JP5742735B2 - 通信機および通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、通信機および通信方法に関する。

ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の通信では、入力信号をサブキャリア変調し、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）を行い、ベースバンド信号を生成する。そのため、サブキャリアの数が増え、ＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）サイズが大きくなると、大きなピークを持つベースバンド信号が生成され、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）が高くなるという性質を持っている。ＰＡＰＲが高くなると、信号を歪みなく伝送するために広範囲において線形性を有する増幅器が必要となる。そこでＰＡＰＲを低減するための技術が開発されている。

特許文献１では、ＰＡＰＲを低減するため、ＩＦＦＴを行う前に逐次決定法により算出した最適位相に基づきサブキャリア変調信号の位相を制御する。

特開２００６−１６５７８１号公報

ＯＦＤＭ方式の通信では、ＰＡＰＲを低減することが課題となっている。特許文献１では、ＰＡＰＲを低減する最適位相を算出するために繰り返し計算処理を行い、サブキャリアごとに位相を制御する必要がある。また特許文献１に開示されている技術では、ＰＡＰＲの低減の程度を制御することはできない。

本発明は、上述のような事情に鑑みてなされたものであり、ＯＦＤＭ方式の通信において、ＰＡＰＲを低減し、さらにＰＡＰＲの低減の程度を制御することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調手段と、
前記サブキャリア変調信号に所定の信号用振幅係数を乗じて生成した合成用信号の各要素と、前記サブキャリアの数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列に、所定の系列用振幅係数を乗じて生成した送信側データ系列の各要素とが交互に位置するように、前記合成用信号に前記送信側データ系列を挿入して第１データを生成する挿入手段と、
前記第１データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴ手段と、
前記ＩＦＦＴ手段の演算結果である行列の第一行から順に該行列の要素数の半分の個数の要素を抽出したデータである、前記ＩＦＦＴ手段の演算結果の上半分のデータ、または該行列の要素から前記ＩＦＦＴ手段の演算結果の上半分のデータを除いた要素で構成される前記ＩＦＦＴ手段の演算結果の下半分のデータに基づきベースバンド信号を生成する分割手段と、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記挿入手段は、奇数行が前記合成用信号の各要素であり、偶数行が前記送信側データ系列の各要素である前記第１データを生成する。

好ましくは、前記分割手段は、前記ＩＦＦＴ手段の演算結果の上半分のデータに基づき前記ベースバンド信号を生成する。

好ましくは、前記送信側データ系列の要素の振幅の最大値が、前記合成用信号の要素の振幅の最大値より大きい。

本発明の第２の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する直並列手段と、
全要素の値が０である零ベクトルの各要素と、サブキャリアの数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する所定のデータ系列に、所定の系列用振幅係数を乗じて生成した受信側データ系列の各要素とが所定の順序で交互に位置するように、前記零ベクトルに前記受信側データ系列を挿入して第２データを生成する受信側挿入手段と、
前記第２データの逆高速フーリエ変換を行う受信側ＩＦＦＴ手段と、
前記並列信号、前記受信側ＩＦＦＴ手段の演算結果である行列の第一行から順に該行列の要素数の半分の個数の要素を抽出したデータである、前記受信側ＩＦＦＴ手段の演算結果の上半分のデータおよび該行列の要素から前記受信側ＩＦＦＴ手段の演算結果の上半分のデータを除いた要素で構成される前記受信側ＩＦＦＴ手段の演算結果の下半分のデータに基づき所定の演算を行って第３データを生成する演算手段と、
前記並列信号および前記第３データを所定の位置に並べたデータの高速フーリエ変換を行うＦＦＴ手段と、
前記ＦＦＴ手段の演算結果から所定の要素を抽出し、所定の信号用振幅係数で除算してサブキャリア変調信号を生成する抽出手段と、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調手段と、
を備えることを特徴とする。

好ましくは、前記受信側挿入手段は、奇数行が前記零ベクトルの各要素であり、偶数行が前記受信側データ系列の各要素である前記第２データを生成する。

好ましくは、前記演算手段は、前記並列信号から前記受信側ＩＦＦＴ手段の演算結果の上半分のデータを減算し、前記受信側ＩＦＦＴ手段の演算結果の下半分のデータを加算して前記第３データを生成し、
前記ＦＦＴ手段は、上半分の要素が前記並列信号であり、下半分の要素が前記第３データであるデータの高速フーリエ変換を行う。

好ましくは、前記受信側データ系列の要素の振幅の最大値が、前記サブキャリア変調信号の要素の振幅の最大値に前記信号用振幅係数を乗じた値より大きい。

本発明の第３の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調ステップと、
前記サブキャリア変調信号に所定の信号用振幅係数を乗じて生成した合成用信号の各要素と、前記サブキャリアの数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列に、所定の系列用振幅係数を乗じて生成した送信側データ系列の各要素とが交互に位置するように、前記合成用信号に前記送信側データ系列を挿入して第１データを生成する挿入ステップと、
前記第１データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴステップと、
前記ＩＦＦＴステップの演算結果である行列の第一行から順に該行列の要素数の半分の個数の要素を抽出したデータである、前記ＩＦＦＴステップの演算結果の上半分のデータ、または該行列の要素から前記ＩＦＦＴステップの演算結果の上半分のデータを除いた要素で構成される前記ＩＦＦＴステップの演算結果の下半分のデータに基づきベースバンド信号を生成する分割ステップと、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
を備えることを特徴とする。

