に電圧が入力され、入力された電圧によってレギュレータ７４が動作する。一方、残りの区間（導通区間Ｔｏｎから第１微小時間ＭＴ１を差し引いた区間）では、バックアップコンデンサ５０に蓄積された電荷によってレギュレータ７４が動作する。

図４（ａ）〜図４（ｃ）は、実施形態に係る制御部の動作を模式的に表すグラフ図である。
図４（ａ）〜図４（ｃ）は、逆位相制御方式と判定した場合の制御部２２の動作の一例を表す。
図４（ａ）〜図４（ｃ）のそれぞれの横軸及び縦軸は、図３（ａ）〜図３（ｃ）のそれぞれの横軸及び縦軸と同じである。

図４（ａ）〜図４（ｃ）に表したように、制御部２２は、逆位相制御方式と判定した場合にも、まず交流電圧ＶＣＴの導通角の検出を行う。制御部２２は、例えば、検出電圧Ｖｄｅｔが第１閾値電圧Ｖｔｈ１以上の区間を、調光器３の導通角制御の導通区間Ｔｏｎと判断する。そして、制御部２２は、検出電圧Ｖｄｅｔが第１閾値電圧Ｖｔｈ１未満の区間を、調光器３の導通角制御の遮断区間Ｔｏｆｆと判断する。これにより、制御部２２は、導通区間Ｔｏｎと遮断区間Ｔｏｆｆとの比率から、交流電圧ＶＣＴの導通角を検出する。

制御部２２は、交流電圧ＶＣＴの導通角を検出した後、その導通角に応じたデューティ比の調光信号ＤＭＳを生成し、生成した調光信号ＤＭＳを過電流保護部２４に入力する。これにより、逆位相制御方式においても、導通角を制御された交流電圧ＶＣＴに応じて、照明光源１６を調光することができる。

制御部２２は、検出電圧Ｖｄｅｔの電圧値が、第１閾値電圧Ｖｔｈ１未満である場合に、制御信号ＣＧＳをＬｏに設定し、電流調整部４２を第１状態にする。制御部２２は、検出電圧Ｖｄｅｔの電圧値が、第１閾値電圧Ｖｔｈ１以上である場合に、制御信号ＣＧＳをＨｉに設定し、電流調整部４２を第２状態にする。

また、制御部２２は、逆位相制御方式と判定した場合、電流調整部４２を第２状態から第１状態に切り替えるタイミングを、検出電圧Ｖｄｅｔの電圧値が、第１閾値電圧Ｖｔｈ１以上の状態から第１閾値電圧Ｖｔｈ１未満の状態に切り替わるタイミングよりも、第２微小時間ＭＴ２だけ早くする。

制御部２２は、例えば、１つ前に検出した半波の導通区間Ｔｏｎの時間を記憶しておき、その時間よりも第２微小時間ＭＴ２だけ早いタイミングで、電流調整部４２を第２状態から第１状態に切り替える。

逆位相制御方式では、フィルタコンデンサ３６などに蓄積された電荷の影響により、調光器３の実際の導通区間よりも、導通区間Ｔｏｎが、長くなってしまう場合がある。導通区間Ｔｏｎが、実際の導通区間よりも長くなると、例えば、調光信号ＤＭＳのデューティ比が変化し、照明光源１６の調光の度合いが変化してしまう。

電流調整部４２を第１状態にして、第１電源供給経路２６ａを流れる電流の一部を集積回路２３の入力端子４０に流すことにより、フィルタコンデンサ３６などに蓄積された電荷を、電流調整部４２に引き抜くことができる。これにより、電源回路１４では、逆位相制御された交流電圧ＶＣＴの導通角をより確実に検出することができる。より高精度に照明光源１６の調光を行うことができる。また、上記のように、電流調整部４２を切り替えるタイミングを第２微小時間ＭＴ２だけ早くすることで、フィルタコンデンサ３６などに蓄積された電荷をより適切に引き抜くことができる。導通角の検出精度をより高めることができる。

逆位相制御方式と判定された場合には、導通区間Ｔｏｎを第２微小時間ＭＴ２だけ短くした区間において、制御用電源部４４に電力が供給されない。このように、制御部２２は、逆位相制御方式と判定した場合においても、導通区間Ｔｏｎの少なくとも一部において、電流調整部４２を第２状態とし、制御用電源部４４への電力供給を低減する。例えば、制御用電源部４４への電力供給を遮断する。

