JP5348153B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、突極性を有する回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子および該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを備える直流交流変換回路の操作によって前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を前記直流交流変換回路の出力電圧に重畳する重畳手段と、該重畳された高周波電圧信号に応じて前記回転機に流れる高周波電流信号の検出値に基づき前記回転機の回転角度を推定する推定手段と、を備える回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、３相電動機の推定ｄ軸の正方向および負方向に振動する高周波電圧信号を印加した際に電動機に実際に伝播する高周波電流信号に基づき電動機の電気角を推定するものも提案されている。

特許第３３１２４７２号公報

ところで、上記高周波電圧信号の周波数は、通常、可聴周波数帯域内のものとなるため、電気角の推定に際して人に知覚されるノイズが生じるおそれがある。このノイズを低減するためには、高周波電圧信号を小さくすることが有効である。ただし、この場合、電気角の推定精度が低下することが発明者らによって見出された。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を直流交流変換回路の出力電圧に重畳することで検出される高周波電流信号の検出値に基づき、回転機の回転角度を推定することのできる新たな回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

第１の発明は、突極性を有する回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子および該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを備える直流交流変換回路の操作によって前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を前記直流交流変換回路の出力電圧に重畳する重畳手段と、該重畳された高周波電圧信号に応じて前記回転機に流れる高周波電流信号の検出値に基づき前記回転機の回転角度を推定する推定手段と、を備える回転機の制御装置において、前記正極に接続するスイッチング素子と前記負極に接続するスイッチング素子とのいずれか一方および他方がそれぞれオンおよびオフとなる状態からいずれか一方および他方がそれぞれオフおよびオンとなる状態に切り替えるに際し、双方がオフ状態となるデッドタイム期間が設けられ、前記重畳手段は、前記高周波電流信号の検出値と対応付けられる前記高周波電圧信号の指令値を設定する指令値設定手段を備え、前記指令値のベクトルノルムを所与とした場合に、前記デッドタイム期間において前記直流交流変換回路によって前記回転機の端子に印加されるデッドタイム電圧に起因して前記指令値設定手段によって設定される指令値の方向を有する直線と実際に重畳される高周波電圧信号の方向を有する直線との平行からの乖離を低減すべく、前記直流交流変換回路および前記直流電圧源の少なくとも一方を操作する低減手段を備えることを特徴とする。

上記直流交流変換回路を用いる場合、デッドタイム期間において回転機の端子に印加される電圧は、その端子に流れる電流の極性に依存する。そして、この間に回転機の端子に印加される電圧は、重畳手段によって重畳することが意図された高周波電圧信号に対して誤差となりうる。この誤差電圧が上記高周波電圧信号に占める割合は、高周波電圧信号を小さくするほど大きくなる。このため、高周波電圧信号が小さくなるほど、実際に重畳される高周波電圧信号が意図したものに対して大きな誤差を有することとなる。

そこで、上記発明では、低減手段によって、指令値の方向を有する直線と実際に重畳される高周波電圧信号の方向を有する直線との平行からの乖離を低減することで、デッドタイム電圧が回転角度の推定に与える影響を好適に低減することができる。

なお、上記指令値の方向は、制御装置が指令値によって意図する方向、すなわち制御装置の認識する回転角度が正しい場合に指令値によって規定される方向とする。

第２の発明は、第１の発明において、前記低減手段は、前記指令値設定手段に、前記デッドタイム電圧の方向を有する直線と前記指令値の方向を有する直線とが平行となるように前記指令値を設定させる平行設定手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、デッドタイム電圧の方向を有する直線と指令値の方向を有する直線とが平行となるため、指令値の方向を有する直線と実際に重畳される高周波電圧信号の方向を有する直線とのなす角度をゼロとすることができる。

第３の発明は、第２の発明において、前記直流交流変換回路の操作信号のオン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらすことで、前記デッドタイムに起因した誤差を補償するデッドタイム補償機能をさらに有し、前記平行設定手段は、前記回転機の制御量を制御するための電流の方向に直交するように前記指令値の方向を設定させることを特徴とする。

上記発明では、デッドタイム補償機能を有することで、端子を流れる電流（相電流）にゼロクロスするものがない場合には、デッドタイムに起因した高周波電圧信号の誤差が生じることを回避することができる。このため、制御量を制御するための電流の方向に直交するように前記指令値の方向を設定することで、相電流がゼロクロスする場合に生じるデッドタイム電圧の方向を有する直線と指令値の方向を有する直線とを平行にすることができる。

第４の発明は、第３の発明において、前記平行設定手段は、前記回転機の端子を流れる電流がゼロクロスする期間を含む所定期間となることで、前記回転機の制御量を制御するための電流の方向に直交するように前記指令値の方向を切り替えることを特徴とする。

上記発明では、上記所定期間以外においては、指令値の設定に際して、上記直交する旨の制約から解放することができる。

第５の発明は、第２〜第４のいずれかの発明において、前記平行設定手段は、前記デッドタイム電圧のベクトルの方向と前記指令値の方向とが一致するように前記指令値の方向を定める方向設定手段を備えることを特徴とする。

デッドタイム電圧の方向を有する直線と前記指令値の方向を有する直線とが平行となったとしてもデッドタイム電圧の方向と指令値の方向とが逆の場合、実際に重畳される高周波電圧信号のベクトルノルムが小さくなり、最悪、方向の反転を招くおそれがある。上記発明では、この点に鑑み、方向設定手段を備えた。

第６の発明は、第５の発明において、前記直流交流変換回路の操作信号のオン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらすことで、前記デッドタイムに起因した誤差を補償するデッドタイム補償機能をさらに有し、前記指令値設定手段は、前記回転機の制御量を制御するために前記回転機の端子に印加する電圧の指令値についての更新周期の間に、前記指令値の方向を互いに逆方向となる２つの方向のそれぞれに１度ずつ設定するものであり、前記方向設定手段は、前記更新周期の前半における前記指令値の方向を定めることを特徴とする。

上記発明では、デッドタイム補償機能を有することで、端子を流れる電流（相電流）にゼロクロスするものがない場合には、デッドタイムに起因した高周波電圧信号の誤差が生じることを回避することができる。そして、ゼロクロスする場合、その相に印加される電圧が他の相の電圧と比較して進角側にずれる。そしてこれは、更新周期の前半における高周波電圧信号の符号に応じて、高周波電圧信号のベクトルノルムを増加させるものにも減少させるものにもなりうる。上記発明では、この点に鑑み、方向設定手段によって、更新周期の前半における指令値の方向を設定することで、高周波電圧信号のベクトルノルムをデッドタイム電圧によって増加させる。

第７の発明は、第６の発明において、前記回転機は、多相回転機であり、前記方向設定手段は、前記更新周期の前半における前記指令値の方向を前記回転機の電気角の所定角度毎に反転させることを特徴とする。

Ｎ個の固定子が中性点で連結された回転機の場合、電気角の１周期においてゼロクロスに対応する回転角度が２Ｎ個ある。このため、「３６０÷２Ｎ°」またはこれを整数で除算した角度毎に指令値の方向を反転させることで、各ゼロクロス期間において指令値の方向を適切なものとすることができる。