本発明の第４の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する直並列ステップと、
全要素の値が０である零ベクトルの各要素と、サブキャリアの数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する所定のデータ系列に、所定の系列用振幅係数を乗じて生成した受信側データ系列の各要素とが所定の順序で交互に位置するように、前記零ベクトルに前記受信側データ系列を挿入して第２データを生成する受信側挿入ステップと、
前記第２データの逆高速フーリエ変換を行う受信側ＩＦＦＴステップと、
前記並列信号、前記受信側ＩＦＦＴステップの演算結果である行列の第一行から順に該行列の要素数の半分の個数の要素を抽出したデータである、前記受信側ＩＦＦＴステップの演算結果の上半分のデータおよび該行列の要素から前記受信側ＩＦＦＴステップの演算結果の上半分のデータを除いた要素で構成される前記受信側ＩＦＦＴステップの演算結果の下半分のデータに基づき所定の演算を行って第３データを生成する演算ステップと、
前記並列信号および前記第３データを所定の位置に並べたデータの高速フーリエ変換を行うＦＦＴステップと、
前記ＦＦＴステップの演算結果から所定の要素を抽出し、所定の信号用振幅係数で除算してサブキャリア変調信号を生成する抽出ステップと、
前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調ステップと、
を備えることを特徴とする。

本発明によれば、ＯＦＤＭ方式の通信において、ＰＡＰＲを低減し、さらにＰＡＰＲの低減の程度を制御することが可能になる。

本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。 実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。 実施の形態に係る通信機を用いてＰＡＰＲを低減する原理を示す図である。 同一信号でシミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲ特性を示す図である。 ランダム信号でシミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲ特性を示す図である。 シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を示す図である。 同一信号でシミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲと系列用振幅係数との関係を示す図である。 ランダム信号でシミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲと系列用振幅係数との関係を示す図である。 シミュレーションしたＢＥＲ特性を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお図中、同一または同等の部分には同一の符号を付す。以下の説明において、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）は、ＩＦＦＴとＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transformation：逆離散フーリエ変換）を含む概念とする。したがって本発明の実施の形態においては、ＩＦＦＴの代わりに、ＩＤＦＴを行うよう構成してもよい。同様にＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）は、ＦＦＴとＤＦＴ（Discrete Fourier Transformation：離散フーリエ変換）を含む概念とする。またＩＤＦＴおよびＤＦＴを行う場合は、以下の説明におけるＦＦＴサイズとは、ＤＦＴのサイズを意味する。

図１は、本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。通信機１は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の無線通信により他の機器と通信を行う。通信機１は、アンテナ１０、変調部１１、直並列変換部１２、挿入部１３、ＩＦＦＴ部１４、分割部１５、送信部１６、およびコントローラ２０を備える。

コントローラ２０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit：中央処理装置）２１、ＲＡＭ（Random Access Memory）２３、およびＲＯＭ（Read-Only Memory）２４を備える。複雑化を避け、理解を容易にするために、コントローラ２０から各部への信号線が省略されているが、コントローラ２０は通信機１の各部にＩ／Ｏ（Input／Output）２２を介して接続しており、それらの処理の開始、終了、処理内容の制御を行う。

ＲＡＭ２３には、例えば送信フレームを生成するためのデータが記憶されている。ＲＯＭ２４は、コントローラ２０が通信機１の動作を制御するための制御プログラムを格納する。コントローラ２０は、制御プログラムに基づいて、通信機１を制御する。

図２は、実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。上述の通信機１に受信機能をもたせるため、図２に示す通信機１はさらに復調部３１、並直列変換部３２、抽出部３３、ＦＦＴ部３４、演算部３５、ＩＦＦＴ部３６、受信側挿入部３７、受信部３８、および送受信切替部３９を備える。送信機能および受信機能を備える図２に示す通信機１を用いて、通信機１が行う通信方法について以下に説明する。

変調部１１は、入力信号を所定の変調方式で変調し、変調信号を生成し、直並列変換部１２に送る。変調方式として、例えばＱＰＳＫ（Quadrature Phase-Shift Keying：四位相偏移変調）を用いる。直並列変換部１２は、変調信号を直並列変換して並列信号を生成し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する。そして、サブキャリア変調信号を挿入部１３に送る。

挿入部１３は、サブキャリア変調信号に所定の信号用振幅係数を乗じて合成用信号を生成する。挿入部１３は、合成用信号の各要素と、サブキャリアの数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列であって、自己相関特性を有する任意のデータ系列に所定の系列用振幅係数を乗じて生成した送信側データ系列の各要素とが交互に位置するように、合成用信号に送信側データ系列を挿入して第１データを生成する。自己相関特性を有する任意のデータ系列とは、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高いデータ系列である。データの任意のシフトを行ったデータ系列は、データのシフトを行っていないデータ系列と比べて、少なくとも１の要素の値が異なる。そのようなデータ系列として、例えばＣＡＺＡＣ(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列を用いることができる。所定の信号用振幅係数および系列用振幅係数とは、後述するようにＰＡＰＲを低減するために予め定められた実数である。

