JP5412820B2 - 交流電動機の制御装置及び制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、電流制御モードと電圧制御モードを有する交流電動機の制御装置及び制御方法に関する。

従来より、電流制御モードと電圧制御モードとの間で交流電動機の制御モードを切り替える制御装置が知られている（特許文献１参照）。この制御装置は、電圧制御モードにより交流電動機を制御している場合、交流電動機に供給される電流の位相及び振幅の少なくとも一方が所定の判定閾値になった際、制御モードを電流制御モードに切り替える。一方、電流制御モードにより交流電動機を制御している場合には、制御装置は、交流電動機に印加される電圧の振幅が所定の判定閾値以上になった際、制御モードを電圧制御モードに切り替える。
特開２００２−２２３５９０号公報

制御モードを電流制御モードに切り替える際、切替前の電流検出値（実電流値）と切替後の電流指令値が連続的に繋がるように、判定閾値を電流制御モードにおける電流指令値とすることが望ましい。同様に、制御モードを電圧制御モードに切り替える際には、切替前の電圧振幅検出値（実振幅値）と切替後の電圧振幅指令値が連続的に繋がるように、判定閾値を電圧制御モードにおける電圧振幅指令値とすることが望ましい。ところがこのように各判定閾値を設定した場合、交流電動機の磁石温度が変化しない理想状態において、電流制御モードに切り替える切替条件に対応する交流電動機の動作点（出力トルクと回転数）と電圧制御モードに切り替える切替条件に対応する交流電動機の動作点がほぼ同じになることから、切替動作が頻発するチャタリングが発生する可能性がある。

そこで従来の制御装置は、電流指令値に所定のヒステリシス電流値を加えた値を制御モードを電流制御モードに切り替える際の判定閾値に設定することにより、電流制御モードの切替条件と電圧制御モードの切替条件とを異ならせている。しかしながら、電流指令値に所定のヒステリシス電流値を加えた値を判定閾値とした場合、切替前の電流検出値から切替後の電流指令値への変化に対し電流制御モードにおける干渉電圧指令値と電圧制御モードにおける電圧指令値の比率が適切な値にならない。このため従来の制御装置によれば、制御モードを電流制御モードに切り替えた際、制御モードの切替前後で交流電動機に供給される電流が大きく変化することによりトルク脈動が発生する。

本発明は上記課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、交流電動機の制御モードを電圧制御モードから電流制御モードに切り替える際にトルク脈動が発生することを抑制可能な交流電動機の制御装置及び制御方法を提供することにある。

本発明に係る交流電動機の制御装置及び制御方法は、交流電動機の制御モードを電圧制御モードから電流制御モードに切り替える際、切替前の交流電動機の実電流値に基づいて干渉電圧指令値を補正する。

本発明に係る交流電動機の制御装置及び制御方法によれば、切替前の実電流値から切替後の電流指令値への変化に対し、電流制御モードにおける干渉電圧指令値と電圧制御モードにおける電圧指令値の比率が適切な値になるので、交流電動機の制御モードを電圧制御モードから電流制御モードに切り替える際にトルク脈動が発生することを抑制できる。

以下、図面を参照して、本発明の第１乃至第４の実施形態となる交流電動機の制御装置の構成について説明する。

〔第１の実施形態〕
始めに、図１乃至図９を参照して、本発明の第１の実施形態となる交流電動機の制御装置の構成について説明する。

〔制御装置の構成〕
本発明の第１の実施形態となる制御装置１は、図１に示すように、車両を駆動するモータ２の動作を制御するものであり、モータ２に印加する電圧の振幅及び位相を制御する電圧制御モードとモータ２に供給する電流を制御する電流制御モードとの２つの制御モードを有する。本実施形態では、制御装置１は、指令値生成部３，指令値生成部４，電流制御器５，電圧制御器６，制御切替器７，ｄｑ軸→ＵＶＷ相変換器８，ＰＷＭ変換器９，インバータ（INV.）１０，電流センサ１１ａ，１１ｂ，位置検出器１２，回転数演算器１３，ＵＶＷ相→ｄｑ軸変換器１４，干渉電圧補正器１５，及びトルク偏差（ΔＴ）補正器１６を備える。

指令値生成部３は、トルク指令値Ｔ^＊，モータ２の機械角速度ω，及び直流電源１７の電圧Ｖ_ｄｃと電流制御モードにおけるｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊及びｄｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊，ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊との対応関係を示すテーブルを有する。指令値生成部３は、トルク指令値Ｔ^＊，回転数演算器１３から出力されるモータ２の機械角速度ω，及び直流電源１７の電圧Ｖ_ｄｃに対応するｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊及びｄｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊，ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊をテーブルから検索し、検索されたｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊及びｄｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊，ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を出力する。このように指令値生成部３は、オープンループ方式によりｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊及びｄｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊，ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を制御する。

指令値生成部４は、トルク指令値Ｔ^＊，モータ２の機械角速度ω，及び直流電源１７の電圧Ｖ_ｄｃと電圧制御モードにおける電圧振幅指令値ｖ_ａ ^＊及び電圧位相指令値α^＊との対応関係を示すテーブルを有する。指令値生成部４は、トルク指令値Ｔ^＊，回転数演算器１３から出力されるモータ２の機械角速度ω，及び直流電源１７の電圧Ｖ_ｄｃに対応する電圧振幅指令値ｖ_ａ ^＊及び電圧位相指令値α^＊をテーブルから検索し、検索された電圧振幅指令値ｖ_ａ ^＊及び電圧位相指令値α^＊を出力する。このように指令値生成部４は、オープンループ方式により電圧振幅指令値ｖ_ａ ^＊及び電圧位相指令値α^＊を制御する。

電流制御器５は、指令値生成部３から出力されたｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊及びｄｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊，ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊とＵＶＷ相→ｄｑ軸変換器１４から出力されるｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄ，ｉ_ｑとを用いて電流偏差比例積分（ＰＩ）増幅と非干渉制御からなる一般的な電流ベクトル制御演算を行うことにより、ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ１ ^＊，ｖ_ｑ１ ^＊を生成，出力する（詳細は後述）。なお“非干渉制御”とは、モータ２に供給する電流をモータ２の２次磁束に直交するｑ軸電流成分と２次磁束に対し平行なｄ軸電流成分とに分離して電流制御を行う電流ベクトル制御において、電流、ｑ軸，ｄ軸のインダクタンス、及びモータ２の機械回転数の作用によって、ｄ軸電流成分及びｑ軸電流成分がそれぞれｑ軸電圧及びｄ軸電圧として他方の電流成分に干渉することによる影響を打ち消す制御を意味し、具体的には干渉電圧指令値を用いて電圧指令値を補正する制御を意味する。