第８の発明は、第５〜第７のいずれかの発明において、前記方向設定手段は、前記回転機の制御量を制御するための電流の方向に基づき前記指令値の方向を定めることを特徴とする。

上記回転機の制御量を制御するための電流の方向は、デッドタイム電圧の方向を知るうえで利用可能なパラメータである。

第９の発明は、第６の発明において、前記方向設定手段は、前記高周波電流信号の大きさに基づき、前記更新周期の前半における前記指令値の方向を定めることを特徴とする。

上記発明では、高周波電流信号の大きさに基づき、更新周期の前半における高周波電圧信号の現在の符号が、実際に重畳される高周波電圧信号のベクトルノルムを減少させるものであるか否かを判断することができ、ひいては現在の符号を反転させるべきか否かを判断することができる。

第１０の発明は、第１の発明において、前記直流電圧源は、その出力電圧を可変制御するものであり、前記低減手段は、前記なす角度のゼロからのずれが大きくなると想定される状況下、前記直流電圧源の出力電圧を低下させることを特徴とする。

直流電圧源の出力電圧が低い場合、直流交流変換回路の入力電圧が低くなるため、高周波電圧信号の大きさが同一であったとしても操作信号のパルス幅の変化は大きくなる。このため、デッドタイム期間に対する上記パルス幅の変化の比を大きくすることができ、ひいてはデッドタイム誤差の影響を低減することができる。

第１１の発明は、第１の発明において、前記低減手段は、前記なす角度のゼロからのずれが大きくなると想定される状況下、前記デッドタイム期間を短縮することを特徴とする。

上記発明では、デッドタイム期間を短縮することで、高周波電圧信号に起因した操作信号のパルス幅の変化を大きくすることができ、ひいてはデッドタイム誤差の影響を低減することができる。

第１２の発明は、第１０または第１１の発明において、前記直流交流変換回路の操作信号のオン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらすことで、前記デッドタイムに起因した誤差を補償するデッドタイム補償機能をさらに有し、前記なす角度のゼロからのずれが大きくなると想定される状況下が、前記回転機の端子を流れる電流がゼロクロスする状況下であることを特徴とする。

上記発明では、デッドタイム補償機能を有することで、端子を流れる電流（相電流）にゼロクロスするものがない場合には、デッドタイムに起因した高周波電圧信号の誤差が生じることを回避することができる。

第１３の発明は、第１の発明において、前記重畳手段は、前記デッドタイム電圧を打ち消すための補正電圧を定める補正電圧算出手段と、前記指令値設定手段によって設定される前記指令値を、前記補正電圧によって補正したものに基づき前記直流交流変換回路を操作する操作手段とをさらに備え、前記推定手段は、前記補正電圧による補正のなされる前の前記指令値と前記高周波電流信号とに基づき前記回転角度を推定することを特徴とする。

上記発明では、補正電圧にて指令値を補正することで、実際に重畳される高周波電圧信号を補正前の指令値とすることができる。

第１４の発明は、突極性を有する回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子および該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを備える直流交流変換回路の操作によって前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を前記直流交流変換回路の出力電圧に重畳する重畳手段と、該重畳された高周波電圧信号に応じて前記回転機に流れる高周波電流信号の検出値に基づき前記回転機の回転角度を推定する推定手段と、を備える回転機の制御装置において、前記正極に接続するスイッチング素子と前記負極に接続するスイッチング素子とのいずれか一方および他方がそれぞれオンおよびオフとなる状態からいずれか一方および他方がそれぞれオフおよびオンとなる状態に切り替えるに際し、双方がオフ状態となるデッドタイム期間が設けられ、前記重畳手段は、前記高周波電圧信号の指令値を設定する指令値設定手段と、前記デッドタイム期間において前記直流交流変換回路によって前記回転機の端子に印加されるデッドタイム電圧に基づき、前記回転機に実際に重畳される高周波電圧信号に前記デッドタイム電圧が及ぼす影響を低減するための補正電圧を定める補正電圧算出手段と、前記指令値設定手段によって設定される前記指令値を、前記補正電圧によって補正したものに基づき前記直流交流変換回路を操作する操作手段と、を備えることを特徴とする。

上記直流交流変換回路を用いる場合、デッドタイム期間において回転機の端子に印加される電圧は、その端子に流れる電流の極性に依存する。そして、この間に回転機の端子に印加される電圧は、重畳手段によって重畳することが意図された高周波電圧信号に対して誤差となりうる。この誤差電圧が上記高周波電圧信号に占める割合は、高周波電圧信号を小さくするほど大きくなる。このため、高周波電圧信号が小さくなるほど、実際に重畳される高周波電圧信号が意図したものに対して大きな誤差を有することとなる。

そこで、上記発明では、上記補正電圧によって指令値を補正することで、実際に重畳される高周波電圧信号と指令値とのずれを低減することができ、ひいてはデッドタイム電圧が回転角度の推定に与える影響を好適に低減することができる。

第１５の発明は、第１４の発明において、前記補正電圧は、前記デッドタイム電圧を打ち消す電圧に設定され、前記推定手段は、前記補正電圧による補正のなされる前の前記指令値と前記高周波電流信号とに基づき前記回転角度を推定することを特徴とする。

上記発明では、補正電圧にて指令値を補正することで、実際に重畳される高周波電圧信号を補正前の指令値とすることができる。

第１６の発明は、突極性を有する回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子および該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを備える直流交流変換回路の操作によって前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を前記直流交流変換回路の出力電圧に重畳する重畳手段と、該重畳された高周波電圧信号に応じて前記回転機に流れる高周波電流信号の検出値に基づき前記回転機の回転角度を推定する推定手段と、を備える回転機の制御装置において、前記正極に接続するスイッチング素子と前記負極に接続するスイッチング素子とのいずれか一方および他方がそれぞれオンおよびオフとなる状態からいずれか一方および他方がそれぞれオフおよびオンとなる状態に切り替えるに際し、双方がオフ状態となるデッドタイム期間が設けられ、前記重畳手段は、前記高周波電圧信号の指令値であって且つ極性を周期的に反転させる指令値を設定する指令値設定手段と、前記デッドタイム期間に前記回転機に印加されるデッドタイム電圧に起因して実際に重畳される高周波電圧が前記指令値からずれるのを抑制すべく前記指令値の極性の反転タイミングを設定する方向設定手段とを備えることを特徴とする。

デッドタイム電圧が高周波電圧信号の指令値の方向と鈍角をなす場合には、実際に重畳される高周波電圧信号の指令値方向の成分がデッドタイム電圧によって打ち消される側となる。このため、デッドタイム電圧が高周波電圧信号の指令値の方向と鈍角をなす場合には鋭角をなす場合と比較して実際に重畳される高周波電圧信号に生じる誤差が回転角度の推定にとって障害となりやすい。上記発明では、この点に鑑み、デッドタイム電圧が高周波電圧信号の指令値の方向と鈍角をなす事態を回避するように上記極性の反転タイミングを設定する。