サブキャリアの数をＮとすると、サブキャリア変調信号ｄ^（Ｎ）は、下記（１）式で表される。サブキャリア変調信号ｄ^（Ｎ）の上付き文字は要素の数を表す。これは以下の説明においても同様である。ここで簡易化のため、信号用振幅係数の値を１とすると、合成用信号も、下記（１）式で表される。

ＣＡＺＡＣ系列ｃ^（Ｎ）に所定の系列用振幅係数ａを乗じた送信側データ系列は、下記（２）式で表される。

挿入部１３は、例えば合成用信号と送信側データ系列のそれぞれの要素の順序を変えずに、合成用信号に送信側データ系列を順に挿入して、奇数行が合成用信号の各要素であり、偶数行が送信側データ系列の各要素である第１データを生成する。奇数行が上記（１）式の各要素であり、偶数行が上記（２）式の各要素である第１データｄ’^（２Ｎ）は、下記（３）式で表される。

挿入部１３は、第１データｄ’^（２Ｎ）をＩＦＦＴ部１４に送る。ＩＦＦＴ部１４は、第１データｄ’^（２Ｎ）のＩＦＦＴを行う。演算結果ｕ^（２Ｎ）は、下記（４）式で表される。ＩＦＦＴ部１４は、演算結果ｕ^（２Ｎ）を分割部１５に送る。

分割部１５は、演算結果ｕ^（２Ｎ）を二等分し、演算結果ｕ^（２Ｎ）の上半分のデータまたは下半分のデータに基づきベースバンド信号を生成する。ここで上半分のデータとは、演算結果ｕ^（２Ｎ）の要素の第一行から順に演算結果ｕ^（２Ｎ）の要素数の半分の個数の要素を抽出したデータであり、下半分のデータとは、上半分のデータとして抽出されなかった残りのデータである。演算結果ｕ^（２Ｎ）は、下記（５）式に表されるように、ｕ_upper ^（Ｎ）とｕ_lower ^（Ｎ）に分割される。分割部１５は、例えば演算結果ｕ^（２Ｎ）の上半分のデータｕ_upper ^（Ｎ）に基づきベースバンド信号を生成する。

分割部１５は、ベースバンド信号を送信部１６に送る。送信部１６は、ベースバンド信号から送信信号を生成し、送受信切替部３９およびアンテナ１０を介して他の機器に送信信号を送信する。

上述の演算によりＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）を低減する原理を示す。図３は、実施の形態に係る通信機を用いてＰＡＰＲを低減する原理を示す図である。横軸が周波数（単位：サブキャリア間隔ｆ_０）、縦軸が振幅である。図３（ａ）は、合成用信号を示し、図３（ｂ）はデータ系列を示し、図３（ｃ）は系列用振幅係数ａ＝１とした場合に、奇数行が合成用信号であり偶数行がデータ系列である第１データを示し、図３（ｄ）は系列用振幅係数ａ＝１０とした場合に、奇数行が合成用信号であり偶数行がデータ系列である第１データを示している。図３中の棒グラフ上の数字は、各周波数における振幅を示している。

図３（ａ）のＩＦＦＴを行って生成した信号のＰＡＰＲは、５．２２８８ｄＢである。図３（ｂ）のＩＦＦＴを行って生成した信号のＰＡＰＲは、１．０９１４ｄＢである。図３（ｃ）のＩＦＦＴを行った演算結果の上半分のデータのＰＡＰＲは、５．１１８８ｄＢである。図３（ｄ）のＩＦＦＴを行った演算結果の上半分のデータのＰＡＰＲは、２．５９６４ｄＢである。

したがって、サブキャリア変調信号に信号用振幅係数を乗じて生成した合成用信号に、自己相関特性を有するデータ系列に系列用振幅係数を乗じて生成した送信側データ系列を挿入することで、ベースバンド信号のＰＡＰＲを低減することが可能となることがわかる。また図３（ｃ）、（ｄ）に示すように、信号用振幅係数および系列用振幅係数の値を変えることにより、ＰＡＰＲの値が変化する。図３（ｄ）のように、送信側データ系列の要素の振幅の最大値が合成用信号の要素の振幅の最大値より大きくなる場合に、よりＰＡＰＲが低減されることがわかる。本実施の形態に係る通信機１は、ＰＡＰＲが低減されるように所定の信号用振幅係数および系列用振幅係数を予め定めておく。上述のように演算結果の上半分または下半分からベースバンド信号を生成し、ＰＡＰＲが低減された従来技術と同じ系列長の信号を送信するので、従来と同じ増幅器などを用いることができる。

受信側での処理を以下に説明する。受信部３８は、アンテナ１０および送受信切替部３９を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成し、演算部３５に送る。

受信側挿入部３７は、全要素の値が０である零ベクトルの各要素と、サブキャリアの数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列であって、自己相関特性を有する所定のデータ系列に所定の系列用振幅係数を乗じて生成した受信側データ系列の各要素とが所定の順序で交互に位置するように、零ベクトルに受信側データ系列を挿入して第２データを生成する。

