JP5948266B2 - インバータ装置、建設機械、電動機制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、インバータ装置と、このインバータ装置を備えた建設機械と、電動機制御方法とに関する。

従来、特許文献１に記載の永久磁石モータの制御装置が知られている。この制御装置は、回転座標系のｄ軸およびｑ軸の各電流検出値が、上位から与えられる各軸の第１の電流指令値にそれぞれ一致するように、各軸の第２の電流指令値を演算する。そして、この第２の電流指令値と永久磁石モータの電気定数とを用いて、ベクトル演算により電力変換器の出力電圧を制御する。これにより、低速域から高速域の全速度域において、高精度な制御を実現している。

特開２００８−１７３００６号公報

上記特許文献１に記載の制御装置は、インダクタンス値と抵抗値の比率により表されるモータの電気時定数が数ｍｓ〜数十ｍｓ程度である小型および中型の永久磁石モータの制御に適している。なお、一般的には、モータ容量が数百Ｗ程度のものを小型モータ、モータ容量が数十ｋＷ程度のものを中型モータと称している。しかし、モータ容量が数百ｋＷ以上の大型モータの場合、上記の小型モータや中型モータと比べて、インダクタンス値はより大きくなり、抵抗値はより小さくなるため、電気時定数が数百ｍｓ程度と大きくなる傾向にある。その結果、永久磁石モータ内部に生じるｄ軸−ｑ軸間の干渉項ループにより、特にモータが高速回転しているときには、ベクトル制御の演算周期が長くなると、回転周波数成分のループゲインが非常に大きくなってしまうという問題が生じる。このループゲインを抑制して安定したモータ制御を行うためには、ベクトル制御の演算周期を十分に短くすると共に、電流指令値の応答周波数を十分低い値に制限する必要がある。

上記のような問題に鑑みて、本発明の主な目的は、モータの電気時定数の大きさや演算周期に関わらず、応答性の高い安定したモータ制御を実現することにある。

本発明によるインバータ装置は、永久磁石モータを制御するためのものであって、電圧指令を出力する電圧ベクトル演算部と、永久磁石モータの回転周波数成分に対する電流制御のゲインを低下させるための補正量を演算する安定化補償演算部と、安定化補償演算部により演算された補正量に基づいて、電圧ベクトル演算部から出力された電圧指令を補正する補正演算部と、補正演算部により補正された電圧指令に基づいて、直流電力を交流電力に変換し、交流電力を永久磁石モータへ出力する電力変換部と、を備え、電圧指令は、ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を含み、補正演算部は、ｄ軸電圧指令を補正し、電力変換部は、補正演算部により補正されたｄ軸電圧指令と、電圧ベクトル演算部から出力されたｑ軸電圧指令とに基づいて、直流電力を交流電力に変換し、安定化補償演算部は、ｑ軸電圧指令を入力とし、永久磁石モータに流れるｑ軸電流を出力とする制御系の閉ループ伝達関数における二次遅れ要素の減衰係数が所定の値以上となるように、補正量を演算する。
本発明による建設機械は、上記インバータ装置と、インバータ装置から出力される交流電力により駆動される永久磁石モータと、を備える。
本発明による電動機制御方法は、永久磁石モータを制御するためのものであって、ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を出力し、ｑ軸電圧指令を入力とし、永久磁石モータに流れるｑ軸電流を出力とする制御系の閉ループ伝達関数における二次遅れ要素の減衰係数が所定の値以上となるように、永久磁石モータの回転周波数成分に対する電流制御のゲインを低下させるための補正量を演算し、その補正量に基づいてｄ軸電圧指令を補正し、補正されたｄ軸電圧指令と、ｑ軸電圧指令とに基づいて、電力変換部により直流電力を交流電力に変換し、その交流電力を電力変換部から永久磁石モータへ出力する。

本発明によれば、モータの電気時定数の大きさや演算周期に関わらず、応答性の高い安定したモータ制御を実現することができる。

従来の制御方法における演算周期と電流リプルの関係を示す図である。 本発明の第１の実施形態によるインバータ装置の構成ブロック図である。 トルク制御系の基本動作により抵抗値Rが比較的大きい永久磁石モータ１を駆動した場合のベクトル制御特性を示す図である。 トルク制御系の基本動作により抵抗値Rが比較的小さい永久磁石モータ１を駆動した場合のベクトル制御特性を示す図である。 トルク制御系の基本動作によるベクトル制御の制御ブロック図である。 図５の制御ブロック図において、ｑ軸電流指令値Iq*を入力とし、ｑ軸電流検出値Iqcを出力とした離散系の開ループの周波数特性を示す図である。 安定化補償演算部１３の制御ブロック図である。 安定化補償演算部１３を用いた場合のモータ部分の制御ブロック図である。 本発明の第１の実施形態によるベクトル制御の制御ブロック図である。 図９の制御ブロック図において、ｑ軸電流指令値Iq*を入力とし、ｑ軸電流検出値Iqcを出力とした離散系の開ループの周波数特性を示す図である。 図９の制御ブロック図によるベクトル制御特性を示す図である。 本発明の第２の実施形態によるインバータ装置の構成ブロック図である。 安定化補償演算部１３ａの制御ブロック図である。 本発明の第３の実施形態によるインバータ装置の構成ブロック図である。 安定化補償演算部１３ｂの制御ブロック図である。 本発明の第４の実施形態によるインバータ装置の構成ブロック図である。 安定化補償演算部１３ｃの制御ブロック図である。 本発明の第５の実施形態によるインバータ装置の構成ブロック図である。 本発明の第６の実施形態によるインバータ装置の構成ブロック図である。

本発明の各実施形態を説明する前に、従来の制御方法を用いた場合の電流リプルについて説明する。図１は、従来の制御方法における演算周期と電流リプルの関係を示す図である。図１では、永久磁石モータの回転周波数が100Hz、200Hz、300Hz、350Hz、400Hz、450Hzおよび500Hzの各場合について、電流指令値の応答周波数を一定以下に制限した状態で、演算周期を50μsから500μsの間で変化させたときのｑ軸の電流リプルの大きさを示している。

図１から、制御の演算周期が長くなるほど、電流リプルが大きくなることが分かる。また、モータの回転周波数が高くなるほど、こうした電流リプルの傾向がより顕著に表れることが分かる。

続いて、本発明の各実施形態について説明する。以下では、図面を用いて本発明の各実施形態を詳細に説明する。

＜第１の実施形態＞
図２は、本発明の第１の実施形態によるインバータ装置の構成ブロック図である。図２に示すインバータ装置は、永久磁石モータ１を制御するためのものであって、電力変換器２、電流検出器３、電流座標変換部４、位置検出器５、速度演算部６、ｄ軸電流指令設定部７、トルク指令設定部８、電流指令変換演算部９、ｄ軸電流制御演算部１０、ｑ軸電流制御演算部１１、電圧ベクトル演算部１２、安定化補償演算部１３、補正演算部１４および電圧座標変換部１５を備えている。

永久磁石モータ１は、電力変換器２から出力される交流電力により駆動され、永久磁石の磁束によるトルク成分と、電機子巻線のインダクタンスによるトルク成分とを合成したモータトルクを出力する。

電力変換器２は、直流電源２１から供給される直流電力を交流電力に変換して永久磁石モータ１へ出力する装置であり、スイッチング素子やダイオード等を組み合わせて構成される周知の回路構成を有している。この回路構成を用いて、電力変換器２は、直流電源２１の直流電圧を基に、電圧座標変換部１５から出力される三相交流の電圧指令値Vu*，Vv*およびVw*に応じた三相交流電圧を出力する。これにより、永久磁石モータ１の出力電圧と回転周波数を制御して、永久磁石モータ１を駆動させる。