第１７の発明は、第１４〜第１６のいずれかの発明において、前記直流交流変換回路の操作信号のオン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらすことで、前記デッドタイムに起因した誤差を補償するデッドタイム補償機能をさらに有することを特徴とする。

上記発明では、デッドタイム補償機能を有することで、端子を流れる電流（相電流）にゼロクロスするものがない場合には、デッドタイムに起因した高周波電圧信号の誤差が生じることを回避することができる。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる回転角度の推定処理を示すブロック図。 同実施形態にかかるＰＷＭ処理を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるデッドタイム補償処理を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる高周波電圧信号に生じる誤差を説明するタイムチャート。 同実施形態にかかる高周波電圧信号に生じる誤差を示すベクトル図。 高周波電圧の大小と回転角度の推定精度との関係を示すタイムチャート。 上記実施形態にかかる高周波電圧指令信号の設定を示す図。 同実施形態の効果を示す図。 上記第１の実施形態の問題点を示す図。 上記問題点の原因を説明する図。 第２の実施形態における回転角度の推定精度の低下の抑制原理を示す図。 同実施形態にかかる回転角度の推定処理を示すブロック図。 同実施形態の効果を示す図。 第３の実施形態にかかる回転角度の推定処理を示すブロック図。 第４の実施形態にかかる回転角度の推定処理を示すブロック図。 第５の実施形態にかかる高周波電圧指令信号の設定処理の手順を示す流れ図。 第６の実施形態にかかる回転角度の推定処理を示すブロック図。 同実施形態にかかる補正電圧の算出手法を示す図。 第７の実施形態にかかる回転角度の推定精度の低下の抑制処理の手順を示す流れ図。 第８の実施形態にかかる回転角度の推定精度の低下の抑制処理の手順を示す流れ図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機としての回転機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるシステム構成図を示す。

モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶおよびコンバータＣＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。ここで、インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎ（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ＊ｐ，Ｄ＊ｎが逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６，１７，１８を備えている。また、インバータＩＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１９を備えている。

上記各種センサの検出値は、インターフェース１３を介して低圧システムを構成する制御装置１４に取り込まれる。制御装置１４では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶおよびコンバータＣＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎを操作する信号が、操作信号ｇ＊ｐ，ｇ＊ｎである。また、コンバータＣＶを操作する信号が、操作信号ｇｃｐ、ｇｃｎである。

図２に、制御装置１４の行う処理を示す。以下では、まず「制御量の制御」について説明した後、「回転角度の推定処理」について説明する。

「制御量の制御」
指令電流設定部２０は、要求トルクＴｒに基づき、回転２相座標系の電流の指令値であるｄ軸上の指令電流ｉｄｒおよびｑ軸上の指令電流ｉｑｒを設定する。一方、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２において、回転２相座標系の実電流であるｄ軸上の実電流ｉｄとｑ軸上の実電流ｉｑとに変換される。偏差算出部２４は、ｄ軸の指令電流ｉｄｒと実電流ｉｄとの差を算出し、偏差算出部２６は、ｑ軸の指令電流ｉｑｒと実電流ｉｑとの差を算出する。電流制御器２８は、ｄ軸上の実電流ｉｄを指令電流ｉｄｒにフィードバック制御するための操作量としてのｄ軸上の指令電圧ｖｄｒと、ｑ軸上の実電流ｉｑを指令電流ｉｑｒにフィードバック制御するための操作量としてのｑ軸上の指令電圧ｖｑｒとを算出する。ここでは、比例要素の出力と積分要素の出力とを加算することで上記算出を行う。

３相変換部３０では、回転２相座標系の指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒを、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒに変換して且つ、これを電源電圧ＶＤＣによって規格化することでデューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを算出する。デッドタイム補償部３４では、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗのそれぞれを、該当する相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づきフィードフォワード補正するためのデッドタイム補正量Δｖｕ，Δｖｖ，Δｖｗを算出する。そして、補正部３６，３８，４０のそれぞれでは、デッドタイム補正量Δｖｕ，Δｖｖ，Δｖｗのそれぞれに基づきデューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗのそれぞれを補正する。操作信号生成部３２では、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗとキャリアとの大小比較に基づくＰＷＭ処理によって、操作信号ｇ＊＃を生成する。

図３に、操作信号生成部３２による処理の詳細を示す。本実施形態では、漸増速度と漸減速度とが同一であって且つ漸増期間と漸減期間とが同一となる三角波形状のキャリアＣＳと各相のデューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗとの大小比較に基づき、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを生成する。そして、ＰＷＭ信号ｇ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）に基づき、上側アームの操作信号ｇ＊ｐと下側アームの操作信号ｇ＊ｎとを生成する。この際、デッドタイム生成処理を行うことで、操作信号ｇ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）は、その立上りタイミングがＰＷＭ信号ｇ＊に対してデッドタイムＤＴだけ遅延したものとなる。なお、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ（指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒ）の更新周期は、キャリアＣＳの更新周期と一致させる。より詳しくは、本実施形態では、キャリアＣＳがピークとなるタイミングにおいてデューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを更新する。

図４に、デッドタイム補償部３４の処理の詳細を示す。

図４（ａ）に示すように、相電流ｉ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）が正である場合、デッドタイム期間の間、下側アームのダイオードＤ＊ｎを介して電流が流れるため、操作信号ｇ＊ｐのオン期間は、ＰＷＭ信号ｇ＊のオン期間と比較してデッドタイムＤＴだけ短くなり、且つその立上りエッジはデッドタイムＤＴだけ遅延する。このため、デッドタイム補償部３４では、デューティ信号Ｄ＊をデッドタイム補正量Δｖ＊によって増加補正することで、ＰＷＭ信号ｇ＊の立上りエッジおよび立ち下がりエッジの双方をデッドタイムＤＴの「１／２」ずつ補正する。これにより、操作信号ｇ＊ｐのオン期間を、補正前のＰＷＭ信号ｇ＊のオン期間と一致させることができ、また立上りエッジの遅延量を半減させることもできる。

図４（ｂ）に示すように、相電流ｉ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）が負である場合、デッドタイム期間の間、上側アームのダイオードＤ＊ｐを介して電流が流れるため、操作信号ｇ＊ｐのオン期間は、ＰＷＭ信号ｇ＊のオン期間と比較してデッドタイムＤＴだけ長くなる。このため、デッドタイム補償部３４では、デューティ信号Ｄ＊をデッドタイム補正量Δｖ＊によって減少補正することで、ＰＷＭ信号ｇ＊の立上りエッジおよび立ち下がりエッジの双方をデッドタイムＤＴの「１／２」ずつ補正する。これにより、操作信号ｇ＊ｐのオン期間を、補正前のＰＷＭ信号ｇ＊のオン期間と一致させることができる。ただし、この際、操作信号ｇ＊ｐの立上りエッジは、補正前のＰＷＭ信号ｇ＊の立上りエッジに対してデッドタイムＤＴの「１／２」だけ遅延する。