所定のデータ系列とは、送信側で用いたデータ系列と同じデータ系列であり、所定の系列用振幅係数も同様に、送信側で用いた系列用振幅係数と同じである。したがって送信側データ系列と受信側データ系列は一致する。所定の順序で交互に位置するとは、送信側で生成した第１データにおける送信側データ系列の各要素の位置と、第２データにおける送信側データ系列の各要素と同じ要素である受信側データ系列の各要素の位置が一致するように、第２データにおいて零ベクトルの各要素と受信側データ系列の各要素とが交互に位置することを意味する。所定のデータ系列、所定の系列用振幅係数および所定の順序についての情報は、予め受信側で保持しているものとする。

受信側挿入部３７は、例えば受信側データ系列の要素の順序を変えずに、零ベクトルに受信側データ系列を順に挿入して、第２データの奇数行が零ベクトルの各要素であり、第２データの偶数行が上記（２）式で表される受信側データ系列の各要素である第２データを生成する。第２データ０’^（２Ｎ）は、下記（６）式で表される。

受信側挿入部３７は、ＩＦＦＴ部３６に第２データ０’^（２Ｎ）を送る。ＩＦＦＴ部３６は、第２データ０’^（２Ｎ）のＩＦＦＴを行う。演算結果ｖ^（２Ｎ）は、下記（７）式で表される。ＩＦＦＴ部３６は、演算結果ｖ^（２Ｎ）を演算部３５に送る。

演算部３５は、ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する。また演算部３５は、送られた演算結果ｖ^（２Ｎ）を二等分して、下記（８）式に表されるように、送信側の分割部１５で行った分割と同様に、演算結果ｖ^（２Ｎ）の上半分のデータｖ_upper ^（Ｎ）および下半分のデータｖ_lower ^（Ｎ）を生成する。

演算部３５は、並列信号、およびＩＦＦＴ部３６の演算結果ｖ^（２Ｎ）の上半分のデータｖ_upper ^（Ｎ）および下半分のデータｖ_lower ^（Ｎ）に基づき所定の演算を行って第３データを生成する。所定の演算とは、送信側でＩＦＦＴ部１４の演算結果を二等分して生成したデータの内、ベースバンド信号に含まれなかったデータである第３データを生成するための演算である。上述の例のように送信側で生成した第１データの奇数行が合成用信号の各要素であり、偶数行が送信側データ系列であって、ＩＦＦＴ部１４の演算結果の上半分のデータｕ_upper ^（Ｎ）に基づきベースバンド信号を生成して送信した場合には、演算部３５は、下記（９）式に表されるように第３データｒ_lower ^（Ｎ）を生成する。下記（９）式におけるｒ_upper ^（Ｎ）は並列信号であり、ｕ_upper ^（Ｎ）に一致する。

サイズが２ＮであるＩＦＦＴを示す行列の奇数列の各列ベクトルにおいて、１行目からＮ行目までの要素からなる列ベクトルと、Ｎ＋１行目から２Ｎ行目までの要素からなる列ベクトルとは同じである。また偶数列の各列ベクトルにおいて、１行目からＮ行目までの要素からなる列ベクトルと、Ｎ＋１行目から２Ｎ行目までの要素からなる列ベクトルの符号を反転させた列ベクトルとは同じである。このようなＩＦＦＴの性質により、上記（９）式により生成した第３データｒ_lower ^（Ｎ）は、ｕ_lower ^（Ｎ）に一致する。

演算部３５は、並列信号ｒ_upper ^（Ｎ）および第３データｒ_lower ^（Ｎ）を所定の位置に並べたデータを生成する。例えば下記（１０）式で表されるように、上半分の要素が並列信号ｒ_upper ^（Ｎ）であり、下半分の要素が第３データｒ_lower ^（Ｎ）であるデータｒ^（２Ｎ）をＦＦＴ部３４に送る。

なお演算部３５は、予め生成されたｖ_upper ^（Ｎ）およびｖ_lower ^（Ｎ）のデータをメモリに保持しておき、該データに基づいて上述の演算を行うよう構成してもよい。

ＦＦＴ部３４は、並列信号ｒ_upper ^（Ｎ）および第３データｒ_lower ^（Ｎ）を所定の位置に並べたデータのＦＦＴを行う。上述の例の場合は、上半分の要素が並列信号ｒ_upper ^（Ｎ）であり、下半分の要素が第３データｒ_lower ^（Ｎ）であるデータのＦＦＴを行う。演算結果ｓ^（２Ｎ）は、下記（１１）式で表される。

ＦＦＴ部３４は、演算結果ｓ^（２Ｎ）を抽出部３３に送る。抽出部３３は、演算結果ｓ^（２Ｎ）から所定の要素を抽出し、所定の信号用振幅係数で除算してサブキャリア変調信号を生成する。所定の要素とは、送信側の挿入部１３で生成した第１データにおいて合成用信号の要素が位置する要素を意味する。所定の信号用振幅係数は、送信側で用いた信号用振幅係数と同じである。抽出部３３は、上述の例の場合には、奇数行の要素を抽出し、信号用振幅係数１で除算して下記（１２）式で表される演算結果ｔ^（Ｎ）を生成する。