電流検出器３は、永久磁石モータ１に流れる三相交流電流Iu，Iv，Iwを検出し、これらの検出値Iuc，Ivc，Iwcを電流座標変換部４へ出力する。

電流座標変換部４は、電流検出器３から入力される三相交流電流の検出値Iuc，Ivc，Iwcと、位置検出器５から入力される位置検出値θdcとに基づいて、ｄ軸電流検出値Idcおよびｑ軸電流検出値Iqcを出力する。

以上説明したように、電流検出器３と電流座標変換部４により、永久磁石モータ１に流れるｄ軸電流およびｑ軸電流が検出され、その検出結果に応じたｄ軸電流検出値Idcおよびｑ軸電流検出値Iqcが出力される。

位置検出器５は、永久磁石モータ１の位置（回転角度）θを検出するレゾルバやエンコーダであり、その検出結果に応じた位置検出値θdcを出力する。

速度演算部６は、位置検出器５から出力された位置検出値θdcに基づいて、永久磁石モータ１の回転角速度を演算し、その演算結果を角速度検出値ωとして出力する。

ｄ軸電流指令設定部７は、インバータ装置と接続された上位コントローラ（不図示）から入力される指令信号に基づいて、ｄ軸電流指令値Id*を出力する。このｄ軸電流指令値Id*は、0または負極性の値、すなわち0以下の値を有する。

トルク指令設定部８は、上記指令信号に基づいて、トルク指令値τ*を出力する。このトルク指令値τ*は、0または正負いずれかの極性の値、すなわち0を含む所定範囲内の値を有する。

電流指令変換演算部９は、ｄ軸電流指令設定部７からのｄ軸電流指令値Id*と、トルク指令設定部８からのトルク指令値τ*とに基づいて、ｑ軸電流指令値Iq*を演算して出力する。この演算において、電流指令変換演算部９は、予め設定された永久磁石モータ１の各電気定数Ld，Lq，Keを用いる。なお、Ldはｄ軸のインダクタンスを、Lqはｑ軸のインダクタンスを、Keは逆起電力定数をそれぞれ表している。

ｄ軸電流制御演算部１０には、ｄ軸電流指令値Id*とｄ軸電流検出値Idcの差分が入力される。この差分を、以下ではｄ軸電流偏差と称する。ｄ軸電流制御演算部１０は、入力されたｄ軸電流偏差に基づいて、第２のｄ軸電流指令値Id**を演算し、電圧ベクトル演算部１２へ出力する。

ｑ軸電流制御演算部１１には、ｑ軸電流指令値Iq*とｑ軸電流検出値Iqcの差分が入力される。この差分を、以下ではｑ軸電流偏差と称する。ｑ軸電流制御演算部１１は、入力されたｑ軸電流偏差に基づいて、第２のｑ軸電流指令値Iq**を演算し、電圧ベクトル演算部１２へ出力する。

電圧ベクトル演算部１２は、ｄ軸電流制御演算部１０から入力される第２のｄ軸電流指令値Id**と、ｑ軸電流制御演算部１１から入力される第２のｑ軸電流指令値Iq**と、速度演算部６からの角速度検出値ωとに基づいて、ｄ軸電圧指令値Vdc*およびｑ軸電圧指令値Vqc*を演算して出力する。この演算において、電圧ベクトル演算部１２は、予め設定された永久磁石モータ１の各電気定数R，Ld，Lq，Keを用いる。なお、Rは抵抗値を表している。また、Ld，Lq，Keは、前述のようにｄ軸、ｑ軸のインダクタンスと逆起電力定数をそれぞれ表している。

安定化補償演算部１３は、電圧ベクトル演算部１２からのｑ軸電圧指令値Vqc*と、前述のｄ軸電流指令値Id*およびｄ軸電流検出値Idcとに基づいて、ｄ軸電圧指令値Vdc*に対する補正量を演算する。この補正量は、後で詳しく説明するように、永久磁石モータ１の回転周波数成分に対するｑ軸の電流制御のゲインを低下させることで、ｑ軸電流Iqが発散するのを抑制して制御特性を改善するためのものである。そして、演算された補正量に応じた安定化補償信号ΔVdを出力する。

補正演算部１４は、安定化補償演算部１３により演算された補正量に基づいて、電圧ベクトル演算部１２からのｄ軸電圧指令値Vdc*を補正する。具体的には、安定化補償演算部１３から出力された安定化補償信号ΔVdにより表される補正量をｄ軸電圧指令値Vdc*から減算することで、ｄ軸電圧指令値Vdc*を補正する。そして、この補正結果に応じた補正後のｄ軸電圧指令値Vdc**を電圧座標変換部１５へ出力する。

電圧座標変換部１５は、補正演算部１４から入力される補正後のｄ軸電圧指令値Vdc**と、電圧ベクトル演算部１２から入力されるｑ軸電圧指令値Vqc*と、位置検出値θdcとに基づいて、三相交流の電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*を電力変換器２へ出力する。この電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*に応じて電力変換器２が動作することで、直流電力が交流電力に変換される。すなわち、電圧座標変換部１５および電力変換器２により、補正後のｄ軸電圧指令値Vdc**、ｑ軸電圧指令値Vqc*および位置検出値θdcに基づいて、直流電力から交流電力への変換が行われる。

次に、本発明の特徴部分である安定化補償演算部１３の詳細について説明する。最初に、従来のインバータ装置のように、安定化補償演算部１３が設けられていない場合のトルク制御系の基本動作について、安定化補償演算部１３を除いた図２の各構成を用いて以下に説明する。

前述のように、電流指令変換演算部９は、永久磁石モータ１の各電気定数Ld，Lq，Keを用いて、ｄ軸電流指令値Id*およびトルク指令値τ*に基づくｑ軸電流指令値Iq*を演算する。この演算は、下記の式（１）に従って行われる。なお、式（１）において、Pmは永久磁石モータ１の極対数を表している。

ｄ軸電流制御演算部１０とｑ軸電流制御演算部１１は、各々に対して入力されるｄ軸電流偏差（Id*−Idc）、ｑ軸電流偏差（Iq*−Iqc）に基づいて、ｄ軸電流指令値Id*にｄ軸電流検出値Idcを追従させると共に、ｑ軸電流指令値Iq*にｑ軸電流検出値Iqcを追従させるための比例演算および積分演算をそれぞれ行う。具体的には、下記の式（２）に従って、ｄ軸電流検出値Idcをｄ軸電流指令値Id*に追従させるための第２のｄ軸電流指令値Id**と、ｑ軸電流検出値Iqcをｑ軸電流指令値Iq*に追従させるための第２のｑ軸電流指令値Iq**とが、ｄ軸電流制御演算部１０、ｑ軸電流制御演算部１１においてそれぞれ演算される。

なお、式（２）において、ｑ軸電流指令値Iq*は上記の式（１）で表されるものであり、ωACRは電流制御の応答角周波数（rad/s）を表している。また、Kpd，Kidはｄ軸の電流制御の比例ゲインと積分ゲインをそれぞれ表し、Kpq，Kiqはｑ軸の電流制御の比例ゲインと積分ゲインをそれぞれ表している。