電圧制御器６は、以下の数式１を利用して指令値生成部４から出力された電圧振幅指令値ｖ_ａ ^＊及び電圧位相指令値α^＊からｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ２ ^＊，ｖ_ｑ２ ^＊を算出，出力する。

制御切替器７は、モータ２の制御モードが電流制御モードである場合、電流制御器５から出力されたｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ１ ^＊，ｖ_ｑ１ ^＊を電流制御モードにおけるｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊として出力し、モータ２の制御モードが電圧制御モードである場合には、電圧制御器６から出力されたｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ２ ^＊，ｖ_ｑ２ ^＊を電圧制御モードにおけるｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊として出力する。ｄｑ軸→ＵＶＷ相変換器８は、以下の数式２を利用して制御切替器７から出力されたｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ１ ^＊，ｖ_ｑ１ ^＊と位置検出器１２により検出されたモータ２の回転子の電気角θからＵ相，Ｖ相，及びＷ相の三相の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を算出，出力する。

ＰＷＭ変換器９は、ｄｑ軸→ＵＶＷ相変換器８から出力されたＵ相，Ｖ相，及びＷ相の三相の電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に対応するインバータ１０の駆動信号Ｄ_ｕｕ ^＊，Ｄ_ｕｌ ^＊，Ｄ_ｖｕ ^＊，Ｄ_ｖｌ ^＊，Ｄ_ｗｕ ^＊，Ｄ_ｗｌ ^＊を生成，出力する。なお駆動信号Ｄ_ｕｕ ^＊，Ｄ_ｕｌ ^＊はそれぞれＵ相に対応する上段及び下段のスイッチング素子に対する信号を示し、駆動信号Ｄ_ｖｕ ^＊，Ｄ_ｖｌ ^＊はそれぞれＶ相に対応する上段及び下段のスイッチング素子に対する信号を示し、駆動信号Ｄ_ｗｕ ^＊，Ｄ_ｗｌ ^＊はそれぞれＷ相に対応する上段及び下段のスイッチング素子に対する信号を示す。

インバータ１０は、ＰＷＭ変換器８から出力された駆動信号Ｄ_ｕｕ ^＊，Ｄ_ｕｌ ^＊，Ｄ_ｖｕ ^＊，Ｄ_ｖｌ ^＊，Ｄ_ｗｕ ^＊，Ｄ_ｗｌ ^＊に従って対応するスイッチング素子をオン／オフすることにより直流電源１７の電圧Ｖ_ｄｃを三相の交流電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗに変換してモータ２に出力する。電流センサ１１ａ，１１ｂは、Ｕ相とＶ相の電流値ｉ_ｕ，ｉ_ｖを検出してＵＶＷ相→ｄｑ軸変換器１４に出力する。本実施形態のように、電流センサを二相だけに取り付ける場合、検出しない残り１相（本実施形態ではＷ相）の電流値は以下の数式３から算出することができる。

位置検出器１２は、モータ２の回転子の電気角θを検出してｄｑ軸→ＵＶＷ相変換器８，回転数演算器１３，及びＵＶＷ相→ｄｑ軸変換器１４に出力する。回転数演算器１３は、モータ２の回転子の電気角θの時間変化量からモータ２の機械角速度ωを算出して指令値生成部３，指令値生成部４，干渉電圧補正器１５，及びトルク偏差補正器１６に出力する。ＵＶＷ相→ｄｑ軸変換器１４は以下の数式４を利用して電流センサ１１ａ，１１ｂにより検出されたＵ相とＶ相の電流値ｉ_ｕ，ｉ_ｖと位置検出器１２により検出されたモータ２の回転子の電気角θからｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄ，ｉ_ｑを算出する。

干渉電圧補正器１５は、モータ２の出力トルクに対しマグネットトルクが支配的である場合、制御モードの切替前のｄ軸電流検出値ｉ_ｄと切替後のｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊の差分Δｉ_ｄ（＝ｉ_ｄ−ｉ_ｄ ^＊）を以下の数式５に代入することによりｑ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を算出する。なお数式６中、パラメータωはモータ２の機械角速度を示し、パラメータＬｄはｄ軸のインダクタンスを示す。また“モータの出力に対しマグネットトルクが支配的である”とは、マグネットトルクのトルク波形の積分強度がリラクタンストルクのトルク波形の積分強度より大きいことを意味する。

トルク偏差補正器１６は、モータ２の出力トルクに対しマグネットトルクが支配的である場合、制御モードの切替前のｑ軸電流検出値ｉ_ｑと切替後のｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊の差分Δｉ_ｑ（＝ｉ_ｑ−ｉ_ｑ ^＊）を以下の数式６に代入することによりトルク目標値に対するモータ２の出力トルクの差をトルク偏差ΔＴとして算出，出力する。なお数式６中、パラメータωはモータ２の機械角速度を示し、パラメータφ_ａはモータ２の磁束密度を示す。このトルク偏差ΔＴは、トルク目標値Ｔ_０ ^＊と加算されることによりトルク指令値Ｔ^＊として指令値生成部３，４に入力される。

〔電流制御器の構成〕
電流制御器５は、図２に示すように、ＰＩ制御部２０と非干渉制御部２１を備える。ＰＩ制御部２０は、ｄ軸電流検出値ｉ_ｄとｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊の差分Δｉ_ｄ（＝ｉ_ｄ−ｉ_ｄ ^＊）及びｑ軸電流検出値ｉ_ｑとｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊の差分Δｉ_ｑ（＝ｉ_ｑ−ｉ_ｑ ^＊）を比例積分（ＰＩ）演算増幅することによりｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ１ ^＊，ｖ_ｑ１ ^＊を演算する。非干渉制御部２１は、干渉電圧補正器１５から出力されたｑ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を指令値生成部３から出力されたｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊に加算することによりｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を補正した後、ｄｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊，ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊に対応するｄｑ軸干渉電圧値ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ}，ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ}をテーブルから読み出すオープンループ方式によりｄｑ軸干渉電圧ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ}，ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ}を演算する。そして非干渉制御部２１は、ＰＩ制御部２０により演算されたｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ１ ^＊，ｖ_ｑ１ ^＊にｄｑ軸干渉電圧値ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ}，ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ}を加算した値をｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ１ ^＊，ｖ_ｑ１ ^＊として出力する。