逆位相制御方式と判定された場合には、遮断区間Ｔｏｆｆ及び第２微小時間ＭＴ２の区間において、レギュレータ７４及びバックアップコンデンサ５０に電圧が入力され、入力された電圧によってレギュレータ７４が動作する。一方、残りの区間（導通区間Ｔｏｎから第２微小時間ＭＴ２を差し引いた区間）では、バックアップコンデンサ５０に蓄積された電荷によってレギュレータ７４が動作する。

本実施形態に係る電源回路１４では、電流調整部４２及び制御用電源部４４を集積回路２３に集積化している。これにより、例えば、回路を小型化することができる。例えば、電球型の筐体などへの実装を容易にすることができる。

また、本実施形態に係る電源回路１４では、バックアップコンデンサ５０のインピーダンスが低下したときに、集積回路２３の入力端子４０に流れる電流を低減している。これにより、例えば、バックアップコンデンサ５０が短絡した場合にも、集積回路２３に大きな電流が流れることを抑制することができる。例えば、大きな電流による集積回路２３の発熱を抑制することができる。従って、回路の一部を集積化した場合にも、信頼性の低下を抑えることができる。

また、電源回路１４では、電源投入時に集積回路２３の経路切替部６６を第３経路で起動させている。そして、バックアップコンデンサ５０のインピーダンスが低下しているときに、経路切替部６６を第２経路に切り替えるようにしている。第３経路において流れる電流の最大値は、第２経路において流れる電流の最大値よりも大きい。これにより、バックアップコンデンサ５０の充電を促進し、バックアップコンデンサ５０のインピーダンスの検出を早めることができる。

なお、第３経路を設けることなく、第２経路で経路切替部６６を起動させてもよい。但し、この場合には、バックアップコンデンサ５０の充電に時間がかかり、検出までに時間がかかってしまう。第３経路を設けない場合、すなわち、第３抵抗Ｒ３を設けない場合には、例えば、第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２とを並列に接続した状態を第１経路とし、第１抵抗Ｒ１のみを接続した状態を第２経路とすればよい。また、第３経路を設ける場合には、上記のように、第３経路において流れる電流の最大値を、第１経路において流れる電流の最大値よりも小さくする。これにより、例えば、保護回路４８が故障した場合などに、集積回路２３に大きな電流が流れることを抑制することができる。

上記実施形態では、バックアップコンデンサ５０のインピーダンスが低下しているときに、経路切替部６６を第２経路に切り替え、集積回路２３の入力端子４０に流れる電流を低減しているが、これに限ることなく、例えば、入力端子４０に接続される経路を開放することにより、入力端子４０に流れる電流を実質的に遮断してもよい。

例えば、交流電圧の全位相において制御用電源部に電力を供給する電源回路がある。このような電源回路では、例えば、調光に不要な位相角区間中にも制御用電源部に電流が流れ、電源回路の電力損失が大きくなってしまう。

これに対して、本実施形態に係る電源回路１４では、交流電圧ＶＣＴの導通角を検知し、検知した導通角の導通区間Ｔｏｎの少なくとも一部において、制御用電源部４４への電力供給を低減する。そして、少なくとも交流電圧ＶＣＴが導通区間Ｔｏｎから遮断区間Ｔｏｆｆに切り替わるタイミングにおいては、制御用電源部４４に電力供給する。これにより、電源回路１４では、電力損失を抑制することができる。また、電力損失を抑制することにより、電源回路１４の発熱を抑えることもできる。また、発熱を抑えることにより、電流調整部４２及び制御用電源部４４を集積化し易くすることもできる。

また、電源回路１４では、位相制御方式の場合に、調光器３のトライアックに保持電流を流すための電流を利用してバックアップコンデンサ５０を充電し、逆位相制御方式の場合に、フィルタコンデンサ３６などから電荷を引き抜くための電流を利用してバックアップコンデンサ５０を充電する。これにより、電力損失をより適切に抑制することができる。

また、電源回路１４では、定電力回路８０を制御用電源部４４に設け、制御用電源部４４で消費される電力が、実質的に一定になるようにしている。これにより、例えば、入力電圧の高い時（交流電圧ＶＣＴの絶対値の大きい時）の電力損失の増大を抑えることができる。電源回路１４の電力損失をより適切に抑制できる。なお、定電力回路８０は、上記の回路に限ることなく、制御用電源部４４で消費される電力を実質的に一定できる任意の回路でよい。