電圧ベクトル演算部１２は、ｄ軸電流制御演算部１０、ｑ軸電流制御演算部１１において上記の式（２）によりそれぞれ演算された第２のｄ軸電流指令値Id**および第２のｑ軸電流指令値Iq**と、永久磁石モータ１の各電気定数R，Ld，Lq，Keと、角速度検出値ωとを用いて、下記の式（３）により、ｄ軸電圧指令値Vdc*およびｑ軸電圧指令値Vqc*を演算する。

電圧座標変換部１５は、位置検出値θdcに基づいて、下記の式（４）により、上記の式（３）で演算されたｄ軸電圧指令値Vdc*、ｑ軸電圧指令値Vqc*をそれぞれ座標変換し、三相交流の電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*を求める。

また、電流座標変換部４は、位置検出値θdcに基づいて、下記の式（５）により、三相交流電流の検出値Iuc，Ivc，Iwcをそれぞれ座標変換し、ｄ軸電流検出値Idc、ｑ軸電流検出値Iqcを求める。

以上説明した内容が、トルク制御系の基本動作である。

図３、４は、以上説明したようなトルク制御系の基本動作により永久磁石モータ１を駆動した場合のベクトル制御特性をそれぞれ示す図である。これらの図に示すベクトル制御特性は、制御演算周期を500μsとして永久磁石モータ１を回転周波数333Hzで駆動したときの、ｑ軸電流指令値Iq*に対するｑ軸電流Iqの変化の様子を示している。

図３は、永久磁石モータ１の抵抗値Rが比較的大きい（R=200mΩ）場合のベクトル制御特性のシミュレーション結果を示している。この図３に示したベクトル制御特性により、図中のａ点においてｑ軸電流指令値Iq*を100％の値でステップ的に加えると、これに対してｑ軸電流Iqが安定して追従している様子が分かる。

一方、図４は、永久磁石モータ１の抵抗値Rが比較的小さい（R=10mΩ）場合のベクトル制御特性のシミュレーション結果を示している。この図４に示したベクトル制御特性により、図３の場合と同様に図中のｂ点においてｑ軸電流指令値Iq*を100％の値でステップ的に加えると、これに対してｑ軸電流Iqは安定して追従できずに発散している様子が分かる。すなわち、永久磁石モータ１の抵抗値Rが小さいと、制御系が不安定になることが分かる。

図５は、以上説明したトルク制御系の基本動作によるベクトル制御の制御ブロック図である。この制御ブロック図は、図２のｄ軸電流制御演算部１０、ｑ軸電流制御演算部１１および電圧ベクトル演算部１２に対応するベクトル制御演算部分と、図２の永久磁石モータ１、電力変換器２、電流座標変換部４および電圧座標変換部１５に対応するモータ部分とによって主に構成されている。なお、図５において、ベクトル制御演算部分の演算周期は500μsである。また、モータ部分の制御ブロックに含まれるωrは、永久磁石モータ１の回転角周波数(rad/s)を表している。

図６は、図５の制御ブロック図において、ｑ軸電流指令値Iq*を入力とし、ｑ軸電流検出値Iqcを出力とした離散系の開ループの周波数特性を示す図である。図６において、上段にはゲイン特性、すなわちゲインの周波数特性を示しており、下段には位相特性、すなわち位相の周波数特性を示している。なお、図６の周波数特性の算出に当たっては、電流検出器３および電流座標変換部４による電流検出処理が制御周期に対して十分に早いものとして、この電流検出処理による遅れは考慮していない。

図６では、永久磁石モータ１の抵抗値Rが200mΩである場合のゲイン特性および位相特性を破線で示している。これらの周波数特性は、図３のベクトル制御特性に対応する。また、永久磁石モータ１の抵抗値Rが10mΩである場合のゲイン特性および位相特性を実線で示している。これらの周波数特性は、図４のベクトル制御特性に対応する。

抵抗値Rが200mΩである場合、図６下段に破線で示した位相特性から、永久磁石モータ１の回転周波数成分である333Hz（図中のｃ点）付近において、-180degに対する位相余裕が大きく有ることが分かる。また、図６上段に破線で示したゲイン特性から、このときのゲインは0dB以下であることが分かる。したがって、制御系が安定していることが分かる。一方、抵抗値Rが200mΩである場合、図６下段に実線で示した位相特性から、図中のｃ点において位相が-180degとなることが分かる。また、図６上段に破線で示したゲイン特性から、このときのゲインは0dB以上であることが分かる。したがって、制御系が不安定であることが分かる。こうした周波数特性は、図３、４に示したベクトル制御特性のシミュレーション結果とも一致している。

以上説明したように、永久磁石モータ１の抵抗値Rが小さくなると、制御系が不安定となり、電流リプルを十分に抑制できなくなる。これは、図５の制御ブロック図において、モータ部分に含まれるｄ軸−ｑ軸間の干渉ループのゲイン特性をベクトル制御演算部分が補償しきれないことを表している。そのため、従来のインバータ装置の制御系では、高速域において永久磁石モータ１を安定に制御するためには、電流制御応答、すなわち電流制御の応答周波数を低く制限する必要があった。

一方、本発明では、高速域において永久磁石モータ１を安定に制御して電流リプルを抑制するために、図２に示した安定化補償演算部１３が設けられている。以下では、この安定化補償演算部１３の動作について説明する。

図７は、安定化補償演算部１３の制御ブロック図である。安定化補償演算部１３は、不完全微分演算部１３１、正弦演算部１３２および乗算部１３３により構成される。

不完全微分演算部１３１には、ｄ軸電流指令値Id*とｄ軸電流検出値Idcの差分（Id*−Idc）、すなわち前述のｄ軸電流偏差が入力される。不完全微分演算部１３１は、このｄ軸電流偏差を用いて、以下の式（６）に示す演算により、位相補償信号Δθvを算出して出力する。なお、式（６）において、Taは微分時定数（微分ゲイン）を表し、Tbは一次遅れ時定数を表している。

上記の式（６）におけるTa，Tbは、永久磁石モータ１の各電気定数Ld，Lq，Ke，Rを用いて、以下の式（７）で表すことができる。なお、式（７）において、ζcは、後述する減衰係数ζの固定成分に相当する補償減衰係数を表している。この補償減衰係数ζcには、任意の値を予め設定することができる。

正弦演算部１３２は、不完全微分演算部１３１から出力された位相補償信号Δθvの正弦値Sin(Δθv)を演算して出力する。乗算部１３３は、正弦演算部１３２により求められたSin(Δθv)とｑ軸電圧指令値Vqc*との乗算値を補正量として演算し、その演算結果に応じた安定化補償信号ΔVdを出力する。

以上説明したような演算を図７の各制御ブロックにおいて行うことにより、安定化補償演算部１３は、永久磁石モータ１の回転周波数成分に対する電流制御のゲインを低下させるための補正量を演算し、その演算結果を安定化補償信号ΔVdとして出力することができる。

次に、安定化補償演算部１３を用いた場合の制御原理について説明する。図８は、安定化補償演算部１３を用いた場合のモータ部分の制御ブロック図である。この制御ブロック図は、図５に示したトルク制御系の基本動作による制御ブロック図のモータ部分に、安定化補償演算部１３に対応する制御ブロックを追加することで構成される。

図８の制御ブロック図は、ｑ軸電圧指令値Vqc*を入力とし、ｑ軸電流Iqを出力としている。この入力から出力までの制御系の閉ループ伝達関数Gθ(s)は、以下の式（８）により表すことができる。