〔非干渉制御部の構成〕
非干渉制御部２１は、図３に示すように、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２２，２３を備える。ローパスフィルタ２２は、指令値生成部３から出力されたｄ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊から高周波成分を除去して出力する。ローパスフィルタ２３は、指令値生成部３から出力されたｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊から高周波成分を除去して出力する。ローパスフィルタ２３の出力初期値は、モータ２の制御モードが電圧制御モードから電流制御モードに切り替えられた時点においてｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊にｑ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を加算した値に設定される。これにより、ローパスフィルタ２３の出力値は、モータ２の制御モードが電圧制御モードから電流制御モードに切り替えられた時点から時間が経過するのに伴い、ｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊にｑ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を加算した値からｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊に収束する。

〔モータ制御動作〕
次に、上記制御装置１によるモータ２の制御動作について説明する。

図４は、モータ２の出力特性と制御切替ポイントの関係を示し、縦軸及び横軸はそれぞれモータ２の出力トルク及び機械回転数を示す。図中に示す最大効率領域とは、モータ２がトルク目標値を出力し得る最小の電流（最大効率電流）を選択してモータ２の動作を制御する領域を示す。一般に、モータ２の機械回転数が上昇すると、誘起電圧が上昇することによってモータ２の端子電圧の大きさはインバータ１０が出力可能な電圧の最大値に達する。このためモータ２の端子電圧が所定値以上になった場合には、磁石磁束を弱める電流を増やすことによってモータ２の端子電圧がインバータ１０が出力可能な電圧の最大値を超えないようにモータ２の動作を制御する必要がある。具体的には、電圧振幅をインバータ１０が出力可能な最大値で一定にし、電圧位相を制御することでトルクを所望の値にすることにより、結果的に磁石磁束を弱める電流を流し、モータ２の端子電圧がインバータ１０が出力可能な電圧の最大値を超えないようにする。図４においてはこの磁石磁束を弱める電流を流す制御領域を弱め磁束領域と表記する。

モータ２の回転子の回転数が上昇してモータ２の制御モードが電流制御モードから電圧位相制御モードに切り替わる際は図４に示すＢ点のように上述の最大効率領域と弱め磁束領域の境界線上で行うことが望ましい。しかしながらモータ２の機械回転数が下がって電圧制御モードから電流制御モードに切り替わる際も同じ境界線上で行うと、制御切替が頻発（チャタリング）する恐れがある。そこで実際には電圧制御モードから電流制御モードに切り替える際は図４に示すＤ点で切り替えるようにして、制御モード切替のタイミングにヒステリシスを設けるようにする。以下、図５に示すフローチャートを参照して、この制御モード切替処理について詳しく説明する。

〔制御モード切替処理〕
図５に示すフローチャートは、制御装置１の電源がオフ状態からオン状態に切り換えられたタイミングで開始となり、制御モード切替処理はステップＳ１の処理に進む。なおこの制御モード切替処理は所定制御周期毎に繰り返し実行されるものとする。

ステップＳ１の処理では、制御切替器７が、現在の制御モードが電流制御モードと電圧制御モードのどちらであるかを判別する。判別の結果、現在の制御モードが電流制御モードである場合、制御切替器７は制御モード切替処理をステップＳ２の処理に進める。一方、現在の制御モードが電圧制御モードである場合には、制御切替器７は制御モード切替処理をステップＳ５の処理に進める。

ステップＳ２の処理では、制御切替器７が、ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ１ ^＊，ｖ_ｑ１ ^＊から算出される電圧振幅（ｖ_ｄ１ ^＊２＋ｖ_ｑ１ ^＊２）^１／２が電圧振幅指令値ｖ_ａ ^＊以上であるか否かを判別する。判別の結果、電圧振幅（ｖ_ｄ１ ^＊２＋ｖ_ｑ１ ^＊２）^１／２が電圧振幅指令値ｖ_ａ ^＊以上である場合、制御切替器７は、ステップＳ３の処理としてモータ２の制御モードを電流制御モードから電圧制御モードに切り替えた後、制御モード切替処理をステップＳ７の処理に進める。一方、電圧振幅（ｖ_ｄ１ ^＊２＋ｖ_ｑ１ ^＊２）^１／２が電圧振幅指令値ｖ_ａ ^＊未満である場合には、制御切替器７は、制御モードを電流制御モードに維持するべく、制御モード切替処理をステップＳ４の処理に進める。

ステップＳ４の処理では、制御切替器７が、電流制御器５から出力されたｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ１ ^＊，ｖ_ｑ１ ^＊をｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊として出力する。これにより、ステップＳ４の処理は完了し、制御モード切替処理はステップＳ１の処理に戻る。

ステップＳ５の処理では、制御切替器７が、ｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄ，ｉ_ｑが図６に示す切替ラインＬ２に達したか否かを判別する。なお図６に示す実線Ｌ１はｄｑ軸電流座標上における最大効率電流を示し、最大効率領域内における電流指令値はこの最大効率電流となるように制御される。電圧制御モードから電流制御モードに切り替える際は、この最大効率電流を示す実線Ｌ１上で行うことが望ましいが、前述のようにチャタリングを回避するため、最大効率電流にヒステリシスを加えた点線Ｌ２のような切替ラインを設定する。制御切替器７は、予め記憶された点線Ｌ２の軌跡データを利用してｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄ，ｉ_ｑが切替ラインＬ２に達したか否かを判別する。判別の結果、ｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄ，ｉ_ｑが切替ラインＬ２に達した場合、制御切替器７は、ステップＳ６の処理としてモータ２の制御モードを電圧制御モードから電流制御モードに切り替えた後、制御モード切替処理をステップＳ４の処理に進める。一方、ｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄ，ｉ_ｑが切替ラインＬ２に達していない場合には、制御切替器７は、制御モードを電圧制御モードに維持するべく、制御モード切替処理をステップＳ７の処理に進める。

ステップＳ７の処理では、制御切替器７が、電圧制御器６から出力されたｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ２ ^＊，ｖ_ｑ２ ^＊をｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊として出力する。これにより、ステップＳ７の処理は完了し、制御モード切替処理はステップＳ１の処理に戻る。

〔干渉電圧補正処理〕
次に、図７に示すフローチャートを参照して、本発明の第１の実施形態となる干渉電圧補正処理の流れについて説明する。図７に示すフローチャートは、制御装置１の電源がオフ状態からオン状態に切り換えられたタイミングで開始となり、干渉電圧補正処理はステップＳ１１の処理に進む。なおこの干渉電圧補正処理は所定制御周期毎に繰り返し実行されるものとする。