演算結果ｔ^（Ｎ）は、サブキャリア変調信号ｄ^（Ｎ）に一致する。抽出部３３は、サブキャリア変調信号を並直列変換部３２に送る。並直列変換部３２は、サブキャリア変調信号を並直列変換し、直列信号を生成して復調部３１に送る。復調部３１は、直列信号を所定の復調方式で復調する。例えば、復調部３１は直列信号のＱＰＳＫ復調を行う。これにより変調部１１で変調した入力信号を復調部３１で復調して出力することができる。

以上説明した原理に従って、通信機１は例えば以下のように通信を行う。サブキャリアの数が２の場合には、サブキャリア変調信号ｄ^（２）は、下記（１３）式で表される。信号用振幅係数を１とすると、合成用信号も下記（１３）式で表される。

ＣＡＺＡＣ系列ｃ^（２）に所定の系列用振幅係数ａを乗じた送信側データ系列は、下記（１４）式で表される。

挿入部１３は、奇数行が上記（１３）式の各要素であり、偶数行が上記（１４）式の各要素である下記（１５）式で表される第１データｄ’^（４）を生成し、ＩＦＦＴ部１４に送る。ここで説明の簡易化のために系列用振幅係数ａ＝１とする。

ここでＦＦＴサイズが４のＩＦＦＴを示す行列は、下記（１６）式で表される。

ＩＦＦＴ部１４は、第１データｄ’^（４）のＩＦＦＴを行う。演算結果ｕ^（４）は、下記（１７）式で表される。ＩＦＦＴ部１４は、演算結果ｕ^（４）を分割部１５に送る。

分割部１５は、上記（１７）式で表される演算結果ｕ^（４）を二等分し、下記（１８）式で表される演算結果ｕ^（４）の上半分のデータｕ_upper ^（２）に基づきベースバンド信号を生成する。

分割部１５は、ベースバンド信号を送信部１６に送る。送信部１６は、ベースバンド信号から送信信号を生成し、送受信切替部３９およびアンテナ１０を介して他の機器に送信信号を送信する。受信部３８は、アンテナ１０および送受信切替部３９を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成し、演算部３５に送る。

受信側挿入部３７は、下記（１９）式で表される、奇数行が全要素の値が０である零ベクトルの各要素であり、偶数行が上記（１４）式で表され、系列用振幅係数ａ＝１である受信側データ系列の各要素である第２データ０’^（４）を生成し、ＩＦＦＴ部３６に送る。

ＩＦＦＴ部３６は、第２データ０’^（４）のＩＦＦＴを行う。演算結果ｖ^（４）は、下記（２０）式で表される。ＩＦＦＴ部３６は、演算結果ｖ^（４）を演算部３５に送る。

演算部３５は、ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する。また演算部３５は、送られた演算結果ｖ^（４）を二等分して、下記（２１）式で表されるように、ｖ_upper ^（２）とｖ_lower ^（２）に分割する。

演算部３５は、上記（９）式に基づき、下記（２２）式で表されるように、第３データｒ_lower ^（２）を生成する。

演算部３５は、下記（２３）式で表されるように、上半分の要素が並列信号ｒ_upper ^（２）であり、下半分の要素が第３データｒ_lower ^（２）であるデータｒ^（４）をＦＦＴ部３４に送る。

ここでＦＦＴサイズが４のＩＦＦＴを示す行列は、下記（２４）式で表される。

ＦＦＴ部３４は、上記（２３)式で表される上半分の要素が並列信号ｒ_upper ^（２）であり、下半分の要素が第３データｒ_lower ^（２）であるデータｒ^（４）のＦＦＴを行う。演算結果ｓ^（４）は、下記（２５）式で表される。

ＦＦＴ部３４は、演算結果ｓ^（４）を抽出部３３に送る。抽出部３３は、演算結果ｓ^（４）から奇数行の要素を抽出し、信号用振幅係数１で除算して、サブキャリア変調信号を生成する。

抽出部３３は、サブキャリア変調信号を並直列変換部３２に送る。並直列変換部３２は、サブキャリア変調信号を並直列変換し、直列信号を生成して復調部３１に送る。復調部３１は、直列信号を所定の復調方式で復調する。

以上説明したとおり、本発明の実施の形態に係る通信機１によれば、ＯＦＤＭ通信方式において、サブキャリア変調信号にＰＡＰＲの低いデータ系列を挿入することでＰＡＰＲを低減することが可能となる。また後述するように、ＰＡＰＲを低減し、ＰＡＰＲの低減の程度を制御することが可能となる。

（具体例）
次に、シミュレーションにより本実施の形態に係る発明の効果を説明する。ＯＦＤＭ通信方式においては、入力信号が、例えば全て０もしくは１であるデータまたは１０もしくは０１が交互に繰り返されるデータのように、データシンボルが同一である同一信号の場合に、各サブキャリア変調信号の位相が一致するため、ベースバンド信号のＰＡＰＲが最大となる。ＰＡＰＲの最大値を低減することで、増幅器において線形性が求められる範囲を狭めることができる。