図４（ｃ）に示すように、ＰＷＭ信号ｇ＊の立上りから立下りまでの期間において相電流ｉ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）が負から正に反転する場合、立上りに対応するデッドタイム期間の間、上側アームのダイオードＤ＊ｐを介して電流が流れ、立下りに対応するデッドタイム期間の間、下側アームのダイオードＤ＊ｎを介して電流が流れる。このため、操作信号ｇ＊ｐのオン期間は、ＰＷＭ信号ｇ＊のオン期間に一致する。したがって、この場合には、デッドタイム補正量Δｖ＊をゼロとする。

「回転角度の推定処理」
先の図２に示す高周波電圧信号設定部５０では、高周波電圧指令信号Ｖｈｒ＝（ｖｄｈｒ，ｖｑｈｒ）を設定する。ここで、本実施形態では、ｖｑｈｒ＝０として且つ、ｖｄｈｒを、ＰＷＭ処理の半周期毎にその極性を反転させる信号とする。重畳部５２では、電流制御器２８の出力するｄ軸の指令電圧ｖｄｒを、高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒで補正して３相変換部３０に出力する。

一方、ハイパスフィルタ５８は、実電流ｉｄ，ｉｑから高調波成分（高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈ）を抽出する。ここで、高周波成分とは、基本波成分よりも周波数の高い成分のことである。特に、ここでは、高周波電圧指令信号Ｖｈｒと同一の周波数成分を抽出する。このハイパスフィルタ５８としては、たとえば実電流ｉｄ，ｉｑについてのＰＷＭ信号の半周期前後の値の差を出力する手段とすればよい。

外積演算部６０では、高周波電圧指令信号Ｖｈｒと、高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈとの外積値を算出する。この外積値は、高周波電圧信号と高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈとのベクトル同士のなす角度と相関を有するものであり、ひいてはモータジェネレータ１０の回転角度と相関を有するパラメータ（角度相関量）である。特に本実施形態では、回転角度θの誤差と相関を有する誤差相関量である。この誤差相関量としての外積値は、速度算出部６６に入力される。速度算出部６６では、上記外積値を入力とする比例要素および積分要素の和として電気角速度ωを算出する。そして、角度算出部６８では、電気角速度ωの時間積分値として回転角度θを算出する。これにより、回転角度θは、外積値をその目標値であるゼロにフィードバック制御するための操作量となる。

上記外積値の目標値がゼロであるのは、モータジェネレータ１０がＩＰＭＳＭであるため、ｄ軸のインダクタンスＬｄがｑ軸のインダクタンスＬｑよりも小さいためである。すなわちこの場合、インバータＩＶの出力電圧として、制御量の制御のための電圧にｄ軸方向の高周波電圧が重畳されるなら、高周波電流信号もｄ軸方向となり、外積値はゼロとなる。そして、外積値がゼロでない場合には、外積値がゼロとなるように回転角度θが操作され、回転角度θは、正しい角度に一致することとなる。

ただし、高周波電圧信号を小さくしていくことで、これを重畳したことによる操作信号ｇ＊＃のオン時間やオフ時間の変化量についてのデッドタイムＤＴに対する比が小さくなる場合、実際に重畳される高周波電圧信号のデッドタイムＤＴに起因する誤差が大きくなり、ひいては回転角度θの推定精度を低下させる要因となる。こうした誤差は、上記デッドタイム補償部３４を備えることで、ＰＷＭ信号ｇ＊の立上りから立下りまでの期間において相電流ｉ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）が負から正に反転する場合以外においては回避することができる。なぜなら、先の図４に示すように、デッドタイム補償部３４による補償によって操作信号ｇ＊＃のオン期間がＰＷＭ信号ｇ＊によって規定されたものとなって且つ、位相が「ＤＴ／２」だけ遅延するため、線間電圧は、補正前のＰＷＭ信号ｇ＊によって規定されたものに一致するからである。すなわち、この場合には、キャリアＣＳの位相を「ＤＴ／２」だけ遅角させてＰＷＭ処理を行なった場合と等価となり、線間電圧に誤差を生じないのである。

ただし、ＰＷＭ信号ｇ＊の立上りから立下りまでの期間において相電流ｉ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）が負から正に反転する場合には、その相の操作信号ｇ＊ｎの位相は遅れないため、その相のみ他の相と比較して「ＤＴ／２」だけ進角したのと等価となる。このためこの場合には、線間電圧が、補正前のＰＷＭ信号ｇ＊によって規定されたものからずれることとなり、ひいては高周波電圧信号に誤差が生じる。図５に、デッドタイム補償部３４による処理の後のＰＷＭ信号ｇ＊を示す。図示される例では、Ｕ相がゼロクロス期間となっており、この場合、Ｕ相のみ電圧が「ＤＴ／２」だけ進角したのと同じ状態となる。換言すれば、キャリアＣＳの位相を「ＤＴ／２」だけ遅角させてＰＷＭ処理を行なうに際し、Ｕ相のみ電圧が「ＤＴ／２」だけ進角したのと等価となる。そしてこれにより、図中上方に一点鎖線にて示すように、高周波電圧信号（ｖｄｈ）がＰＷＭの半周期毎にそれぞれＵ軸の正および負の方向の信号に重畳されるとすると、図中下方に２点鎖線にて示すように、実際に重畳される高周波電圧信号はその振幅が増大する。なお、図５に一点鎖線にて示すものは、正確には、高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒが電源電圧ＶＤＣによって規格化されたものである。

このため、図６に示すように、相電流がゼロクロスする場合には、高周波電圧指令信号Ｖｈｒに対して実際に重畳される高周波電圧信号Ｖｈは誤差を有することとなる。そして、この誤差は、図７に示すように、高周波電圧信号を小さくするほど大きくなる。図７の右側の図は、回転角度θが正しい場合において回転角度θ（電気角）と外積値（誤差と表記）との関係を示すものである。図示されるように、高周波電圧信号を小さくすることで、外積値は、相電流のゼロクロス近傍で大きく変動し、正しい値からずれる。

そこで本実施形態では、図８に示すように、デッドタイムに起因した誤差電圧ベクトルと高周波電圧指令信号Ｖｈｒとを平行に設定する。詳しくは、制御量を制御するための主電流の指令値Ｉｒ＝（指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ）をｑ軸方向とする。これにより、ゼロクロス期間においては、ｄ軸がゼロクロスする相の電圧ベクトルと平行となるため、高周波電圧指令信号Ｖｈｒとデッドタイムに起因した誤差電圧ベクトルとを平行にすることができる。

図９に、本実施形態の効果を示す。図の右側に示される図は、回転角度θを正しく設定した場合についての回転角度θと外積値との関係を示す。図示されるように、主電流を最小電流最大トルク制御を実現するものとするなどしてｄ軸に直交する設定としない場合（主電流非直交）には、ゼロクロス近傍で誤差（外積値）が大きく変動する。これに対し、本実施形態の場合（主電流直交）には、外積値の変動を好適に抑制することができる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）デッドタイムに起因した誤差電圧の方向を有する直線と高周波電圧指令信号の方向を有する直線とを平行に設定した。これにより、高周波電圧指令信号の方向を有する直線と実際に重畳される高周波電圧信号の方向を有する直線とのなす角度をゼロとすることができる。