ステップＳ１１の処理では、干渉電圧補正器１５が、現在の制御モードが電圧制御モード，電流制御モード，電圧制御モードから電流制御モードへの制御モード切替時，電流制御モードから電圧制御モードへの制御モード切替時のいずれであるかを判別する。判別の結果、現在の制御モードが電圧制御モードである場合、干渉電圧補正器１５は干渉電圧補正処理をステップＳ１２の処理に進める。現在の制御モードが電流制御モード又は電流制御モードから電圧制御モードへの制御モード切替時である場合には、干渉電圧補正器１５は一連の干渉電圧補正処理を終了する。現在の制御モードが電圧制御モードから電流制御モードへの制御モード切替時である場合には、干渉電圧補正器１５は干渉電圧補正処理をステップＳ１３の処理に進める。

ステップＳ１２の処理では、干渉電圧補正器１５が、ＵＶＷ→ｄｑ軸変換器１４から入力されたｄ軸電流検出値ｉ_ｄを記憶する。なお前回の干渉電圧補正処理によりｄ軸電流検出値ｉ_ｄが記憶されている場合、干渉電圧補正器１５は、今回のｄ軸電流検出値ｉ_ｄにより前回のｄ軸電流検出値ｉ_ｄを上書きする。これにより、ステップＳ１２の処理は完了し、一連の干渉電圧補正処理は終了する。

ステップＳ１３の処理では、干渉電圧補正器１５が、ステップＳ１２の処理により記憶された制御モードの切替前のｄ軸電流検出値ｉ_ｄと切替後のｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊の差分Δｉ_ｄ（＝ｉ_ｄ−ｉ_ｄ ^＊）を算出する。これにより、ステップＳ１３の処理は完了し、干渉電圧補正処理はステップＳ１４の処理に進む。

ステップＳ１４の処理では、干渉電圧補正器１５が、ステップＳ１３の処理により算出された差分値Δｉ_ｄを既述の数式６に代入することによりｑ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を算出し、算出されたｑ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を電流制御器５に出力する。これにより、ステップＳ１４の処理は完了し、干渉電圧補正処理はステップＳ１５の処理に進む。

ステップＳ１５の処理では、電流制御器５が、指令値生成部３から出力されたｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊にステップＳ１４の処理により算出されたｑ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を加算した値をローパスフィルタ２３の出力初期値に設定する。これにより、ステップＳ１５の処理は完了し、一連の干渉電圧補正処理は終了する。

〔トルク脈動及びトルク段差〕
図８は、本発明の実施形態となる制御装置１（本願発明）及び従来の制御装置（従来技術）においてモータ２の制御モードを電圧制御モードから電流制御モードに切り替えた際の（ａ）トルク応答，（ｂ）トルク指令値，（ｃ）ｑ軸電流検出値，（ｄ）ｄ軸電流検出値，（ｅ）ｑ軸電圧指令値，及び（ｆ）ｑ軸干渉電圧の時間変化を示す波形図である。また図９は、図８に示す（ｅ）ｑ軸電圧指令値及び（ｆ）ｑ軸干渉電圧の時間変化の拡大波形図である。なお図８，９に示す点Ａは上述の干渉電圧補正処理による補正前の干渉電圧値を示し、点Ｂは上述の干渉電圧補正処理による補正後の干渉電圧値を示す。また時刻Ｔ＝Ｔ１はモータ２の制御モードを電圧制御モードから電流制御モードに切り替えた時間を示す。

モータ２の制御モードを電圧制御モードから電流制御モードに切り替える際、切替前の電流検出値と切替後の電流指令値が連続的になる地点で切り替えることが望ましい。しかしながら実際には、チャタリングを防止するためにヒステリシスが与えられていることから、制御モードは電流にヒステリシスを与えた地点で切り替わる。この場合、従来技術では切替直前の電流検出値と切替後の電流指令値に差が生じ、切替前後で電流が急変するので、結果としてトルク脈動が生じる（図８（ａ）の点線参照）。このトルク脈動は、制御モードの切替時に、切替前の実電流値と切替後の電流指令値の変化に対し、切替後の電流制御モードにおける非干渉制御の干渉電圧値（図９に示す電圧Ｅ）と電流偏差比例積分制御の電圧値（図９に示す電圧Ｄ）の比率（Ｄ／Ｅ）が適切な値になっていないために発生する。これに対して本願発明では、既述の通り、制御モードの切替時に、切替前の実電流値と切替後の電流指令値の変化に基づいて干渉電圧補正値を算出して干渉電圧値を補正することにより、切替前の実電流値と切替後の電流指令値の変化に対し、電流制御モードにおける非干渉制御の干渉電圧値と電流偏差比例積分制御の電圧値の比率（Ｄ／Ｅ）が適切な値になるようにした。この結果、干渉電圧ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ}が図８（ｆ）及び図９（ｆ）に実線で示すような理想的な応答を示し、図８（ａ）に実線で示すようにトルク脈動を抑制することができる。

電流制御モードでは指令値生成部３により各指令値が制御され、電圧制御モードでは指令値生成部４により各指令値が制御されている。従来技術では、モータ２の温度と指令値生成部３，４が参照するテーブルデータが作成された時のモータ２の温度が異なる場合、電流制御モードにおけるトルクは図８（ａ）に点線で示す値となり、電圧制御モードにおける出力トルクとの間に段差が生じてしまう。モータ２の出力トルクは磁束と電流によって決まるが、電流制御モード時は電流は所望の値に制御されているので、モータ２の温度変化による磁束の変化がトルク誤差要因になる。一方、電圧制御モードでは電流を制御していないので、磁束と電流が電動機の温度変化に伴って変化しトルク誤差の要因になる。つまり、電流制御モードと電圧位相制御モードではモータ２の温度に対するトルク誤差特性が異なることから、出力トルクの段差が生じる。これに対し本願発明では、既述の通り、切替による出力トルクの変化を算出し、切替前後の出力トルクが一定となるよう、図８（ｂ）に示すトルク指令値のように切替後のトルク指令値を補正するようにしているので、図８（ａ）に実線で示すようにトルク段差が解消される。