ここで、永久磁石モータ１の回転速度が十分に速い高速域では、以下の式（９）の関係が成立する。

式（９）が成り立つ場合、上記の式（８）は、以下の式（１０）のように近似することができる。

式（１０）の分母項には二次遅れ要素が含まれているため、永久磁石モータ１の回転角周波数ωrに応じて伝達関数Gθ(s)のゲインが変化することが分かる。これは、高速域において制御特性を劣化させる原因となる。

ここで、二次遅れ要素の一般系は、下記の式（１１）のように表すことができる。式（１１）において、ωｎは制御系の固有角周波数を表し、ζは減衰係数を表している。

上記の式（１１）に、前述の式（１０）の二次遅れ要素（分母項）を当てはめると、以下の式（１２）が得られる。式（１２）において、ζmは減衰係数ζの変動成分を表しており、これは永久磁石モータ１の電気定数や回転角周波数ωrに応じて変化する。一方、減衰係数ζの固定成分に相当するζcは、前述のように、安定化補償演算部１３において不完全微分演算部１３１が行う演算に用いられる補償減衰係数を表している。この補償減衰係数ζcは、永久磁石モータ１の状態に関わらず、常に一定値である。

式（１２）より、抵抗値Rが小さい場合や回転角周波数ωrが大きい場合には、変動成分ζmの値が小さくなり、それに応じて減衰係数ζも小さくなることが分かる。減衰係数ζが所定の限界値未満になると、前述のように制御系が不安定となり、電流リプルを抑制できなくなってしまう。

そこで、本発明の第１の実施形態では、安定化補償演算部１３において、補償減衰係数ζcを適切な値、たとえば0.5以上の任意の値に予め設定しておくことにより、減衰係数ζが限界値未満になるのを防ぐようにする。すなわち、抵抗値Rや回転角周波数ωrに応じた変動成分ζmの値が非常に小さく、ζc ≫ ζmの関係が成り立つような場合においても、補償減衰係数ζcを含んだ減衰係数ζが限界値未満になるのを防ぐようにする。これにより、抵抗値Rや回転角周波数ωrに関わらず、減衰係数ζを常に限界値以上として制御を安定させることができる。

図９は、以上説明した本発明の第１の実施形態によるベクトル制御の制御ブロック図である。この制御ブロック図は、図５の制御ブロック図と同様のベクトル制御演算部分とモータ部分の間に、安定化補償演算部１３に対応する安定化補償演算部分を付加した構成となっている。なお、この安定化補償演算部分は、ベクトル制御演算部分の演算周期である500μsよりも短い演算周期で高速に演算可能とすることが好ましい。

図１０は、図９の制御ブロック図において、ｑ軸電流指令値Iq*を入力とし、ｑ軸電流検出値Iqcを出力とした離散系の開ループの周波数特性を示す図である。図１０において、図６と同様に、上段にはゲイン特性、すなわちゲインの周波数特性を示しており、下段には位相特性、すなわち位相の周波数特性を示している。なお、これらの周波数特性は、永久磁石モータ１の抵抗値Rを10mΩとした場合のものを示している。

図１０では、安定化補償演算部１３を用いない場合のゲイン特性および位相特性を破線で示し、安定化補償演算部１３を用いた場合のゲイン特性および位相特性を破線で示している。なお、破線で示したゲイン特性および位相特性は、図６において実線で示したのと同じものである。

図６上段に示した各ゲイン特性を比較すると、安定化補償演算部１３を用いた場合は、永久磁石モータ１の回転周波数成分である333Hz（図中のｃ点）付近のゲインが0dB以下に減少し、一定の傾斜を有する理想的なゲイン特性に近づくことが分かる。また、図６下段に示した各位相特性を比較すると、安定化補償演算部１３を用いた場合は、図中のｃ点において位相が-180degとなるのを回避できることが分かる。

図１１は、図９の制御ブロック図によるベクトル制御特性を示す図である。この図１１では、前述の図４と同様に、永久磁石モータ１の抵抗値Rが10mΩである場合のベクトル制御特性のシミュレーション結果を示している。図４では、図中のｂ点以降においてｑ軸電流Iqが発散していたのに対して、図１１では、ｑ軸電流Iqが発散することなく、ｑ軸電流指令値Iq*に安定して追従していることが分かる。

以上説明したように、本発明の第１の実施形態では、安定化補償演算部１３により安定化補償信号ΔVdを演算し、これを用いて、補正演算部１４により、電圧ベクトル演算部１２から出力されたｄ軸電圧指令値Vdc*を補正する。これにより、永久磁石モータ１の回転周波数成分に対する電流制御のゲインを低下させ、ｑ軸電流Iqを安定化することができる。その結果、永久磁石モータ１においてｑ軸電流Iqに比例して発生するトルクリプルを抑制すると共に、永久磁石モータ１の各相に流れる電流の最大値の偏差を抑制することができる。特に、クロック周波数が50MHz以下であるマイクロコンピュータを用いて、500Hz以下の回転周波数において減衰係数ζの変動成分ζmが0.5以下となるような永久磁石モータ１を制御する場合には、補償減衰係数ζcを0.5以上に設定することで、上記のような効果が顕著に得られる。

以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。

（１）インバータ装置は、永久磁石モータ１の回転周波数成分に対する電流制御のゲインを低下させるための補正量を演算する安定化補償演算部１３と、安定化補償演算部１３により演算された補正量に基づいて、電圧ベクトル演算部１２から出力された電圧指令を補正する補正演算部１４とを備える。この補正演算部１４により補正された電圧指令に基づいて、電圧座標変換部１５および電力変換器２により、直流電力を交流電力に変換し、交流電力を永久磁石モータ１へ出力する。このようにしたので、制御対象とする永久磁石モータ１の電気時定数の大きさや演算周期に関わらず、応答性の高い安定したモータ制御を実現することができる。

（２）電圧ベクトル演算部１２から出力される電圧指令は、ｄ軸電圧指令値Vdc*およびｑ軸電圧指令値Vqc*を含む。補正演算部１４は、このうちｄ軸電圧指令値Vdc*を補正し、補正後のｄ軸電圧指令値Vdc**を出力する。電圧座標変換部１５および電力変換器２は、補正演算部１４により補正された補正後のｄ軸電圧指令値Vdc**と、電圧ベクトル演算部１２から出力されたｑ軸電圧指令値Vqc*とに基づいて、直流電力を交流電力に変換する。このようにしたので、周知のベクトル制御を利用して、確実にモータ制御を行うことができる。

（３）安定化補償演算部１３は、ｄ軸電圧指令値Vdc*を入力とし、永久磁石モータ１に流れるｑ軸電流Iqを出力とする、図８に示した制御系の閉ループ伝達関数における二次遅れ要素の減衰係数ζが所定の値以上となるように、補正量を演算する。すなわち、ｄ軸電流指令値Id*とｄ軸電流検出値Idcの差分を表すｄ軸電流偏差と、予め設定された所定の補償減衰係数ζcと、ｑ軸電圧指令値Vqc*とに基づいて、補正量を演算する。具体的には、不完全微分演算部１３１により、補償減衰係数ζcに応じた微分ゲインTaを用いて、ｄ軸電流偏差に応じた位相補償信号Δθvを求める。そして、正弦演算部１３２および乗算部１３３により、位相補償信号Δθvとｑ軸電圧指令値Vqc*に基づいて、位相補償信号Δθvの正弦値Sin(Δθv)とｑ軸電圧指令値Vqc*との乗算値を補正量として演算し、この補正量に応じた安定化補償信号ΔVdを出力する。このようにしたので、安定化補償演算部１３において、永久磁石モータ１の回転周波数成分に対する電流制御のゲインを確実に低下できるような補正量を演算することができる。