（２）デッドタイム補償部３４を備えた。これにより、相電流にゼロクロスするものがない場合には、デッドタイムに起因した高周波電圧信号の誤差が生じることを回避することができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１０に、上記第１の実施形態において、回転角度θの誤差Δθを「−Δ°：Δ＞０」，「０°」，「＋Δ°」のそれぞれとした場合の誤差（外積値）と真の回転角度（電気角と表記）との関係を示す。図示されるように、誤差Δθを有する場合には、主電流を高周波電圧信号に直交させたとしてもゼロクロス近傍で外積値が大きく変動することがある。これは、デッドタイムに起因した誤差電圧と高周波電圧指令信号とが逆方向となる場合に生じるものである。すなわち、図１１（ｂ）に示す例では、デッドタイムに起因した誤差電圧と高周波電圧指令信号とが同方向であるため、実際に重畳される高周波電圧信号は高周波電圧指令信号よりも振幅値が大きくなるに過ぎない。これに対し、図１１（ｃ）に示す例では、デッドタイムに起因した誤差電圧と高周波電圧指令信号とが逆方向となるため、実際に重畳される高周波電圧信号は、高周波電圧指令信号よりも振幅値が小さくなる。そして、特にこの振幅の縮小量が大きくなる場合、実際に重畳される高周波指令信号は高周波電圧指令信号とは逆方向の電圧信号となる。これが外積値が大きく変動する理由である。ちなみに、誤差Δθを有する場合に主電流を高周波電圧信号に直交させてもゼロクロス近傍で外積値が大きく変動し正しい値からずれるのは、高周波電圧指令信号を重畳しようとする方向がｄ軸からずれるため、ｄ軸成分がデッドタイムに起因した誤差電圧よりも小さくなりやすいためである。

そこで本実施形態では、図１２に示すように、モータジェネレータ１０の固定子によって規定される電圧ベクトルによって区画される６つの領域Ａ〜Ｆを主電流Ｉ（ｉｄ，ｉｑ）が移動するに際し、高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒがＰＷＭ処理の周期Ｔｃの前半において正となるか負となるかを交互に切り替える。これは、主電流Ｉの方向が回転することで、ｄ軸の正方向および各相の正方向が一致する現象とｄ軸の正方向および各相の負方向が一致する現象との双方の現象が生じることに鑑みたものである。すなわち、ｄ軸の正方向が特定の相の正方向となる場合には、高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒをＰＷＭ処理の周期Ｔｃの前半において正とすることで、先の図１１（ｂ）に示したケースとなる。これに対し、ｄ軸の正方向が特定の相の負方向となる場合には、高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒをＰＷＭ処理の周期Ｔｃの前半において正とすることで、先の図１１（ｃ）に示したケースとなる。このため、この場合には、高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒをＰＷＭ処理の周期Ｔｃの前半において負とすることで、先の図１１（ｂ）に示したケースとする。

図１３に、本実施形態にかかる制御装置１４の処理に関するブロック図を示す。なお、図１３において、先の図２に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、高周波電圧信号設定部５０が、実電流ｉｄ，ｉｑを取り込むことで、高周波電圧指令信号のｄ軸成分の極性を設定する。

図１４に、本実施形態の効果を示す。図示されるように、本実施形態の場合（直交＋６０°切替）には、回転角度θが誤差Δθを有した場合であっても、外積値の変動を好適に抑制することができる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１），（２）の効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。

（３）デッドタイムに起因した誤差電圧のベクトルの方向と高周波電圧指令信号のベクトルの方向とが一致するように高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒの極性を切り替えた。これにより、高周波電圧指令信号がデッドタイムに起因した誤差電圧によって打ち消される事態を好適に回避することができる。

（４）高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒの極性を、電気角の６０°毎に反転させた。これにより、ゼロクロス期間となるに先立って適切な極性とすることが容易となる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１５に、本実施形態にかかる制御装置１４の処理に関するブロック図を示す。なお、図１５において、先の図２に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態にかかる高周波電圧信号設定部５０では、高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈに基づき、これらのベクトルノルムが規定値以下となる場合に、高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒの極性を切り替える。これは、高周波指令電圧信号の意図する方向を有する直線と固定子の方向を有する直線とが平行となる期間よりも相電流のゼロクロス期間が長い場合に有効な処理である。

すなわち、高周波指令電圧信号の意図する方向を有する直線と固定子の方向を有する直線とが平行となる前にゼロクロス期間となることでデッドタイムに起因した誤差電圧が生じると、デッドタイムに起因した誤差電圧のうちの高周波指令電圧信号の成分は、上記一対の直線が平行であるときよりの小さくなる。このためこの場合には、高周波電圧指令信号の極性が先の第２の実施形態において規定されるものとは逆であったとしても、一対の直線が平行である場合ほどには高周波指令電圧信号がデッドタイムに起因した誤差電圧によって打ち消されない。ただし、この場合には、高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈのベクトルノルムが小さくなると考えられる。したがって、高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈのベクトルノルムが小さくなることで、高周波電圧指令信号の極性が先の第２の実施形態において規定されるものとは逆であることを把握することができる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１），（２）の効果や先の第２の実施形態の上記（３）の効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。

（５）高周波電流信号ｉｄｈ，ｉｑｈのベクトルノルムに基づき、デューティ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗの更新周期の前半における高周波電圧指令信号のベクトルの方向を定めた。これにより、ベクトルの方向を反転させるべきか否かを適切に判断することができる。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１６に、本実施形態にかかる制御装置１４の処理に関するブロック図を示す。なお、図１６において、先の図２に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、最小電流最大トルク制御を行うように指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを設定する。そして、高周波電圧指令信号（ｖｄｈｒ、ｖｑｈｒ）については、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに直交させる。この場合、回転角度θに誤差が無くても外積値はゼロとはならない。そこで、本実施形態では、目標値設定部７０を備え、外積値が目標値設定部７０によって設定される目標値となるように回転角度θを操作する。ここで、目標値設定部７０では、高周波電圧指令電信号（ｖｄｈｒ、ｖｑｈｒ）を入力として目標値を設定する。なお、本実施形態では、高周波電圧指令信号のｑ軸成分ｖｑｈｒがゼロではないため、３相変換部３０に入力されるｑ軸の電圧は、重畳部５３において、電流制御器２８の出力するｑ軸の指令電圧ｖｑｒが上記ｑ軸成分ｖｑｈｒによって補正されたものとなる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１），（２）の効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。

（６）高周波電圧指令電信号（ｖｄｈｒ、ｖｑｈｒ）を、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを基準としてこれに直交するように設定した。これにより、モータジェネレータ１０の制御量の制御からの要求事項にしたがって指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを設定することができる。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第４の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１７に、本実施形態にかかる高周波電圧指令電信号（ｖｄｈｒ、ｖｑｈｒ）の設定処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４によって、たとえば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、ゼロクロス領域であるか否かを判断する。そしてゼロクロス領域であると判断される場合、ステップＳ１２において、高周波電圧指令電信号（ｖｄｈｒ、ｖｑｈｒ）を指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに直交するように設定する一方、ゼロクロス領域でないと判断される場合には、ステップＳ１４において、高周波電圧指令信号のｑ軸成分ｖｑｈｒをゼロとする。この処理は、ゼロクロス領域以外においては、デッドタイムに起因した誤差が生じないことに鑑みたものである。