以上の説明から明らかなように、本発明の第１の実施形態となる制御装置１によれば、モータ２の制御モードを電圧制御モードから電流制御モードに切り替える際、モータ２の出力トルクに対しマグネットトルクが支配的である場合、干渉電圧補正器１５が、制御モードの切替前のｄ軸電流検出値ｉ_ｄと切替後のｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊の差分Δｉ_ｄに基づいてｑ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を算出し、電流制御器５が、ｑ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を用いて指令値生成部３から出力されたｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を補正する。そしてこのような構成によれば、切替前のｄ軸電流検出値ｉ_ｄと切替後のｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊の変化に対し、電流制御モードにおける非干渉制御の干渉電圧値と電流偏差比例積分制御の電圧値の比率が適切な値になるので、モータ２の制御モードを電圧制御モードから電流制御モードに切り替える際にトルク脈動が発生することを抑制できる。

また本発明の第１の実施形態となる制御装置１によれば、トルク偏差補正器１６が、モータ２の出力トルクに対しマグネットトルクが支配的である場合、制御モードの切替前のｑ軸電流検出値ｉ_ｑと切替後のｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊の差分Δｉ_ｑ（＝ｉ_ｑ−ｉ_ｑ ^＊）に基づいて切替動作による出力トルクの変化量を算出し、切替前後の出力トルクが一定となるようトルク指令値を補正するので、モータ２の制御モードの切替前後でトルク段差が発生することを抑制できる。なおトルク偏差補正器１６は、トルク指令値と電流指令値の少なくとも一方を補正するようにしてもよい。

〔第２の実施形態〕
次に、図１０乃至図１２を参照して、本発明の第２の実施形態となる交流電動機の制御装置２１の構成について説明する。

〔制御装置の構成〕
本実施形態では、電流制御器５，干渉電圧補正器１５，及びトルク偏差補正器１６の構成と干渉電圧補正処理の流れが上記第１の実施形態におけるそれと異なる。そこで以下では、電流制御器５，干渉電圧補正器１５，及びトルク偏差補正器１６の構成と本実施形態における干渉電圧補正処理についてのみ説明する。

〔干渉電圧補正器の構成〕
干渉電圧補正器１５は、制御モードの切替前のｄ軸電流検出値ｉ_ｄと切替後のｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊の差分Δｉ_ｄ（＝ｉ_ｄ−ｉ_ｄ ^＊）及び制御モードの切替前のｑ軸電流検出値ｉ_ｑと切替後のｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊の差分Δｉ_ｑ（＝ｉ_ｑ−ｉ_ｑ ^＊）を以下の数式７に代入することによりｄ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊及びｑ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を算出する。なお数式７中、パラメータωはモータ２の機械角速度、パラメータＬｄ，Ｌｑはそれぞれｄ軸及びｑ軸のインダクタンスを示す。

〔電流制御器の構成〕
電流制御器５は、図１０に示すように、ＰＩ制御部２０と非干渉制御部２４を備える。ＰＩ制御部２０は、ｄ軸電流検出値ｉ_ｄとｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊の差分Δｉ_ｄ（＝ｉ_ｄ−ｉ_ｄ ^＊）及びｑ軸電流検出値ｉ_ｑとｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊の差分Δｉ_ｑ（＝ｉ_ｑ−ｉ_ｑ ^＊）を比例・積分ＰＩ演算増幅することによりｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ１ ^＊，ｖ_ｑ１ ^＊を演算する。非干渉制御部２４は、干渉電圧補正器１５から出力されたｄ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊及びｑ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を指令値生成部３から出力されたｄ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊及びｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊に加算することによりｄ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊及びｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を補正した後、ｄｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊，ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊に対応するｄｑ軸干渉電圧値ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ}，ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ}をテーブルから読み出すオープンループ方式によりｄｑ軸干渉電圧ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ}，ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ}を演算する。そして非干渉制御部２４は、ＰＩ制御部２０により演算されたｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ１ ^＊，ｖ_ｑ１ ^＊にｄｑ軸干渉電圧値ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ}，ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ}を加算した値をｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ１ ^＊，ｖ_ｑ１ ^＊として出力する。

〔非干渉制御部の構成〕
非干渉制御部２４は、図１１に示すように、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２５，２６を備える。ローパスフィルタ２５は、指令値生成部３から出力されたｄ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊から高周波成分を除去して出力する。ローパスフィルタ２６は、指令値生成部３から出力されたｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊から高周波成分を除去して出力する。ローパスフィルタ２５の出力初期値は、モータ２の制御モードが電圧制御モードから電流制御モードに切り替えられた時点においてｄ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊にｄ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊を加算した値に設定される。これにより、ローパスフィルタ２５の出力値は、モータ２の制御モードが電圧制御モードから電流制御モードに切り替えられた時点から時間が経過するのに伴い、ｄ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊にｄ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊を加算した値からｄ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊に収束する。ローパスフィルタ２６の出力初期値は、モータ２の制御モードが電圧制御モードから電流制御モードに切り替えられた時点においてｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊にｑ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を加算した値に設定される。これにより、ローパスフィルタ２６の出力値は、モータ２の制御モードが電圧制御モードから電流制御モードに切り替えられた時点から時間が経過するのに伴い、ｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊にｑ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を加算した値からｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊に収束する。

〔トルク偏差補正器の構成〕
トルク偏差補正器１６は、制御モードの切替前のｄ軸電流検出値ｉ_ｄと切替後のｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊の差分Δｉ_ｄ（＝ｉ_ｄ−ｉ_ｄ ^＊）及び制御モードの切替前のｑ軸電流検出値ｉ_ｑと切替後のｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊の差分Δｉ_ｑ（＝ｉ_ｑ−ｉ_ｑ ^＊）を以下の数式８に代入することによりトルク偏差ΔＴを算出，出力する。なお数式８中、パラメータωはモータ２の機械角速度を示し、パラメータφ_ａはモータ２の磁束密度を示す。このトルク偏差ΔＴは、トルク目標値Ｔ_０ ^＊と加算されることによりトルク指令値Ｔ^＊として指令値生成部３，４に入力される。

〔干渉電圧補正処理〕
次に、図１２に示すフローチャートを参照して、本発明の第２の実施形態となる干渉電圧補正処理の流れについて説明する。図１２に示すフローチャートは、制御装置１の電源がオフ状態からオン状態に切り換えられたタイミングで開始となり、干渉電圧補正処理はステップＳ２１の処理に進む。なおこの干渉電圧補正処理は所定制御周期毎に繰り返し実行されるものとする。