以上、具体例を参照しつつ実施形態について説明したが、それらに限定されるものではなく、種々の変形が可能である。

なお、照明光源１６はＬＥＤに限らず、例えば、有機ＥＬ（Electro-Luminescence）やＯＬＥＤ（Organic light-emitting diode）などでもよい。照明負荷１２には、複数の照明光源１６が直列又は並列に接続されていてもよい。

上記実施形態では、負荷として、照明負荷１２を示しているが、これに限ることなく、例えば、ヒータなどの他の負荷でもよい。上記実施形態では、電源回路として、照明装置１０に用いられる電源回路１４を示しているが、これに限ることなく、負荷に対応する任意の電源回路でよい。また、負荷に供給する電圧は、直流に限ることなく、交流や脈流などでもよい。

本発明のいくつかの実施形態および実施例を説明したが、これらの実施形態または実施例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態または実施例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態または実施例やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

２…電源、３…調光器、１０…照明装置、１２…照明負荷、１４…電源回路、１６…照明光源、２１…電力変換部、２１ａ…ＡＣ−ＤＣコンバータ、２１ｂ…ＤＣ−ＤＣコンバータ、２２…制御部、２３…集積回路、２４…過電流保護部、２６ａ…第１電源供給経路、２６ｂ…第２電源供給経路、３０…整流回路、３２…平滑コンデンサ、３４…インダクタ、３６…フィルタコンデンサ、３７、３８…整流素子、４０…入力端子、４１…第１基準電位端子、４２…電流調整部、４３…制御端子、４４…制御用電源部、４５…出力端子、４６…第２基準電位端子、４７…接続端子、４８…保護回路、５０…バックアップコンデンサ、５１〜５３、５５、５６…抵抗、５４、５７…コンデンサ、６０、６１…スイッチング素子、６２、６３…抵抗、６４…ツェナーダイオード、６５…切替スイッチ、６６…経路切替部、６７…ｎｐｎトランジスタ、６８…抵抗、７１…整流素子、７２…抵抗、７３…切替スイッチ、７４…レギュレータ、８０…定電力回路、８１…半導体素子、８２、８３…抵抗、８４…シャントレギュレータ、８５…切替スイッチ、８６、８７…接続端子、９０…差動増幅回路、９１…半導体素子、９２…オペアンプ、９３…コンデンサ、９４、９５、９７…抵抗、９６…コンデンサ

Claims

電源供給経路を介して供給される交流電圧を変換して負荷に供給する電力変換部と、
前記電力変換部による電圧の変換を制御する制御部と、
集積回路と、
を備え、
前記集積回路は、
前記電源供給経路に電気的に接続される入力端子と、
前記電源供給経路を流れる電流の一部を前記入力端子に流す第１状態と、前記入力端子に流れる電流が前記第１状態よりも小さい第２状態と、を切り替え可能な電流調整部と、
前記電流調整部を介して供給される電圧を前記制御部に応じた駆動電圧に変換して前記制御部に供給する制御用電源部と、
前記駆動電圧の生成に用いられるコンデンサを接続するための接続端子と、
前記コンデンサのインピーダンスが低下したときに、前記入力端子に流れる電流を遮断または低減する保護回路と、
を含む電源回路。
前記集積回路は、経路切替部をさらに含み、
前記経路切替部は、
前記入力端子に電流を流す第１経路と、
前記入力端子に流れる電流を前記第１経路よりも低減する第２経路と、
前記入力端子に流れる電流の最大値が前記第２経路よりも大きく前記第１経路よりも小さい第３経路と、
を切り替え可能であり、前記交流電圧の供給開始時に前記第３経路に設定され、
前記保護回路は、前記コンデンサのインピーダンスが低下したときに、前記経路切替部を前記第３経路から前記第２経路に切り替え、前記コンデンサのインピーダンスが低下していないときに、前記経路切替部を前記第３経路から前記第１経路に切り替える請求項１記載の電源回路。
前記制御用電源部は、前記交流電圧の絶対値の増加にともなって前記入力端子に流れる電流を小さくし、前記交流電圧の絶対値の減少にともなって前記入力端子に流れる電流を大きくする定電力回路を有する請求項１または２に記載の電源回路。
照明負荷と、
前記照明負荷に電力を供給する請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源回路と、
を備えた照明装置。
前記電流調整部は、トライアックを含む調光器から前記交流電圧が供給される場合に、前記第１状態において前記トライアックの保持電流以上の電流を前記入力端子に流す請求項４記載の照明装置。