入力信号に同一信号を用いて、従来技術と本実施の形態に係る発明について、ベースバンド信号を生成し、ＰＡＰＲの算出を繰り返すシミュレーションを行った。変調方式としてＱＰＳＫを用い、ＦＦＴサイズを４、８、１６、３２、６４、１２８、２５６、５１２、１０２４、２０４８と変えて、従来技術と本実施の形態に係る発明のＰＡＰＲ特性を比較した。従来技術とは、挿入部１３において上述のような演算を加えずにサブキャリア変調信号からベースバンド信号を生成する方法である。本実施の形態においては、信号用振幅係数を１とし、系列用振幅係数ａを１、２、３と変えてシミュレーションを行った。

図４は、同一信号でシミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲ特性を示す図である。従来技術のＰＡＰＲ、本実施の形態において系列用振幅係数ａ＝１とした場合のＰＡＰＲ、本実施の形態において系列用振幅係数ａ＝２とした場合のＰＡＰＲ、および本実施の形態において系列用振幅係数ａ＝３とした場合のＰＡＰＲを算出した。各ＦＦＴサイズにおけるＰＡＰＲの平均値を算出してプロットした。従来技術のＰＡＰＲはプロット点を四角で表した実線のグラフであり、本実施の形態において系列用振幅係数ａ＝１とした場合のＰＡＰＲはプロット点を三角で表した点線のグラフであり、本実施の形態において系列用振幅係数ａ＝２とした場合のＰＡＰＲはプロット点を丸で表した一点鎖線のグラフであり、本実施の形態において系列用振幅係数ａ＝３とした場合のＰＡＰＲはプロット点を菱形で表した二点鎖線のグラフである。

本実施の形態のＰＡＰＲは、各ＦＦＴサイズにおいて従来技術と比べて低減されている。また系列用振幅係数を大きくすることで、ＰＡＰＲがより低減されることがわかる。

また入力信号にランダム信号を用いて同様のシミュレーションを行った。図５は、ランダム信号でシミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲ特性を示す図である。グラフの見方は図４と同様である。入力信号がランダム信号である場合も、本実施の形態のＰＡＰＲは、各ＦＦＴサイズにおいて従来技術と比べて低減されている。また系列用振幅係数を大きくすることで、ＰＡＰＲがより低減されることがわかる。

次に所定の変調方式としてＱＰＳＫを用い、ＦＦＴサイズを２０４８とし、従来技術と本実施の形態に係る発明について、ベースバンド信号を生成し、ＰＡＰＲのＣＣＤＦ（Complementary Cumulative Distribution Function：相補累積分布関数）、すなわちＰＡＰＲの発生確率の特性を比較した。本実施の形態に係る発明については上述のシミュレーションと同様に系列用振幅係数の値を変えてシミュレーションを行った。

図６は、シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性を示す図である。横軸はＰＡＰＲ（単位：ｄＢ）、縦軸はＰＡＰＲのＣＣＤＦである。従来技術のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性が実線のグラフであり、本実施の形態において系列用振幅係数ａ＝１とした場合のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性が点線のグラフであり、本実施の形態において系列用振幅係数ａ＝２とした場合のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性が一点鎖線のグラフであり、本実施の形態において系列用振幅係数ａ＝３とした場合のＰＡＰＲのＣＣＤＦ特性が二点鎖線のグラフである。図に示す範囲において、本実施の形態に係る発明のＰＡＰＲは従来技術と比べて低減されており、系列用振幅係数を大きくすることで、ＰＡＰＲがより低減される。

次に変調方式としてＱＰＳＫを用い、ＦＦＴサイズが２０４８の場合において、系列用振幅係数を変えてＰＡＰＲの算出を繰り返すシミュレーションを行った。図７は、同一信号でシミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲと系列用振幅係数との関係を示す図である。従来技術のＰＡＰＲおよび本実施の形態のＰＡＰＲを算出した。従来技術についてはＰＡＰＲの平均値を算出してプロットし、本実施の形態については、各系列用振幅係数の値を用いた場合のＰＡＰＲの平均値を算出してプロットした。従来技術のＰＡＰＲは実線であり、本実施の形態のＰＡＰＲはプロット点を三角で表した点線のグラフである。本実施の形態においては、系列用振幅係数を大きくすることで、ＰＡＰＲがより低減されることがわかる。

また入力信号にランダム信号を用いて同様のシミュレーションを行った。図８は、ランダム信号でシミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲと系列用振幅係数との関係を示す図である。グラフの見方は図７と同様である。入力信号がランダム信号である場合も、系列用振幅係数を大きくすることで、ＰＡＰＲがより低減されることがわかる。

次に、ＢＥＲ(Bit Error Rate：符号誤り率)についてのシミュレーションを行った。図９は、シミュレーションしたＢＥＲ特性を示す図である。横軸はＥｂ／Ｎｏ（Energy per Bit to NOise power spectral density ratio：ビットエネルギー対雑音電力密度比）、縦軸はＢＥＲである。Ｅｂ／Ｎｏの単位はｄＢである。従来技術のＢＥＲはプロット点を四角で表した実線のグラフであり、本実施の形態のＢＥＲはプロット点を三角で表した点線のグラフである。本実施の形態においては、系列用振幅係数ａ＝１として、シミュレーションを行った。従来技術に比べ、本実施の形態ではＢＥＲが約３ｄＢ劣化している。