＜第２の実施形態＞
図１２は、本発明の第２の実施形態によるインバータ装置の構成ブロック図である。このインバータ装置は、図２に示した第１の実施形態によるインバータ装置と比べて、安定化補償演算部１３に替えて安定化補償演算部１３ａが設けられている点が異なっている。この安定化補償演算部１３ａは、第１の実施形態では固定値であった微分ゲインの値を、ｄ軸電流指令値Id*またはｄ軸電流検出値Idcに応じて変化させることで、安定化補償信号ΔVd1を補正演算部１４に出力するものである。なお、ｄ軸電流指令値Id*は、通常時には０に設定されているが、トルク最大制御や弱め界磁制御を行う場合には、０未満のｄ軸電流指令値Id*がｄ軸電流指令設定部７から出力される。

図１３は、安定化補償演算部１３ａの制御ブロック図である。安定化補償演算部１３ａは、不完全微分演算部１３ａ１、正弦演算部１３ａ２および乗算部１３ａ３により構成される。

不完全微分演算部１３ａ１には、ｄ軸電流指令値Id*と、ｄ軸電流指令値Id*とｄ軸電流検出値Idcの差分を表すｄ軸電流偏差とが入力される。不完全微分演算部１３ａ１は、入力されたｄ軸電流偏差を用いて、図７の不完全微分演算部１３１と同様に、以下の式（１３）に示す演算により、位相補償信号Δθv１を算出して出力する。式（１３）において、Ta1は微分時定数（微分ゲイン）を表し、Tb1は一次遅れ時定数を表している。

上記の式（１３）におけるTa1，Tb1は、永久磁石モータ１の各電気定数Ld，Lq，Ke，Rを用いて、以下の式（１４）で表すことができる。不完全微分演算部１３ａ１は、入力されたｄ軸電流指令値Id*に基づいて、式（１４）により微分ゲインTa1を算出する。これにより、ｄ軸電流指令値Id*に応じて微分ゲインTa1を変化させることができる。なお、一次遅れ時定数Tb1については、第１の実施形態と同様に固定値である。

正弦演算部１３ａ２は、不完全微分演算部１３ａ１から出力された位相補償信号Δθv1の正弦値Sin(Δθv1)を演算して出力する。乗算部１３ａ３は、正弦演算部１３ａ２により求められたSin(Δθv1)とｑ軸電圧指令値Vqc*との乗算値を補正量として演算し、その演算結果に応じた安定化補償信号ΔVd1を出力する。

なお、上記の説明では、不完全微分演算部１３ａ１において、ｄ軸電流指令値Id*に基づいて微分ゲインTa1を算出することとしたが、ｄ軸電流指令値Id*に替えてｄ軸電流検出値Idcを用いてもよい。この場合にも、上記と同様の演算方法により、ｄ軸電流検出値Idcに応じて微分ゲインTa1を変化させることができる。

以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、安定化補償演算部１３ａは、ｄ軸電流指令値Id*またはｄ軸電流検出値Idcに基づいて、微分ゲインTa1を変化させる。このようにしたので、ｄ軸に電流が発生した場合にも、制御ループのゲインを一定に保つことができる。そのため、より高安定で高応答なモータ制御を実現することができる。

＜第３の実施形態＞
図１４は、本発明の第３の実施形態によるインバータ装置の構成ブロック図である。このインバータ装置は、図２に示した第１の実施形態によるインバータ装置と比べて、安定化補償演算部１３に替えて安定化補償演算部１３ｂが設けられている点が異なっている。この安定化補償演算部１３ｂは、永久磁石モータ１の回転方向に応じて補正量の正負極性を変化させることで、安定化補償信号ΔVd2を補正演算部１４に出力するものである。なお、安定化補償演算部１３ｂには、第１の実施形態における安定化補償演算部１３と同様のｑ軸電圧指令値Vqc*、ｄ軸電流指令値Id*およびｄ軸電流検出値Idcに加えて、さらに速度演算部６から角速度検出値ωが入力される。

図１５は、安定化補償演算部１３ｂの制御ブロック図である。安定化補償演算部１３ｂは、不完全微分演算部１３ｂ１、正弦演算部１３ｂ２、第１乗算部１３ｂ３、極性判定部１３ｂ４および第２乗算部１３ｂ５により構成される。

不完全微分演算部１３ｂ１、正弦演算部１３ｂ２および第１乗算部１３ｂ３は、図７の不完全微分演算部１３１、正弦演算部１３２および乗算部１３３とそれぞれ同一の演算を行うことにより、補正量を演算する。

極性判定部１３ｂ４は、入力された角速度検出値ωに基づいて、永久磁石モータ１の回転方向を判断し、その判断結果に応じた極性の信号を出力する。すなわち、角速度検出値ωが０以上であれば出力信号を＋１とし、０未満であれば出力信号を−１とする。

第２乗算部１３ｂ５は、第１乗算部１３ｂ３から出力される信号に、極性判定部１３ｂ４から出力される＋１または−１の信号を乗算し、その結果を安定化補償信号ΔVd2として出する。これにより、永久磁石モータ１の回転方向に応じて、演算された補正量の正負極性を変化させることができる。

以上説明した本発明の第３の実施形態によれば、安定化補償演算部１３ｂは、永久磁石モータ１の回転方向に応じて、補正量の正負極性を変化させる。このようにしたので、永久磁石モータ１の回転方向が頻繁に切り替えられるようなシステムにおいても、高安定で高応答なモータ制御を実現することができる。

＜第４の実施形態＞
図１６は、本発明の第４の実施形態によるインバータ装置の構成ブロック図である。このインバータ装置は、図２に示した第１の実施形態によるインバータ装置と比べて、安定化補償演算部１３に替えて安定化補償演算部１３ｃが設けられている点が異なっている。この安定化補償演算部１３ｃは、第１の実施形態ではｄ軸電流指令値Id*およびｄ軸電流検出値Idcに基づいて演算していた補正量の値を、ｑ軸電流指令値Iq*およびｑ軸電流検出値Iqcに基づいて演算することで、安定化補償信号ΔVd3を補正演算部１４に出力するものである。なお、安定化補償演算部１３ｃには、ｑ軸電圧指令値Vqc*、ｑ軸電流指令値Iq*およびｑ軸電流検出値Iqcが入力される。

図１７は、安定化補償演算部１３ｃの制御ブロック図である。安定化補償演算部１３ｃは、不完全微分演算部１３ｃ１、正弦演算部１３ｃ２および乗算部１３ｃ３により構成される。

不完全微分演算部１３ｃ１には、ｑ軸電流指令値Iq*とｑ軸電流検出値Iqcの差分を表すｑ軸電流偏差が入力される。不完全微分演算部１３ｃ１は、入力されたｑ軸電流偏差を用いて、以下の式（１５）に示す演算により、位相補償信号Δθv2を算出して出力する。式（１５）において、Ta2は微分時定数（微分ゲイン）を表している。

上記の式（１５）におけるTa2は、永久磁石モータ１の各電気定数Lq，Keおよび前述の補償減衰係数ζcを用いて、以下の式（１６）で表すことができる。

正弦演算部１３ｃ２は、不完全微分演算部１３ｃ１から出力された位相補償信号Δθv2の正弦値Sin(Δθv2)を演算して出力する。乗算部１３ｃ３は、正弦演算部１３ｃ２により求められたSin(Δθv2)とｑ軸電圧指令値Vqc*との乗算値を補正量として演算し、その演算結果に応じた安定化補償信号ΔVd3を出力する。