なお、上記ステップＳ１２，Ｓ１４の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第４の実施形態の上記効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。

（７）相電流がゼロクロスする期間において、高周波電圧指令信号の方向を変更してモータジェネレータ１０の制御量を制御するための電流の方向に直交させた。これにより、ゼロクロス期間以外においては、ｄ軸方向に高周波電圧指令信号を設定することができる。
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１８に、本実施形態にかかる制御装置１４の処理に関するブロック図を示す。なお、図１８において、先の図２に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、デッドタイムに起因した誤差電圧を打ち消すように高周波電圧信号設定部５０によって設定される高周波電圧指令信号を補正し、これに基づきインバータＩＶを操作する。すなわち、誤差電圧算出部７２では、電源電圧ＶＤＣと、回転角度θと、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとに基づき、誤差電圧を算出する。ここで、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ゼロクロス期間を検出するためのものである。ここで、算出される誤差電圧は、図１９に示すものとなる。すなわちたとえば、Ｕ相のゼロクロス期間において、操作信号ｇｕｐのオン期間の立上りが他の相との関係で「ＤＴ／２」だけ進角側にずれた場合には、インバータＩＶの出力電圧のＵ相成分は、「０Ｖ」から「ＶＤＣ」に変化したこととなる。このため、誤差電圧は、｛α・ＶＤＣ・√（２／３）｝・（−ｃｏｓθ，ｓｉｎθ）となる。ここで、比αは、「ＤＴ／Ｔｃ」である。

そして、誤差補正部７４，７６では、高周波電圧信号設定部５０によって設定された高周波電圧指令信号（ｖｄｈｒ，ｖｑｈｒ）から、誤差電圧算出部７２において算出された誤差電圧を減算する。そして、重畳部５２，５３では、誤差補正部７４，７６の出力によって指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒを補正して３相変換部３０に出力する。なお、外積演算部６０には、誤差補正部７４，７６による補正前の高周波電圧指令信号が入力される。これは、誤差補正部７４，７６が、インバータＩＶの出力電圧に含まれる実際の高周波電圧信号を高周波電圧指令信号とするための補正を行うものであることによる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（２）の効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。

（８）デッドタイムに起因した誤差電圧を打ち消すための補正電圧によって高周波電圧指令信号を補正したものに基づき、インバータＩＶを操作した。これにより、実際に重畳される高周波電圧信号を高周波電圧指令信号に開ループ制御するに際し、デッドタイムに起因した誤差電圧をフィードフォワード補償することができる。
＜第７の実施形態＞
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図２０に、本実施形態にかかる回転角度の推定精度低下の抑制処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４によって、たとえば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、ゼロクロス領域であるか否かを判断する。そしてゼロクロス領域であると判断される場合、ステップＳ２２において、コンバータＣＶの出力電圧を低下させる。この処理は、デッドタイムに起因した誤差電圧に対する高周波電圧指令信号の実効値を拡大するためのものである。すなわち、コンバータＣＶの出力電圧（インバータＩＶの入力電圧）を低下させることで、高周波電圧指令信号のベクトルノルムが同一であったとしても、電源電圧ＶＤＣによって規格化された高周波電圧指令信号が大きくなる。このため、指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒに高周波電圧指令信号を重畳することによるＰＷＭ信号ｇ＊のパルス幅の変化量が大きくなり、ひいてはデッドタイムに起因した誤差電圧による影響を希釈することができる。

なお、上記ステップＳ２２の処理が完了する場合や、ステップＳ２０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。
＜第８の実施形態＞
以下、第８の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図２１に、本実施形態にかかる回転角度の推定精度低下の抑制処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４によって、たとえば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、ゼロクロス領域であるか否かを判断する。そしてゼロクロス領域であると判断される場合、ステップＳ３２において、デッドタイム期間を短縮する処理を行う。この処理は、デッドタイムに起因した誤差電圧に対する高周波電圧指令信号の実効値の比を拡大するためのものである。

なお、上記ステップＳ３２の処理が完了する場合や、ステップＳ３０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「平行設定手段について」
デッドタイム補償部３４を利用しつつ制御量を制御する際に適用されるものに限らない。ただし、デッドタイム補償部３４を利用しない場合には、先の図４からもわかるように、デッドタイム誤差電圧がゼロクロス期間以外にも生じえ、しかも３相のそれぞれの電流の極性に応じて変化するものとなる。このため、都度のデッドタイム電圧のベクトルの方向に基づき、高周波電圧指令信号（ｖｄｈｒ，ｖｑｈｒ）を設定する。なお、都度のデッドタイム電圧は、先の図１９に示す関係を利用することで算出することができる。

なお、たとえば上記第１の実施形態等において、要求トルクＴｒがゼロである場合、指令電流ｉｑｒ＝０にできるため、高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒをゼロとしてもよい。

「方向設定手段について」
上記第２の実施形態において、高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒの極性を６０°毎に反転させる代わりに、３０°毎に反転させたり１５°毎に反転させたりする等、「６０°／ｎ；ｎ＝２，３，…」毎に反転させてもよい。ただし、ここでの整数ｎは、極性を維持する領域が相電流のゼロクロス領域よりも広い領域となるように設定する。

制御量の制御用の電流（主電流Ｉ）の固定座標系における方向に基づきＰＷＭ周期Ｔｃの前半における高周波電圧指令信号（ｖｄｈｒ，ｖｑｈｒ）の符号を定めるものとしては、上記第２の実施形態に例示したものに限らない。たとえばＰＷＭ周期Ｔｃの前半における高周波電圧指令信号のｄ軸成分（ｖｄｈｒ）の符号を原則的に正として且つ、主電流Ｉの方向に基づき相電流のゼロクロス期間と判断される場合に限って、適宜符号を反転させるものであってもよい。

たとえば、高周波電圧指令信号（ｖｄｈｒ，ｖｑｈｒ）を、ＰＷＭ周期Ｔｃの間にゼロおよび特定の符号を有する値を繰り返す場合には、特定の符号を特定するものとすればよい。

なお、ＰＷＭ周期Ｔｃの前半における高周波電圧指令信号（ｖｄｈｒ，ｖｑｈｒ）の符号を定めるうえで参照するパラメータとしては、主電流Ｉ（検出値）に限らず、指令値（Ｉｒ）であってもよい。また、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒの位相情報と回転角度θとであってもよい。

ちなみに、方向設定手段は、平行設定手段とは独立に設けることもできる。すなわちたとえば、上記第２の実施形態において、主電流の指令値Ｉｒを最大トルク最小電流制御を実現するためのもの（ｉｄｒ＜０）として且つ高周波電圧指令信号をｄ軸に平行とする場合に、上記第２の実施形態の要領で極性を反転してもよい。この場合であっても、高周波電圧指令信号とデッドタイム電圧とが鈍角をなす場合の方が鋭角をなす場合と比較して実際に重畳される高周波電圧信号のうちの高周波電圧指令信号と同一の成分が小さくなることに鑑み、極性反転によって鈍角となる事態を解消することは有効である。