ステップＳ２１の処理では、干渉電圧補正器１５が、現在の制御モードが電圧制御モード，電流制御モード，電圧制御モードから電流制御モードへの制御モード切替時，電流制御モードから電圧制御モードへの制御モード切替時のいずれであるかを判別する。判別の結果、現在の制御モードが電圧制御モードである場合、干渉電圧補正器１５は干渉電圧補正処理をステップＳ２２の処理に進める。現在の制御モードが電流制御モード又は電流制御モードから電圧制御モードへの制御モード切替時である場合には、干渉電圧補正器１５は一連の干渉電圧補正処理を終了する。現在の制御モードが電圧制御モードから電流制御モードへの制御モード切替時である場合には、干渉電圧補正器１５は干渉電圧補正処理をステップＳ２３の処理に進める。

ステップＳ２２の処理では、干渉電圧補正器１５が、ＵＶＷ→ｄｑ軸変換器１４から入力されたｄ軸電流検出値ｉ_ｄ及びｑ軸電流検出値ｉ_ｑ記憶する。なお前回の干渉電圧補正処理によりｄ軸電流検出値ｉ_ｄ及びｑ軸電流検出値ｉ_ｑが記憶されている場合、干渉電圧補正器１５は、今回のｄ軸電流検出値ｉ_ｄ及びｑ軸電流検出値ｉ_ｑにより前回のｄ軸電流検出値ｉ_ｄ及びｑ軸電流検出値ｉ_ｑを上書きする。これにより、ステップＳ２２の処理は完了し、一連の干渉電圧補正処理は終了する。

ステップＳ２３の処理では、干渉電圧補正器１５が、ステップＳ２２の処理により記憶された制御モードの切替前のｄ軸電流検出値ｉ_ｄ及びｑ軸電流検出値ｉ_ｑと切替後のｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊の差分Δｉ_ｄ（＝ｉ_ｄ−ｉ_ｄ ^＊）及び差分Δｉ_ｑ（＝ｉ_ｑ−ｉ_ｑ ^＊）を算出する。これにより、ステップＳ２３の処理は完了し、干渉電圧補正処理はステップＳ２４の処理に進む。

ステップＳ２４の処理では、干渉電圧補正器１５が、ステップＳ２３の処理により算出された差分値Δｉ_ｄ及び差分Δｉ_ｑを既述の数式７に代入することによりｄ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊及びｑ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を算出し、算出されたｄ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊及びｑ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を電流制御器５に出力する。これにより、ステップＳ２４の処理は完了し、干渉電圧補正処理はステップＳ２５の処理に進む。

ステップＳ２５の処理では、電流制御器５が、指令値生成部３から出力されたｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊及びｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊にステップＳ２４の処理により算出されたｄ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊及びｑ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を加算した値をそれぞれローパスフィルタ２５及びローパスフィルタ２６の出力初期値に設定する。これにより、ステップＳ２５の処理は完了し、一連の干渉電圧補正処理は終了する。

以上の説明から明らかなように、本発明の第２の実施形態となる制御装置２１によれば、モータ２の制御モードを電圧制御モードから電流制御モードに切り替える際、干渉電圧補正器１５が、制御モードの切替前のｄ軸電流検出値ｉ_ｄと切替後のｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊の差分Δｉ_ｄに基づいてｑ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を算出し、制御モードの切替前のｑ軸電流検出値ｉ_ｑと切替後のｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊の差分Δｉ_ｑに基づいてｄ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊を算出する。そして電流制御器５は、ｑ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を用いて指令値生成部３から出力されたｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を補正し、ｄ軸干渉電圧補正値Δｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊を用いて指令値生成部３から出力されたｄ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊を補正する。そしてこのような構成によれば、切替前のｄ軸電流検出値ｉ_ｄ及びｑ軸電流検出値ｉ_ｑと切替後のｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流検出値ｉ_ｑ ^＊の変化に対し、電流制御モードにおける非干渉制御の干渉電圧値と電流偏差比例積分制御の電圧値の比率が適切な値になるので、モータ２の制御モードを電圧制御モードから電流制御モードに切り替える際にトルク脈動が発生することを抑制できる。

また本発明の第２の実施形態となる制御装置２１によれば、トルク偏差補正器１６が、制御モードの切替前のｄ軸電流検出値ｉ_ｄ及びｑ軸電流検出値ｉ_ｑ，切替後のｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊，及びこれら電流値に基づくｄｑ軸インダクタンス値Ｌｄ，Ｌｑを用いて切替動作による出力トルクの変化量を算出し、切替前後の出力トルクが一定となるようトルク指令値を補正するので、モータ２の制御モードの切替前後でトルク段差が発生することを抑制できる。

〔第３の実施形態〕
次に、図１３を参照して、本発明の第３の実施形態となる交流電動機の制御装置の構成について説明する。

〔制御装置の構成〕
本発明の第３の実施形態となる制御装置３１は、図１３に示すように、指令値生成部４，電流制御器５，電圧制御器６，制御切替器７，ｄｑ軸→ＵＶＷ相変換器８，ＰＷＭ変換器９，インバータ１０，電流センサ１１ａ，１１ｂ，位置検出器１２，回転数演算器１３，ＵＶＷ相→ｄｑ軸変換器１４，干渉電圧補正器１５，トルク偏差補正器１６，指令値生成部３２，ＬＰＦ３３，及び非干渉制御部３４を備える。なお上記第１の実施形態となる制御装置１と同じ構成要素には同符号を付与することにより以下ではその説明を省略する。

指令値生成部３２は、トルク指令値Ｔ^＊，モータ２の機械角速度ω，及び直流電源１７の電圧Ｖ_ｄｃと電流制御モードにおけるｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊との対応関係を示すテーブルを有する。指令値生成部３２は、トルク指令値Ｔ^＊，回転数演算器１３から出力されるモータ２の機械角速度ω，及び直流電源１７の電圧Ｖ_ｄｃに対応するｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊をテーブルから検索し、検索されたｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊を出力する。ＬＰＦ３３は、指令値生成部３２から出力されたｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊に対し電流応答相当のフィルタ処理を施すことによりｄｑ軸電流応答推定値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊を生成，出力する。非干渉制御部３４は、ｄｑ軸電流応答推定値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊を用いてｄｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊，ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を算出して電流制御器５に出力する。

