JP5276586B2 - ブラシレスモータ - Google Patents

Description

本発明は、ブラシレスモータに係り、例えば、ロータの磁極の位置を検出する磁極センサを備えていないセンサレスブラシレスモータに関する。

ＤＣ（直流）モータからブラシと整流子を取り除き電子的な整流機構を備えたブラシレスモータには、２極の永久磁石を備えたロータと、その周りにロータを回転させる磁界を発生するＵ相、Ｖ相、Ｗ相のモータ巻線とを備えたものがある。
また、ブラシレスモータには、ロータの磁極の位置を検出する磁極センサを備えていないセンサレスブラシレスモータがある。
センサレスブラシレスモータでは、３つのモータ巻線のうち２つのモータ巻線にモータ駆動用の電流を通電してロータを回転させる。すると、ロータの回転により残りの１つのモータ巻線に誘導起電力が生じる。そして、この生じた誘導起電力の値からロータの磁極位置を検出し、この磁極位置に基づいてモータ巻線の電流（駆動電圧ベクトル）の切り替え制御を行う。

このようなブラシレスモータの回転数を安定化させる制御技法の一つにＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）制御法がある。
ＰＬＬ制御法とは、基準とする回転数に対応した周波数の位相と、比較対象の周波数の位相とを一致させる制御法である。
ＰＬＬ制御法は、回転数の安定度が高い制御法であり、高精度の速度制御が要求される、例えば、ターボ分子ポンプ等の真空ポンプやスピンドルなどに組み込まれるモータにおいても多く用いられている。

ＰＬＬ制御法によるモータの速度制御は、比較対象となる入力信号の周波数が少なくとも２０Ｈｚ（ヘルツ）程度必要となる。
即ち、例えばロータが１回転するごとに１パルスが入力信号として発生する構成の制御回路では、ロータが毎秒２０回程度回転しなければ、ＰＬＬ回路をロックする（動作させる）ことができない。
そのため、ロータの回転数がＰＬＬ回路をロックできる回転数に上昇するまでは、モータ巻線への通電制御をオープンループで行う。つまり、モータの起動時には、なんらフィードバックをかけずに、ロータの駆動電圧ベクトルの切り替え制御を行う。
例えば、最初は駆動電圧ベクトルをＤＣ（直流）に近い低周波数（低速）で切り替え、徐々に切り替え速度を速めながら、これにロータを吸引追随させることによって、ＰＬＬ回路をロックできる回転数にまでロータの回転数を加速する。

上述したように、ロータの回転数がＰＬＬ回路をロックできる回転数に上昇するまでの期間（起動期間）はオープンループで駆動制御が行われていたため、駆動電圧ベクトルの切り替え速度を急激に上昇したり、ロータの負荷が急激に変化したりすると、ロータがモータ巻線の作る磁界に追従できずに脱調し、起動に失敗するおそれがあった。
また、起動期間に停電等が発生し再起動が必要になった場合、センサレスブラシレスモータでは、磁極の位置が検出できないため、一旦直流制動して停止させた後に再起動する必要があった。

従来、モータの起動期間における制御の安定性を図り、起動期間を短縮させる技術が下記の特許文献に提案されている。
特開２００２−１７６７９３公報

特許文献１には、センサレスブラシレスモータにおいて、無通電相であるＵ相のモータ巻線に生じる誘導起電力に基づいてロータの磁極位置を検出し、検出した磁極位置に応じてＶ相→Ｗ相の通電と、Ｗ相→Ｖ相の通電とを順番に繰り返し行いモータを起動する技術が開示されている。この起動方法を第１の起動方法とする。
また、特許文献１には、Ｕ相とＶ相の電位差に基づいてロータの磁極位置を検出し、検出した磁極位置に応じて、Ｖ相→Ｗ相の通電と、Ｗ相→Ｕ相の通電とを順番に繰り返し行いモータを起動する技術が開示されている。この起動方法を第２の起動方法とする。

上述した特許文献１に開示されている第１の起動方法を用いた制御は、高い安定性を保つことができるが、回路構成が複雑化するためモータの製造コストを低減させることが困難であった。
さらに特許文献１に開示されている第２の起動方法を用いた制御は、比較的簡単な回路で構成することができるものの、ロータの逆転方向のトルクが発生する不起動領域が６０°の範囲に渡って存在する。そのため、正転方向への加速がスムーズに行われず起動時の安定性が適切に保たれない場合があった。
また、第２の起動方法を用いた制御は、その通電方法の特性上、モータ巻線の抵抗成分に起因する直流成分が、Ｕ相とＶ相の電位差の検出信号に重畳されるため、検出信号に低周波の変動が現れてしまっていた。