「補正電圧算出手段について」
補正電圧としては、デッドタイム誤差電圧と同じ大きさであって且つ方向が逆となるものに限らない。たとえば、方向が逆であるなら、大きさがデッドタイム誤差電圧と一致しなくてもデッドタイム誤差電圧の影響を低減することはできる。

さらに、補正電圧しては、デッドタイム誤差電圧と方向が逆となるものにも限らない。たとえば高周波電圧指令信号（ｖｄｈｒ，ｖｑｈｒ）と同一の方向を有するものであってもよい。この場合であっても、デッドタイム誤差電圧の影響を低減することはできる。ただし、この場合、高周波電圧指令信号（ｖｄｈｒ，ｖｑｈｒ）を補正電圧によって補正したものに基づき、回転角度を推定することが望ましい。

さらに、高周波電圧指令信号のベクトルノルムを変えることなく、周期的に変化する極性を反転させる補正電圧を算出してもよい。この場合であっても、高周波電圧指令信号とデッドタイム電圧とが鈍角をなす場合の方が鋭角をなす場合と比較して実際に重畳される高周波電圧信号のうちの高周波電圧指令信号と同一の成分が小さくなることに鑑み、極性反転によって鈍角となる事態を解消することは有効である。

デッドタイム補償部３４を利用しつつ制御量を制御する際に適用されるものに限らない。ただし、デッドタイム補償部３４を利用しない場合には、先の図４からもわかるように、デッドタイム誤差電圧がゼロクロス期間以外にも生じえ、しかも３相のそれぞれの電流の極性に応じて変化するものとなる。このため、都度のデッドタイム電圧に基づき、誤差電圧を算出する。なお、都度のデッドタイム電圧は、先の図１９に示す関係を利用することで算出することができる。

「推定手段について」
高周波電圧指令信号と高周波電流信号の検出値との外積値に基づき角度相関量を算出するものに限らない。たとえば特開２００８−２２０２８９号公報に記載されているように、高周波電圧指令信号をｄ軸方向の電圧およびｑ軸方向の電圧のそれぞれとした場合の各高周波電流信号のベクトルノルム同士の積であってもよい。

角度相関量をその目標値にフィードバック制御すべく回転角度θを操作する手段としては、角度相関量をその目標値に制御すべくまず第１に電気角速度ωを操作するものに限らず、回転角度θを直接操作してもよい。

「デッドタイム補償機能について」
デッドタイム補償手段としては、相電流の極性に基づき指令電圧（Ｄｕｔｙ信号）をフィードフォワード補正するものに限らない。たとえば、インバータの各相の出力電圧の検出値を指令値にフィードバック制御するものであってもよい。この場合であっても、オン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらすような補正を行うなら、ゼロクロス期間以外において高周波電圧信号に誤差が生じることを好適に回避することができる。

また、デッドタイムに起因した線間平均電圧の誤差を直接の制御量としてこれをゼロに制御するデッドタイム補償手段を備えなくても、たとえば先の図２に示した電流フィードバック制御によっても、相電流がゼロクロスするものがない場合には、デッドタイムに起因する線間電圧のずれは完全に補償される。このため、この場合であっても、フィードバック制御が追従するまでの期間を除けば、ゼロクロスするものがある場合に限って実際に重畳する高周波電圧に誤差が生じることとなる。ちなみに、ゼロクロスする相がある場合、その相におけるデッドタイムに起因する誤差は、先の図５の記載からもわかるように、高周波成分を有するもののＰＷＭ処理の１周期Ｔｃにおける平均電圧の誤差としては寄与しない。このため、フィードバック制御によるデッドタイム補償機能によってもゼロクロス期間においては高周波電圧信号に誤差が生じる。

なお、必ずしもデッドタイム補償機能を備えるものに限らないことについては、「平行設定手段について」の欄等に記載したとおりである。

「キャリアＣＳについて」
キャリアＣＳが谷となるタイミングを、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの更新タイミングとしてもよい。ただし、この場合、先の第２の実施形態に示した手法を適用するに際しては、高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒの極性を先の図１２に示したものとは逆とする。

キャリアＣＳとしては、三角波に限らず、漸増速度および漸減速度が互いに等しくて且つ漸増期間および漸減期間が互いに等しい設定とすることで、漸増期間と漸減期間とが対称性を有するものであればよい。この場合、デッドタイム補償機能によって、操作信号のオン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらす補正がなされる設定とすることが容易となる。

もっとも、これに限らず、たとえば鋸波であってもよい。この場合、制御量をフィードバック制御したとしても、ゼロクロス期間以外においても高周波電圧信号にデッドタイムに起因した誤差が生じうるため、上述した要領でデッドタイムによる誤差の影響を回避または低減することが望ましい。

「回転機について」
回転機としては、互いに中性点で連結された３つの固定子を有する３相回転機に限らず、たとえば互いに中性点で連結された５つの固定子を有する５相回転機であってもよい。ただし、この場合、先の第２の実施形態に示した手法を適用するに際しては、高周波電圧指令信号のｄ軸成分ｖｄｈｒの極性を、「（３６０°÷５）／ｎ＝７２／ｎ°：ｎ＝１，２，３…」毎に反転させることが望ましい。

「そのほか」
・モータジェネレータ１０の最終的な制御量としては、トルクに限らず、例えば回転速度等であってもよい。また、電流ベクトル制御を行うものにも限らず、例えばトルクフィードバック制御を行うものであってもよい。この際、制御量の制御のための操作量として指令電圧を設定し、対称性を有するキャリアと指令電圧との大小比較に基づき操作信号を設定するものであるなら、制御量のフィードバック制御によってデッドタイム補償機能をもたせることができる。

・構造上、突極性を有する回転機としては、上記モータジェネレータ１０に限らない。例えば同期リラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）でもよい。

・回転機としては、車載主機に限らない。例えば車載パワーステアリングに搭載される電動機であってもよい。

１０…モータジェネレータ、１４…制御装置、５０…高周波電圧信号設定部、６０…外積演算部。

Claims (17)