以上説明した本発明の第４の実施形態によれば、安定化補償演算部１３ｃは、ｑ軸電流指令値Iq*とｑ軸電流検出値Iqcの差分を表すｑ軸電流偏差と、予め設定された所定の補償減衰係数ζcと、ｑ軸電圧指令値Vqc*とに基づいて、補正量を演算する。具体的には、不完全微分演算部１３ｃ１により、補償減衰係数ζcに応じた微分ゲインTa2を用いて、ｑ軸電流偏差に応じた位相補償信号Δθv2を求める。そして、正弦演算部１３ｃ２および乗算部１３ｃ３により、位相補償信号Δθv2とｑ軸電圧指令値Vqc*に基づいて、位相補償信号Δθv2の正弦値Sin(Δθv2)とｑ軸電圧指令値Vqc*との乗算値を補正量として演算し、この補正量に応じた安定化補償信号ΔVd3を出力する。このようにしたので、第１の実施形態と同様に、安定化補償演算部１３ｃにおいて、永久磁石モータ１の回転周波数成分に対する電流制御のゲインを確実に低下できるような補正量を演算することができる。

なお、以上説明した本発明の第４の実施形態において、第２の実施形態で説明したような方法により、ｑ軸電流指令値Iq*またはｑ軸電流検出値Iqcに応じて微分ゲインTa2を変化させてもよい。このようにすれば、第２の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。また、第３の実施形態で説明したような方法により、永久磁石モータ１の回転方向に応じて補正量の正負極性を変化させてもよい。

＜第５の実施形態＞
図１８は、本発明の第５の実施形態によるインバータ装置の構成ブロック図である。このインバータ装置は、レゾルバやエンコーダなどの位置検出器を省略した位置センサレス制御（レゾルバレス制御）における適用例を示しており、図２に示した第１の実施形態によるインバータ装置と比べて、位相誤差推定部１６、速度推定部１７および位相推定部１８がさらに設けられている一方で、位置検出器５および速度演算部６が設けられていない点が異なっている。

位相誤差推定部１６は、位相推定部１８により推定された位相推定値θdc^に対する永久磁石モータ１の位相のずれ量を表す位相誤差Δθcの推定を行う。この位相誤差推定部１６は、安定化補償演算部１３からの安定化補償信号ΔVdに基づく補正後のｄ軸電圧指令値Vdc**と、ｑ軸電圧指令値Vqc*と、電流座標変換部４からのｄ軸電流検出値Idcおよびｑ軸電流検出値Iqcと、速度推定部１７により推定された角速度推定値ω^とに基づいて、以下の式（１７）により位相誤差Δθcを演算する。なお、位相推定部１８による位相推定値θdc^の推定方法および速度推定部１７による角速度推定値ω^の推定方法は、後で説明する。

速度推定部１７は、位相誤差推定部１６により推定された位相誤差Δθcに基づいて、永久磁石モータ１の回転角速度の推定値を表す角速度推定値ω^を推定する。具体的には、位相誤差Δθcを０にするような角速度を演算し、その演算結果を角速度推定値ω^として出力する。

位相推定部１８は、速度推定部１７により推定された角速度推定値ω^に基づいて、位相推定値θdc^を推定する。具体的には、角速度推定値ω^を所定の演算周期ごとに積分することで、位相推定値θdc^の推定演算を行う。そして、推定した位相推定値θdc^を、電流座標変換部４および電圧座標変換部１５へ出力する。電流座標変換部４および電圧座標変換部１５は、前述の位置検出値θdcの代わりにこの位相推定値θdc^を用いて座標変換をそれぞれ行い、ｄ軸電流検出値Idcおよびｑ軸電流検出値Iqcと、三相交流の電圧指令値Vu*，Vv*，Vw*とをそれぞれ出力する。

以上説明した本発明の第５の実施形態によれば、インバータ装置に位相誤差推定部１６、速度推定部１７および位相推定部１８を設けることとしたので、位置センサを省略したモータ制御においても本発明を適用することができる。

なお、以上説明した本発明の第５の実施形態においては、第１〜第４の各実施形態で説明したような制御方法のうち任意のものを適用することができる。さらに、いずれか複数の制御方法を任意に組み合わせて適用してもよい。

＜第６の実施形態＞
図１９は、本発明の第６の実施形態によるインバータ装置の構成ブロック図である。このインバータ装置は、弱め界磁制御における本発明の適用例を示しており、図２に示した第１の実施形態によるインバータ装置と比べて、ｄ軸電流偏差切替部１９、ｑ軸電流偏差切替部２０、位相誤差指令演算部２２および出力電圧制限検出部２３がさらに設けられている点が異なっている。さらに、ｄ軸電流指令設定部７、ｄ軸電流制御演算部１０、ｑ軸電流制御演算部１１および電圧ベクトル演算部１２に替えて、ｄ軸電流指令設定部７ａ、ｄ軸電流制御演算部１０ａ、ｑ軸電流制御演算部１１ａおよび電圧ベクトル演算部１２ａがそれぞれ設けられている点も異なっている。

ｄ軸電流指令設定部７ａは、ｄ軸電流指令値Id*として、０を常時出力する。

ｄ軸電流偏差切替部１９は、出力電圧制限検出部２３から出力される出力電圧制限フラグV1*_lmt_flgに基づいて、ｄ軸電流指令値Id*とｄ軸電流検出値Idcの差分を表すｄ軸電流偏差または「０」のいずれかを、ｄ軸電流偏差信号ΔId1としてｄ軸電流制御演算部１０ａに出力する。具体的には、出力電圧制限フラグV1*_lmt_flgが「０」であれば、ｄ軸電流偏差に応じたｄ軸電流偏差信号ΔId1を出力し、出力電圧制限フラグV1*_lmt_flgが「１」であれば、ｄ軸電流偏差信号ΔId1として「０」を出力する。

ｑ軸電流偏差切替部２０は、出力電圧制限検出部２３から出力される出力電圧制限フラグV1*_lmt_flgに基づいて、ｑ軸電流指令値Iq*とｑ軸電流検出値Iqcの差分を表すｑ軸電流偏差または「０」のいずれかを、位相誤差指令演算部２２に対するｑ軸電流偏差信号ΔIq1およびｑ軸電流制御演算部１１ａに対するｑ軸電流偏差信号ΔIq2としてそれぞれ出力する。具体的には、出力電圧制限フラグV1*_lmt_flgが「０」であれば、位相誤差指令演算部２２に対するｑ軸電流偏差信号ΔIq1としては「０」を出力し、ｑ軸電流制御演算部１１ａに対するｑ軸電流偏差信号ΔIq2としてはｑ軸電流偏差を出力する。一方、出力電圧制限フラグV1*_lmt_flgが「１」であれば、上記のΔIq1とΔIq2を互いに入れ替える。すなわち、位相誤差指令演算部２２に対するｑ軸電流偏差信号ΔIq1としてはｑ軸電流偏差を出力し、ｑ軸電流制御演算部１１ａに対するｑ軸電流偏差信号ΔIq2としては「０」を出力する。