このように本実施形態における制御装置３１は、ｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊に対し電流応答相当のフィルタ処理を施すことにより得られるｄｑ軸電流応答推定値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊を用いて非干渉制御で用いるｄｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊，ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を算出するオープンループ方式となっており、モータ２の制御モードを電圧制御モードから電流制御モードに切り替える際、モータ２の出力トルクに対しマグネットトルクが支配的である場合、電流制御器５は、切替前のｄ軸電流検出値ｉ_ｄを用いて非干渉制御部３４から出力されたｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊を補正する。一方、モータ２の出力トルクに対しマグネットトルクが支配的でない場合には、電流制御器５は、切替前のｄ軸電流検出値ｉ_ｄ及びｑ軸電流検出値ｉ_ｑを用いてそれぞれ非干渉制御部３４から出力されたｑ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｑ＿ｄｃｐｌ} ^＊及びｄ軸干渉電圧指令値ｖ_{ｄ＿ｄｃｐｌ} ^＊を補正する。そしてこのような構成によれば、切替前の電流検出値と切替後の電流指令値の変化に対し、電流制御モードにおける非干渉制御の干渉電圧値と電流偏差比例積分制御の電圧値の比率が適切な値になるので、モータ２の制御モードを電圧制御モードから電流制御モードに切り替える際にトルク脈動が発生することを抑制できる。

〔第４の実施形態〕
最後に、図１４を参照して、本発明の第４の実施形態となる交流電動機の制御装置の構成について説明する。

〔制御装置の構成〕
本発明の第４の実施形態となる制御装置４１は、図１４に示すように、指令値生成部３，指令値生成部４，電流制御器５，電圧制御器６，制御切替器７，ｄｑ軸→ＵＶＷ相変換器８，ＰＷＭ変換器９，インバータ１０，電流センサ１１ａ，１１ｂ，位置検出器１２，回転数演算器１３，ＵＶＷ相→ｄｑ軸変換器１４，干渉電圧補正器１５，ＰＩ制御部４２，電力演算部４３，トルク推定器４４，ＬＰＦ４５ａ，４５ｂ，及びオフセット量演算部４６を備える。なお上記第１の実施形態となる制御装置１と同じ構成要素には同符号を付与することにより以下ではその説明を省略する。

ＰＩ制御部４２はトルク推定器４４から出力されるトルク推定値Ｔ^{^}とトルク目標値Ｔ_０ ^＊の偏差を比例積分増幅し、増幅後の偏差をトルク目標値Ｔ_０ ^＊から減算することによりトルク指令値Ｔ^＊を算出，出力する。電力演算部４３は、制御切替器７から出力されたｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊とＵＶＷ→ｄｑ軸変換器１４から出力されたｄｑ軸電流検出値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊の積をモータ２の消費電力として演算出力する。トルク推定器４４は、以下の数式９を用いて電力演算部４３から出力されたモータ２の消費電力とモータ２の回転角速度ωからトルク推定値Ｔ^{^}を演算，出力する。なお数式８は銅損や鉄損等の損失を無視しているが、損失分を考慮してトルク推定値Ｔ^{^}を算出してもよい。

オフセット量演算部４６は、モータ２の制御モードを電圧位相制御モードから電流制御モードに切替える直前にのみ動作し、ｄ軸電流検出値ｉ_ｄ及びｑ軸電流検出値ｉ_ｑとｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊及びｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊の電流偏差Δｉ_ｄ０（＝ｉ_ｄ−ｉ_ｄ ^＊），Δｉ_ｑ０（＝ｉ_ｑ−ｉ_ｑ ^＊）を算出する。ＬＰＦ４５ａ，４５ｂは、制御モードが電流制御モードである場合のみ動作し、その入力は常に０に設定されている。ＬＰＦ４５ａ，４５ｂはそれぞれ電流オフセット量Δｉ_ｄ，Δｉ_ｑを出力する。ＬＰＦ４５ａ，４５ｂの出力初期値は、制御モードが電圧制御モードから電流制御モードに切り替わる直前にそれぞれ電流偏差Δｉ_ｄ０，Δｉ_ｑ０に設定される。これにより、ローパスフィルタ４５ａ，４５ｂの出力値は、モータ２の制御モードが電圧制御モードから電流制御モードに切り替えられた時点から時間が経過するのに伴い、電流偏差Δｉ_ｄ０，Δｉ_ｑ０から０に収束する。

このように本発明の第４の実施形態となる制御装置４１は、制御モードの切替直前の電流検出値と切替後の電流指令値の偏差を一次遅れで０に収束させつつ、制御モードに関係なく電力フィードバック（トルク推定フィードバック）により出力トルクがトルク目標値に一致するようにトルク指令値を調整する構成になっている。このような構成によれば、上記第１の実施形態の技術的効果と共に、電力フィードバックを高速に行い電流変化を速くできるという技術的効果を得ることができる。なお制御装置４１は、制御モードの切替直前の電流指令値と切替後の電流指令値の偏差を一次遅れで０に収束させるようにしてもよい。また制御装置４１は、出力トルクがトルク目標値に一致するように電流指令値を調整するようにしてもよい。

本発明に係る切替手段及び補正手段は制御切替器７に対応する。本発明に係る第２の補正手段はトルク偏差補正器１６に対応する。本発明に係る第３の補正手段はＰＩ制御部４２に対応する。

以上、本発明者らによってなされた発明を適用した実施の形態について説明したが、本実施形態による本発明の開示の一部をなす記述及び図面により本発明は限定されることはない。例えば本実施形態は、モータ２の制御モードを電圧制御モードから電流制御モードに切り替える際に発生するトルク脈動を抑制するためのものであるが、本発明は本実施形態に限定されることはなく、制御モードの切替を行う際に電圧又は電流が急変してトルクが変動する制御全般に対し適用できる。具体的には、異なる指令値生成部により制御される第１の電流制御モードと第２の電流制御モードを有し、これらの間でモータ２の制御モードを切り替える際に適用できる。また図１に示す電圧制御器６を矩形波電圧制御とし、以下の数式１０，１１を用いて電圧指令値α^＊と電源電圧Ｖ_ｄｃから算出される基本波成分相当のｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ２ ^＊，ｖ_ｑ２ ^＊を出力する場合にも適用できる。

また制御モードの切替ポイントのヒステリシスの設け方は実施例で示した以外にもさまざま考えられるが、いずれにしてもヒステリシスを設けることにより電圧又は電流が急変し、トルクが変動してしまう制御全般に本発明は適用できる。このように、本実施形態に基づいて当業者等によりなされる他の実施の形態、実施例及び運用技術等は全て本発明の範疇に含まれる。