これは、送信側で生成したデータの上半分または下半分に基づき、受信側で全体のデータを復元するため、雑音が増大するからである。しかしＢＥＲは、送信電力を上げることで、改善することが可能である。

上述のシミュレーションにより、本実施の形態においては、サブキャリア変調信号に所定の信号用振幅係数を乗じて生成した合成用信号に、自己相関特性を有する任意のデータ系列に所定の系列用振幅係数を乗じて生成した送信側データ系列を挿入することで、ＰＡＰＲを低減し、また系列用振幅係数を変更することでＰＡＰＲの低減の程度を制御することができることがわかった。

本発明の実施の形態は上述の実施の形態に限られない。変調部１１の変調方式は、ＱＰＳＫに限られず、ＱＰＳＫ以外のＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相偏移変調）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直角位相振幅変調）などを用いることができる。変調部１１と直並列変換部１２の順序を変えて、入力信号を直並列変換してサブキャリア信号に割り当て、並列信号の各データを所定の変調方式で変調するよう構成してもよい。その場合、受信側では復調部３１と並直列変換部３２の順序を変えて、復調処理を行う。

挿入部１３は、データ系列としてＰＮ（Pseudorandom Noise：擬似ランダム雑音）系列を用いてもよい。信号用振幅係数は１に限られず、信号用振幅係数の値を変更することでもＰＡＰＲの低減の程度を制御することができる。例えば図３において信号用振幅係数を０．１とし、系列用振幅係数を１として上述の演算を行った場合も、図３（ｄ）の例と同様にＰＡＰＲを低減することができる。

挿入部１３は、奇数行が上記（２）式の送信側データ系列の各要素であり、偶数行が上記（１）式のサブキャリア変調信号の各要素である第１データｄ’^（２Ｎ）を生成するよう構成してもよい。その場合に、分割部１５でＩＦＦＴ部１４の演算結果ｕ^（２Ｎ）の上半分のデータｕ_upper ^（Ｎ）に基づきベースバンド信号を生成した場合には、演算部３５は、上述のＩＦＦＴの性質により、上記（９）式に代えて下記（２６）式を用いて第３データｒ_lower ^（Ｎ）を生成する。そして、抽出部３３は偶数行の要素を抽出してサブキャリア変調信号を生成する。

分割部１５は、ＩＦＦＴ部１４の演算結果の下半分のデータｕ_lower ^（Ｎ）に基づきベースバンド信号を生成するよう構成してもよい。その場合には、演算部３５は、上記（９）式または（２６）式に代えて下記（２７）式または（２８）式をそれぞれ用いて第３データｒ_upper ^（Ｎ）を生成する。なお下記（２７）、（２８）式におけるｒ_lower ^（Ｎ）は、演算部３５がベースバンド信号を直並列変換して生成する並列信号であり、ｕ_lower ^（Ｎ）に一致する。そして演算部３５は、上半分の要素が第３データｒ_upper ^（Ｎ）であり、下半分の要素が並列信号ｒ_lower ^（Ｎ）であるデータｒ^（２Ｎ）をＦＦＴ部３４に送る。

ＩＦＦＴ部１４、３６は、ＩＦＦＴの代わりにＩＤＦＴを行うよう構成してもよいし、ＦＦＴ部３４は、ＦＦＴの代わりにＤＦＴを行うよう構成してもよい。

１ 通信機
１０ アンテナ
１１ 変調部
１２ 直並列変換部
１３ 挿入部
１４、３６ ＩＦＦＴ部
１５ 分割部
１６ 送信部
２０ コントローラ
２１ ＣＰＵ
２２ Ｉ／Ｏ
２３ ＲＡＭ
２４ ＲＯＭ
３１ 復調部
３２ 並直列変換部
３３ 抽出部
３４ ＦＦＴ部
３５ 演算部
３７ 受信側挿入部
３８ 受信部
３９ 送受信切替部

Claims (10)

1. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
   入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調手段と、
   前記サブキャリア変調信号に所定の信号用振幅係数を乗じて生成した合成用信号の各要素と、前記サブキャリアの数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列に、所定の系列用振幅係数を乗じて生成した送信側データ系列の各要素とが交互に位置するように、前記合成用信号に前記送信側データ系列を挿入して第１データを生成する挿入手段と、
   前記第１データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴ手段と、
   前記ＩＦＦＴ手段の演算結果である行列の第一行から順に該行列の要素数の半分の個数の要素を抽出したデータである、前記ＩＦＦＴ手段の演算結果の上半分のデータ、または該行列の要素から前記ＩＦＦＴ手段の演算結果の上半分のデータを除いた要素で構成される前記ＩＦＦＴ手段の演算結果の下半分のデータに基づきベースバンド信号を生成する分割手段と、
   前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
   を備えることを特徴とする通信機。
2. 前記挿入手段は、奇数行が前記合成用信号の各要素であり、偶数行が前記送信側データ系列の各要素である前記第１データを生成することを特徴とする請求項１に記載の通信機。
3. 前記分割手段は、前記ＩＦＦＴ手段の演算結果の上半分のデータに基づき前記ベースバンド信号を生成することを特徴とする請求項１または２に記載の通信機。
4. 前記送信側データ系列の要素の振幅の最大値が、前記合成用信号の要素の振幅の最大値より大きいことを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の通信機。
5. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
   送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
   前記ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する直並列手段と、
   全要素の値が０である零ベクトルの各要素と、サブキャリアの数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する所定のデータ系列に、所定の系列用振幅係数を乗じて生成した受信側データ系列の各要素とが所定の順序で交互に位置するように、前記零ベクトルに前記受信側データ系列を挿入して第２データを生成する受信側挿入手段と、
   前記第２データの逆高速フーリエ変換を行う受信側ＩＦＦＴ手段と、
   前記並列信号、前記受信側ＩＦＦＴ手段の演算結果である行列の第一行から順に該行列の要素数の半分の個数の要素を抽出したデータである、前記受信側ＩＦＦＴ手段の演算結果の上半分のデータおよび該行列の要素から前記受信側ＩＦＦＴ手段の演算結果の上半分のデータを除いた要素で構成される前記受信側ＩＦＦＴ手段の演算結果の下半分のデータに基づき所定の演算を行って第３データを生成する演算手段と、
   前記並列信号および前記第３データを所定の位置に並べたデータの高速フーリエ変換を行うＦＦＴ手段と、
   前記ＦＦＴ手段の演算結果から所定の要素を抽出し、所定の信号用振幅係数で除算してサブキャリア変調信号を生成する抽出手段と、
   前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調手段と、
   を備えることを特徴とする通信機。
6. 前記受信側挿入手段は、奇数行が前記零ベクトルの各要素であり、偶数行が前記受信側データ系列の各要素である前記第２データを生成することを特徴とする請求項５に記載の通信機。
7. 前記演算手段は、前記並列信号から前記受信側ＩＦＦＴ手段の演算結果の上半分のデータを減算し、前記受信側ＩＦＦＴ手段の演算結果の下半分のデータを加算して前記第３データを生成し、
   前記ＦＦＴ手段は、上半分の要素が前記並列信号であり、下半分の要素が前記第３データであるデータの高速フーリエ変換を行う、
   ことを特徴とする請求項５または６に記載の通信機。
8. 前記受信側データ系列の要素の振幅の最大値が、前記サブキャリア変調信号の要素の振幅の最大値に前記信号用振幅係数を乗じた値より大きいことを特徴とする請求項５ないし７のいずれか１項に記載の通信機。
9. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
   入力信号を所定の変調方式で変調し、周波数成分が互いに直交するサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成する変調ステップと、
   前記サブキャリア変調信号に所定の信号用振幅係数を乗じて生成した合成用信号の各要素と、前記サブキャリアの数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する任意のデータ系列に、所定の系列用振幅係数を乗じて生成した送信側データ系列の各要素とが交互に位置するように、前記合成用信号に前記送信側データ系列を挿入して第１データを生成する挿入ステップと、
   前記第１データの逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦＴステップと、
   前記ＩＦＦＴステップの演算結果である行列の第一行から順に該行列の要素数の半分の個数の要素を抽出したデータである、前記ＩＦＦＴステップの演算結果の上半分のデータ、または該行列の要素から前記ＩＦＦＴステップの演算結果の上半分のデータを除いた要素で構成される前記ＩＦＦＴステップの演算結果の下半分のデータに基づきベースバンド信号を生成する分割ステップと、
   前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
   を備えることを特徴とする通信方法。
10. 直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
    送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
    前記ベースバンド信号を直並列変換し、並列信号を生成する直並列ステップと、
    全要素の値が０である零ベクトルの各要素と、サブキャリアの数と同じ個数のデータの集合であるデータ系列であって、データのシフトを行っていない同じデータ系列との間の自己相関値が、データの任意のシフトを行ったデータ系列との間の自己相関値に比べて高い、自己相関特性を有する所定のデータ系列に、所定の系列用振幅係数を乗じて生成した受信側データ系列の各要素とが所定の順序で交互に位置するように、前記零ベクトルに前記受信側データ系列を挿入して第２データを生成する受信側挿入ステップと、
    前記第２データの逆高速フーリエ変換を行う受信側ＩＦＦＴステップと、
    前記並列信号、前記受信側ＩＦＦＴステップの演算結果である行列の第一行から順に該行列の要素数の半分の個数の要素を抽出したデータである、前記受信側ＩＦＦＴステップの演算結果の上半分のデータおよび該行列の要素から前記受信側ＩＦＦＴステップの演算結果の上半分のデータを除いた要素で構成される前記受信側ＩＦＦＴステップの演算結果の下半分のデータに基づき所定の演算を行って第３データを生成する演算ステップと、
    前記並列信号および前記第３データを所定の位置に並べたデータの高速フーリエ変換を行うＦＦＴステップと、
    前記ＦＦＴステップの演算結果から所定の要素を抽出し、所定の信号用振幅係数で除算してサブキャリア変調信号を生成する抽出ステップと、
    前記サブキャリア変調信号を所定の復調方式で復調する復調ステップと、
    を備えることを特徴とする通信方法。

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