ｄ軸電流制御演算部１０ａは、ｄ軸電流偏差切替部１９から出力されるｄ軸電流偏差信号ΔId1に基づいて、第２のｄ軸電流指令値Id**を演算し、電圧ベクトル演算部１２ａへ出力する。すなわち、出力電圧制限フラグV1*_lmt_flgが「０」であり、ｄ軸電流偏差信号ΔId1がｄ軸電流偏差を表す場合は、図２のｄ軸電流制御演算部１０と同様に、ｄ軸電流偏差に応じた第２のｄ軸電流指令値Id**を出力する。一方、出力電圧制限フラグV1*_lmt_flgが「１」であり、ｄ軸電流偏差信号ΔId1が「０」である場合は、第２のｄ軸電流指令値Id**の演算を停止する。この場合、ｄ軸電流制御演算部１０ａから出力される第２のｄ軸電流指令値Id**は、前回演算された値が保持される。

ｑ軸電流制御演算部１１ａは、ｑ軸電流偏差切替部２０から出力されるｑ軸電流偏差信号ΔIq2に基づいて、第２のｑ軸電流指令値Iq**を演算し、電圧ベクトル演算部１２ａへ出力する。すなわち、出力電圧制限フラグV1*_lmt_flgが「０」であり、ｑ軸電流偏差信号ΔIq2がｑ軸電流偏差を表す場合は、図２のｑ軸電流制御演算部１１と同様に、ｑ軸電流偏差に応じた第２のｑ軸電流指令値Iq**を出力する。一方、出力電圧制限フラグV1*_lmt_flgが「１」であり、ｑ軸電流偏差信号ΔIq2が「０」である場合は、第２のｑ軸電流指令値Iq**の演算を停止する。この場合、ｑ軸電流制御演算部１１ａから出力される第２のｑ軸電流指令値Iq**は、前回演算された値が保持される。

位相誤差指令演算部２２は、ｑ軸電流偏差切替部２０から出力されるｑ軸電流偏差信号ΔIq1に基づいて、所定の比例演算および積分演算により位相誤差指令値Δθc*を演算し、電圧ベクトル演算部１２ａへ出力する。すなわち、出力電圧制限フラグV1*_lmt_flgが「０」であり、ｑ軸電流偏差信号ΔIq1が「０」である場合は、位相誤差指令値Δθc*として「０」を出力する。一方、出力電圧制限フラグV1*_lmt_flgが「１」であり、ｑ軸電流偏差信号ΔIq1がｑ軸電流偏差を表す場合は、ｑ軸電流偏差に応じた軸誤差の値を位相誤差指令値Δθc*として出力する。

出力電圧制限検出部２３は、補正演算部１４により補正された補正後のｄ軸電圧指令値Vdc**と、電圧ベクトル演算部１２から出力されたｑ軸電圧指令値Vqc*とに基づいて、電力変換器２の出力電圧値V1*を演算する。さらに、演算した出力電圧値V1*が所定の電圧制限値V1*maxに到達したか否かを判断し、到達した場合には、出力電圧値V1*を制限対象として検出する。そして、この判断結果に応じて、「０」または「１」の値を出力電圧制限フラグV1*_lmt_flgとして出力する。すなわち、出力電圧値V1*が電圧制限値V1*maxに到達していなければ、出力電圧制限フラグV1*_lmt_flgを「０」とし、出力電圧値V1*が電圧制限値V1*maxに到達していれば、出力電圧制限フラグV1*_lmt_flgを「１」とする。

電圧ベクトル演算部１２ａは、ｄ軸電流制御演算部１０ａ、ｑ軸電流制御演算部１１ａからそれぞれ入力される第２のｄ軸電流指令値Id**および第２のｑ軸電流指令値Iq**と、速度演算部６からの角速度検出値ωと、位相誤差指令演算部２２からの位相誤差指令値Δθc*とに基づいて、第２のｄ軸電圧指令値Vdc***および第２のｑ軸電圧指令値Vqc***を演算して出力する。具体的には、以下の式（１８）を用いて、第２のｄ軸電圧指令値Vdc***および第２のｑ軸電圧指令値Vqc***を演算する。なお、式（１８）において、ｄ軸電圧指令値Vdc*およびｑ軸電圧指令値Vqc*は、永久磁石モータ１の各電気定数R，Ld，Lq，Keと角速度検出値ωを用いて、前述の式（３）により表すことができる。

上記の式（１８）の演算により、出力電圧値V1*が電圧制限値V1*maxに到達しておらず、出力電圧制限フラグV1*_lmt_flgが「０」であるときに、電圧ベクトル演算部１２ａは、第２のｄ軸電圧指令値Vdc***および第２のｑ軸電圧指令値Vqc***として、第１の実施形態で説明したｄ軸電圧指令値Vdc*およびｑ軸電圧指令値Vqc*とそれぞれ同様の値を出力する。

また、出力電圧値V1*が既に電圧制限値V1*maxに到達しており、出力電圧制限フラグV1*_lmt_flgが「１」であるときに、電圧ベクトル演算部１２ａは、第２のｄ軸電圧指令値Vdc***および第２のｑ軸電圧指令値Vqc***として、ｄ軸電圧指令値Vdc*とｑ軸電圧指令値Vqc*をｑ軸電流偏差に応じた位相誤差指令値Δθc*の分だけそれぞれ補正した値を出力する。これにより、軸誤差すなわち制御の基準軸と永久磁石モータ１の磁束軸との位相誤差を表す位相誤差指令値Δθc*を介して、ｑ軸電流偏差に基づいて、ｑ軸電流指令値Iq*とｑ軸電流検出値Iqcが一致するように、第２のｄ軸電圧指令値Vdc***および第２のｑ軸電圧指令値Vqc***を出力し、出力電圧値V1*を制御する。このような制御により、ｄ軸電流指令値Id*を発生させない状態で、弱め界磁制御を実現することができる。

以上説明した本発明の第６の実施形態によれば、電力変換器２の出力電圧値V1*が所定の制限値V1*maxに到達すると、出力電圧制限検出部２３により、そのときの出力電圧値V1*を制限対象として検出する。この場合に、電圧ベクトル演算部１２ａは、ｑ軸電流偏差に基づいて第２のｄ軸電圧指令値Vdc***および第２のｑ軸電圧指令値Vqc***を出力することにより、弱め界磁制御を行う。このようにしたので、弱め界磁制御においても本発明を適用することができる。

なお、以上説明した本発明の第６の実施形態においても、第１〜第４の各実施形態で説明したような制御方法のうち任意のものを適用することができる。また、第５の実施形態で説明したような位置センサレス制御を行うものにおいて適用してもよい。さらに、いずれか複数の制御方法を任意に組み合わせて適用してもよい。

＜変形例＞
以上説明した本発明の第１〜第６の各実施形態では、ｄ軸電流制御演算部１０または１０ａと、ｑ軸電流制御演算部１１または１１ａとにおいて、ｄ軸電流偏差とｑ軸電流偏差に基づいて第２のｄ軸電流指令値Id**、第２のｑ軸電流指令値Iq**をそれぞれ求め、これらを用いてベクトル制御演算を行うインバータ装置の例を説明した。しかし、こうした電流制御演算を行わずに、他の方法を用いてベクトル制御演算を行うインバータ装置においても、本発明を適用することができる。

たとえば、ｄ軸電流指令値Id*（＝0）とｑ軸電流検出値Iqcの一次遅れ信号Iqctd、角速度指令値ω*および永久磁石モータ１の電気定数を用いて、以下の式（１９）によりｄ軸電圧指令値Vdc*およびｑ軸電圧指令値Vqc*を演算しても、ベクトル制御演算を実現できる。このようなベクトル制御演算を行うようなインバータ装置においても、本発明を適用することができる。