本発明の第１の実施形態となる交流電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。 図１に示す電流制御器の内部構成を示すブロック図である。 図２に示す非干渉制御部の内部構成を示すブロック図である。 モータの出力特性と制御切替ポイントの関係を示す図である。 本発明の第１の実施形態となる制御モード切替処理の流れを示すフローチャート図である。 制御モードの切替ラインの一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態となる干渉電圧補正処理の流れを示すフローチャート図である。 本発明の第１の実施形態となる制御装置（本願発明）及び従来の制御装置（従来技術）においてモータの制御モードを電圧位相制御モードからＰＷＭ電流制御モードに切り替えた際の（ａ）トルク応答，（ｂ）トルク指令値，（ｃ）ｑ軸電流検出値，（ｄ）ｄ軸電流検出値，（ｅ）ｑ軸電圧指令値，及び（ｆ）ｑ軸干渉電圧の時間変化を示す波形図である。 図８に示す（ｅ）ｑ軸電圧指令値及び（ｆ）ｑ軸干渉電圧の時間変化の拡大波形図である。 本発明の第２の実施形態となる交流電動機の制御装置における電流制御器の内部構成を示すブロック図である。 図１０に示す非干渉制御部の内部構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態となる干渉電圧補正処理の流れを示すフローチャート図である。 本発明の第３の実施形態となる交流電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態となる交流電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１：制御装置
２：モータ（交流電動機）
３，４：指令値生成部
５：電流制御器
６：電圧制御器
７：制御切替器
８：ｄｑ軸→ＵＶＷ相変換器
９：ＰＷＭ変換器
１０：インバータ
１１ａ，１１ｂ：電流センサ
１２：位置検出器
１３：回転数演算器
１４：ＵＶＷ相→ｄｑ軸変換器
１５：干渉電圧補正器
１６：トルク偏差（ΔＴ）補正器

Claims (7)

1. トルク指令値に応じた電流指令値と干渉電圧指令値を算出し、前記干渉電圧指令値に基づいて非干渉制御を行うと共に前記電流指令値に基づく電流ベクトル制御演算を行うことにより第１の電圧指令値を出力して交流電動機を制御する電流制御モードと、
   前記トルク指令値に応じた第２の電圧指令値を算出し、算出された第２の電圧指令値に基づいて交流電動機を制御する電圧制御モードと、
   前記電流制御モードと前記電圧制御モードとの間で交流電動機の制御モードを切り替える切替手段と、
   前記干渉電圧指令値が入力されるローパスフィルタを備えるとともに、前記切替手段が交流電動機の制御モードを前記電圧制御モードから前記電流制御モードに切り替える際、切替前の交流電動機の実電流値と、切り替え後の電流指令値とに基づいて干渉電圧補正値を演算し、前記干渉電圧指令値に前記干渉電圧補正値を加算した値を前記ローパスフィルタの出力初期値に設定することにより前記干渉電圧指令値を補正する補正手段と
   を備えることを特徴とする交流電動機の制御装置。
2. 請求項１に記載の交流電動機の制御装置において、
   前記干渉電圧指令値は、トルク指令値と干渉電圧指令値の対応関係を示すテーブルを参照して算出され、
   前記補正手段は、制御モードの切替前のｑ軸電流値と切替後のｑ軸電流指令値の差に基づいてｄ軸側の干渉電圧指令値を補正し、制御モードの切替前のｄ軸電流値と切替後のｄ軸電流指令値の差に基づいてｑ軸側の干渉電圧指令値を補正することを特徴とする交流電動機の制御装置。
3. 請求項１に記載の交流電動機の制御装置において、
   前記干渉電圧指令値は、前記電流指令値に対して電流応答相当のフィルタ処理を施すことにより得られる電流応答推定値を用いて算出され、
   前記補正手段は、制御モードの切替前のｑ軸電流値に基づいてｄ軸側の干渉電圧指令値を補正し、切替前のｄ軸電流値に基づいてｑ軸側の干渉電圧指令値を補正することを特徴とする交流電動機の制御装置。
4. 請求項１乃至請求項３のうち、いずれか１項に記載の交流電動機の制御装置において、
   交流電動機の制御モードを前記電圧制御モードから前記電流制御モードに切り替えることによる出力トルクの変化量を算出し、制御モードの切替前後で出力トルクが一定になるように切替後のトルク指令値と電流指令値の少なくとも一方を補正する第２の補正手段を備えることを特徴とする交流電動機の制御装置。
5. 請求項４に記載の交流電動機の制御装置において、
   前記第２の補正手段は、制御モードの切替前のｄ軸電流値及びｑ軸電流値と、切替後のｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値と、ｄ軸電流値及びｑ軸電流値に対応するｄ軸及びｑ軸のインダクタンス値とを用いて出力トルクの変化量を算出することを特徴とする交流電動機の制御装置。
6. 請求項１乃至請求項３のうち、いずれか１項に記載の交流電動機の制御装置において、
   交流電動機の出力トルクがトルク目標値に一致するようにトルク指令値又は電流指令値を補正する第３の補正手段を有し、
   当該第３の補正手段は、前記切替手段が交流電動機の制御モードを前記電圧制御モードから前記電流制御モードに切り替える際、切替前の電流検出値又は電流指令値と切替後の電流指令値の偏差を算出し、算出された偏差を電流指令値オフセット量として電流指令値に加え、電流指令値オフセットを０に漸近させることを特徴とする交流電動機の制御装置。
7. トルク指令値に応じた電流指令値と干渉電圧指令値を算出し、前記干渉電圧指令値に基づいて非干渉制御を行うと共に前記電流指令値に基づく電流ベクトル制御演算を行うことにより第１の電圧指令値を出力して交流電動機を制御する電流制御処理と、
   前記トルク指令値に応じた第２の電圧指令値を算出し、算出された第２の電圧指令値に基づいて交流電動機を制御する電圧制御処理と、
   前記電流制御処理と前記電圧制御処理との間で交流電動機の制御モードを切り替える切替処理と、
   前記切替処理により交流電動機の制御モードを前記電圧制御処理から前記電流制御処理に切り替える際、切替前の交流電動機の実電流値と、切り替え後の電流指令値とに基づいて干渉電圧補正値を演算し、前記干渉電圧指令値に前記干渉電圧補正値を加算した値を、前記干渉電圧指令値が入力されるローパスフィルタの出力初期値に設定することにより前記干渉電圧指令値を補正する補正処理と
   を有することを特徴とする交流電動機の制御方法。

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