1. 突極性を有する回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子および該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを備える直流交流変換回路の操作によって前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を前記直流交流変換回路の出力電圧に重畳する重畳手段と、該重畳された高周波電圧信号に応じて前記回転機に流れる高周波電流信号の検出値に基づき前記回転機の回転角度を推定する推定手段と、を備える回転機の制御装置において、
   前記正極に接続するスイッチング素子と前記負極に接続するスイッチング素子とのいずれか一方および他方がそれぞれオンおよびオフとなる状態からいずれか一方および他方がそれぞれオフおよびオンとなる状態に切り替えるに際し、双方がオフ状態となるデッドタイム期間が設けられ、
   前記重畳手段は、前記高周波電圧信号の指令値を設定する指令値設定手段を備え、
   前記指令値のベクトルノルムを所与とした場合に、前記指令値設定手段によって設定される指令値の方向を有する直線と実際に重畳される高周波電圧信号の方向を有する直線とが、前記デッドタイム期間において前記直流交流変換回路によって前記回転機の端子に印加されるデッドタイム電圧により前記回転機の端子を流れる電流がゼロクロスする期間に発生するデッドタイムに起因した誤差電圧によって、平行から乖離することを低減すべく、前記直流交流変換回路および前記直流電圧源の少なくとも一方を操作する低減手段を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記低減手段は、前記指令値設定手段に、前記デッドタイムに起因した誤差電圧の方向を有する直線と前記指令値の方向を有する直線とが平行となるように前記指令値を設定させる平行設定手段を備えることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記直流交流変換回路の操作信号のオン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらすことで、前記デッドタイムに起因した誤差を補償するデッドタイム補償機能をさらに有し、
   前記平行設定手段は、前記回転機の制御量を制御するための電流の方向に直交するように前記指令値の方向を設定させることを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。
4. 前記平行設定手段は、前記回転機の端子を流れる電流がゼロクロスする期間を含む所定期間となることで、前記回転機の制御量を制御するための電流の方向に直交するように前記指令値の方向を切り替えることを特徴とする請求項３記載の回転機の制御装置。
5. 前記平行設定手段は、前記デッドタイムに起因した誤差電圧のベクトルの方向と前記指令値の方向とが一致するように前記指令値の方向を定める方向設定手段を備えることを特徴とする請求項２〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
6. 前記直流交流変換回路の操作信号のオン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらすことで、前記デッドタイムに起因した誤差を補償するデッドタイム補償機能をさらに有し、
   前記指令値設定手段は、前記回転機の制御量を制御するために前記回転機の端子に印加する電圧の指令値についての更新周期の間に、前記指令値の方向を互いに逆方向となる２つの方向のそれぞれに１度ずつ設定するものであり、
   前記方向設定手段は、前記更新周期の前半における前記指令値の方向を定めることを特徴とする請求項５記載の回転機の制御装置。
7. 前記回転機は、多相回転機であり、
   前記方向設定手段は、前記更新周期の前半における前記指令値の方向を前記回転機の電気角の所定角度毎に反転させることを特徴とする請求項６記載の回転機の制御装置。
8. 前記方向設定手段は、前記回転機の制御量を制御するための電流の方向に基づき前記指令値の方向を定めることを特徴とする請求項５〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
9. 前記方向設定手段は、前記高周波電流信号の大きさに基づき、前記更新周期の前半における前記指令値の方向を定めることを特徴とする請求項６記載の回転機の制御装置。
10. 前記直流電圧源は、その出力電圧を可変制御するものであり、
    前記低減手段は、前記指令値設定手段によって設定される指令値の方向を有する直線と実際に重畳される高周波電圧信号の方向を有する直線との平行からの乖離が大きくなると想定される状況下、前記直流電圧源の出力電圧を低下させることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
11. 前記低減手段は、前記指令値設定手段によって設定される指令値の方向を有する直線と実際に重畳される高周波電圧信号の方向を有する直線との平行からの乖離が大きくなると想定される状況下、前記デッドタイム期間を短縮することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
12. 前記直流交流変換回路の操作信号のオン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらすことで、前記デッドタイムに起因した誤差を補償するデッドタイム補償機能をさらに有し、
    前記指令値設定手段によって設定される指令値の方向を有する直線と実際に重畳される高周波電圧信号の方向を有する直線との平行からの乖離が大きくなると想定される状況下が、前記回転機の端子を流れる電流がゼロクロスする状況下であることを特徴とする請求項１０または１１記載の回転機の制御装置。
13. 前記重畳手段は、前記デッドタイムに起因した誤差電圧を打ち消すための補正電圧を定める補正電圧算出手段と、前記指令値設定手段によって設定される前記指令値を、前記補正電圧によって補正したものに基づき前記直流交流変換回路を操作する操作手段とをさらに備え、
    前記推定手段は、前記補正電圧による補正のなされる前の前記指令値と前記高周波電流信号とに基づき前記回転角度を推定することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
14. 突極性を有する回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子および該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを備える直流交流変換回路の操作によって前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を前記直流交流変換回路の出力電圧に重畳する重畳手段と、該重畳された高周波電圧信号に応じて前記回転機に流れる高周波電流信号の検出値に基づき前記回転機の回転角度を推定する推定手段と、を備える回転機の制御装置において、
    前記正極に接続するスイッチング素子と前記負極に接続するスイッチング素子とのいずれか一方および他方がそれぞれオンおよびオフとなる状態からいずれか一方および他方がそれぞれオフおよびオンとなる状態に切り替えるに際し、双方がオフ状態となるデッドタイム期間が設けられ、
    前記重畳手段は、
    前記高周波電圧信号の指令値を設定する指令値設定手段と、
    前記デッドタイム期間において前記直流交流変換回路によって前記回転機の端子に印加されるデッドタイム電圧により前記回転機の端子を流れる電流がゼロクロスする期間に発生するデッドタイムに起因した誤差電圧に基づき、前記回転機に実際に重畳される高周波電圧信号に前記デッドタイムに起因した誤差電圧が及ぼす影響を低減するための補正電圧を定める補正電圧算出手段と、
    前記指令値設定手段によって設定される前記指令値を、前記補正電圧によって補正したものに基づき前記直流交流変換回路を操作する操作手段と、
    を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
15. 前記補正電圧は、前記デッドタイムに起因した誤差電圧を打ち消す電圧に設定され、
    前記推定手段は、前記補正電圧による補正のなされる前の前記指令値と前記高周波電流信号とに基づき前記回転角度を推定することを特徴とする請求項１４記載の回転機の制御装置。
16. 突極性を有する回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子および該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを備える直流交流変換回路の操作によって前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を前記直流交流変換回路の出力電圧に重畳する重畳手段と、該重畳された高周波電圧信号に応じて前記回転機に流れる高周波電流信号の検出値に基づき前記回転機の回転角度を推定する推定手段と、を備える回転機の制御装置において、
    前記正極に接続するスイッチング素子と前記負極に接続するスイッチング素子とのいずれか一方および他方がそれぞれオンおよびオフとなる状態からいずれか一方および他方がそれぞれオフおよびオンとなる状態に切り替えるに際し、双方がオフ状態となるデッドタイム期間が設けられ、
    前記重畳手段は、
    前記高周波電圧信号の指令値であって且つ極性を周期的に反転させる指令値を設定する指令値設定手段と、
    前記デッドタイム期間に前記回転機に印加されるデッドタイム電圧により前記回転機の端子を流れる電流がゼロクロスする期間に発生するデッドタイムに起因した誤差電圧によって実際に重畳される高周波電圧が前記指令値からずれるのを抑制すべく前記指令値の極性の反転タイミングを設定する方向設定手段とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。
17. 前記直流交流変換回路の操作信号のオン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらすことで、前記デッドタイムに起因した誤差を補償するデッドタイム補償機能をさらに有することを特徴とする請求項１４〜１６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

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