さらに、ｄ軸電流指令値Id*およびｑ軸電流指令値Iq*と、ｄ軸電流検出値Idcおよびｑ軸電流検出値Iqcとに基づいて、ｄ軸電圧補正値ΔVd*およびｑ軸電圧補正値ΔVq*を求め、これらの電圧補正値と、ｄ軸電流指令値Id*、ｑ軸電流指令値Iq*、角速度検出値ωおよび永久磁石モータ１の電気定数を用いて、以下の式（２０）によりｄ軸電圧指令値Vdc*およびｑ軸電圧指令値Vqc*を演算しても、ベクトル制御演算を実現できる。このようなベクトル制御演算を行うようなインバータ装置においても、本発明を適用することができる。

また、以上説明した本発明の第１〜第６の各実施形態では、比較的高価な電流検出器３を用いて三相交流電流Iu，Iv，Iwを検出し、これらを用いてベクトル制御演算を行うインバータ装置の例を説明した。しかし、こうした電流検出器３を使用せずに、電力変換器２において過電流検出用に取り付けられているワンシャント抵抗に流れる直流電流を検出し、その検出結果に基づいて三相のモータ電流Iu^，Iv^，Iw^を再現してベクトル制御演算を行うようなインバータ装置においても、本発明を適用することができる。すなわち、比較的低コストなインバータ装置にも本発明を適用可能である。

＜建設機械への適用＞
上記の各実施形態や変形例で説明したようなインバータ装置は、モータの駆動力を利用して動作する様々なシステムにおいて適用することができる。たとえば、モータから発生される駆動力を利用してアームや走行装置を動作させるホイールローダや油圧ショベル等の建設機械において、本発明を適用したインバータ装置を用いてモータ制御を行うことができる。すなわち、建設機械は、上記の各実施形態や変形例によるインバータ装置と、このインバータ装置から出力される交流電力により駆動される永久磁石モータとを備えることができる。

なお、以上説明した各実施形態や変形例はあくまで一例であり、発明の特徴が損なわれない限り、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。

１ 永久磁石モータ
２ 電力変換器
３ 電流検出器
４ 電流座標変換部
５ 位置検出器
６ 速度演算部
７ ｄ軸電流指令設定部
８ トルク指令設定部
９ 電流指令変換演算部
１０、１０ａ ｄ軸電流制御演算部
１１、１１ａ ｑ軸電流制御演算部
１２、１２ａ 電圧ベクトル演算部
１３、１３ａ、１３ｂ、１３ｃ 安定化補償演算部
１４ 補正演算部
１５ 電圧座標変換部
１６ 位相誤差推定部
１７ 速度推定部
１８ 位相推定部
１９ ｄ軸電流偏差切替部
２０ ｑ軸電流偏差切替部
２１ 直流電源
２２ 位相誤差指令演算部
２３ 出力電圧制限検出部

Claims (9)

1. 永久磁石モータを制御するためのインバータ装置であって、
   電圧指令を出力する電圧ベクトル演算部と、
   前記永久磁石モータの回転周波数成分に対する電流制御のゲインを低下させるための補正量を演算する安定化補償演算部と、
   前記安定化補償演算部により演算された補正量に基づいて、前記電圧ベクトル演算部から出力された電圧指令を補正する補正演算部と、
   前記補正演算部により補正された電圧指令に基づいて、直流電力を交流電力に変換し、前記交流電力を前記永久磁石モータへ出力する電力変換部と、を備え、
   前記電圧指令は、ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を含み、
   前記補正演算部は、前記ｄ軸電圧指令を補正し、
   前記電力変換部は、前記補正演算部により補正されたｄ軸電圧指令と、前記電圧ベクトル演算部から出力されたｑ軸電圧指令とに基づいて、直流電力を交流電力に変換し、
   前記安定化補償演算部は、前記ｑ軸電圧指令を入力とし、前記永久磁石モータに流れるｑ軸電流を出力とする制御系の閉ループ伝達関数における二次遅れ要素の減衰係数が所定の値以上となるように、前記補正量を演算することを特徴とするインバータ装置。
2. 請求項１に記載のインバータ装置において、
   前記永久磁石モータに流れるｄ軸電流およびｑ軸電流を検出し、ｄ軸電流検出値およびｑ軸電流検出値を出力する電流検出部をさらに備え、
   前記安定化補償演算部は、前記ｄ軸電流に対するｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流検出値との差分を表すｄ軸電流偏差、または前記ｑ軸電流に対するｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流検出値との差分を表すｑ軸電流偏差と、予め設定された所定の補償減衰係数と、前記ｑ軸電圧指令とに基づいて、前記補正量を演算することを特徴とするインバータ装置。
3. 請求項２に記載のインバータ装置において、
   前記安定化補償演算部は、前記補償減衰係数に応じた微分ゲインを用いて、前記ｄ軸電流偏差または前記ｑ軸電流偏差に応じた位相補償信号を求め、前記位相補償信号と、前記ｑ軸電圧指令とに基づいて、前記補正量を演算することを特徴とするインバータ装置。
4. 請求項３に記載のインバータ装置において、
   前記安定化補償演算部は、前記ｄ軸電流指令値、前記ｑ軸電流指令値、前記ｄ軸電流検出値または前記ｑ軸電流検出値に基づいて、前記微分ゲインを変化させることを特徴とするインバータ装置。
5. 請求項３または４に記載のインバータ装置において、
   前記安定化補償演算部は、前記永久磁石モータの回転方向に応じて、前記補正量の正負極性を変化させることを特徴とするインバータ装置。
6. 請求項３乃至５のいずれか一項に記載のインバータ装置において、
   前記永久磁石モータの位相推定値に対する位相誤差を推定する位相誤差推定部と、
   前記位相誤差推定部により推定された位相誤差に基づいて、前記永久磁石モータの回転速度を推定する速度推定部と、
   前記速度推定部により推定された回転速度に基づいて、前記位相推定値を演算する位相推定部と、をさらに備えることを特徴とするインバータ装置。
7. 請求項３乃至５のいずれか一項に記載のインバータ装置において、
   前記電力変換部の出力電圧が所定の制限値に到達すると、前記出力電圧を制限対象として検出する出力電圧制限検出部をさらに備え、
   前記電圧ベクトル演算部は、前記出力電圧制限検出部により前記出力電圧が制限対象として検出された場合に、前記ｑ軸電流偏差に基づいて前記ｄ軸電圧指令および前記ｑ軸電圧指令を出力することにより、弱め界磁制御を行うことを特徴とするインバータ装置。
8. 請求項１乃至３のいずれか一項に記載のインバータ装置と、
   前記インバータ装置から出力される交流電力により駆動される永久磁石モータと、を備えることを特徴とする建設機械。
9. 永久磁石モータを制御するための電動機制御方法であって、
   ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を出力し、
   前記ｑ軸電圧指令を入力とし、前記永久磁石モータに流れるｑ軸電流を出力とする制御系の閉ループ伝達関数における二次遅れ要素の減衰係数が所定の値以上となるように、前記永久磁石モータの回転周波数成分に対する電流制御のゲインを低下させるための補正量を演算し、
   前記補正量に基づいて、前記ｄ軸電圧指令を補正し、
   前記補正されたｄ軸電圧指令と、前記ｑ軸電圧指令とに基づいて、電力変換部により直流電力を交流電力に変換し、
   前記交流電力を前記電力変換部から前記永久磁石モータへ出力することを特徴とする電動機制御方法。
   

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