そこで本発明は、回路構成を複雑化させることなく、モータの起動期間（低速度回転期間）における駆動制御の安定性をより向上させることを目的とする。

前記目的を達成するために、請求項１に記載の発明では、磁極を備えたロータと、前記ロータを回転させる多相モータ巻線と、前記多相モータ巻線に駆動電流を供給する電流供給手段と、を備えたブラシレスモータであって、前記多相モータ巻線のうち、任意の１つのモータ巻線を第１巻線に特定し、他の複数のモータ巻線を第２巻線とし、前記第２巻線のうち該巻線のインダクタンスによる電圧降下の位相と大きさが等しくなる２つの第２巻線と、前記第１巻線との間に駆動電流を同時に流してロータを回転させる回転手段と、前記駆動電流が流れる２つの第２巻線に作用している電圧の差を取得する電圧差取得手段と、前記電圧差取得手段にて取得した電圧の差から前記ロータの磁極位置を取得する磁極位置取得手段と、前記磁極位置取得手段にて取得した前記ロータの磁極位置に基づいて前記駆動電流を制御する第１駆動電流制御手段と、を備えたことを特徴とするブラシレスモータを提供する。
請求項２に記載の発明では、前記電圧差取得手段にて取得した電圧差を積分する積分器を備え、前記磁極位置取得手段は、前記電圧差取得手段にて取得した電圧差の積分値に基づいて、前記ロータの磁極位置を取得することを特徴とする請求項１記載のブラシレスモータを提供する。
請求項３に記載の発明では、前記第１駆動電流制御手段は、前記ロータの回転数が所定の値以下の場合に、前記磁極位置取得手段にて取得した磁極位置に基づいて前記駆動電流を制御することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のブラシレスモータを提供する。
請求項４に記載の発明では、オープンループ制御により多相モータ巻線に供給する駆動電流を制御する第２駆動電流制御手段を備え、該ブラシレスモータは、前記第２駆動電流制御手段により所定の期間前記多相モータ巻線へ通電を行った後、前記第１駆動電流制御手段による駆動電流の制御を開始することを特徴とする請求項１、請求項２又は請求項３に記載のブラシレスモータを提供する。

本発明によれば、ＰＬＬ回路がロックできない様なロータの低速回転時でも、センサを用いることなくロータの磁極位置を検出し、これによって駆動電圧ベクトルをフィードバック制御することができるので、モータの起動時間を短縮することができる。

本実施形態のブラシレスモータの制御回路の主要構成を示した図である。 ２相モードの駆動制御における起動電流の通電パターンを示した図である。 （ａ）は駆動電圧ベクトルを示した図であり、（ｂ）は２相モードの駆動制御時に発生する磁束ベクトルを示した図であり、（ｃ）は２相モードの駆動制御時に発生するトルクの状態を示した図である。 ロータの加速時における、電流Ｉ_u、Ｉ_v、Ｉ_w、電圧Ｖ_u-n、Ｖ_v-n、Ｖ_w-n、電位差Ｖ_u-v、積分器から出力される磁束推定信号φ_u-v、コンパレータから出力されるＲＯＴ信号の関係を表した図である。 ２相モードの駆動制御時におけるモータ巻線が作る磁界と、ロータの磁極との位置関係を示した図である。 （ａ）はロータの回転方向と磁束推定信号φ_u-vの極性との関係を示した図であり、（ｂ）は磁束推定信号φ_u-vの極性とトルクの作用方向との関係を示した図である。

符号の説明

１０１ 積分器
１０２ 直流遮断フィルタ
１０３ 差動増幅器
１０４ コンパレータ
１０５ モータ
１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗ モータ巻線
１０９ 中点
１１２ ロータ
１１５ モータ駆動回路
１１６ 直流電源
１３１ａ〜ｆ トランジスタ
１３０ マイクロコンピュータ
１４１ 制御回路

以下、本発明のブラシレスモータの制御回路の実施の形態を図１〜図６を用いて説明する。
本実施形態では、ロータの回転数がＰＬＬ回路をロックできる回転数に満たない期間に用いる２相モードの駆動制御方法（モータドライブ方式）について説明する。
ロータの回転数がＰＬＬ回路をロックできる回転数にまで上昇した後は、特許文献１に記載されているＰＬＬ回路を利用した３相モードのモータドライブ方式に制御方式を切り替える。なお、３相モードのモータドライブ方式については詳細な説明を省略する。

図１は、本実施形態のブラシレスモータの制御回路の主要構成を示した図である。
本実施の形態の制御回路１４１は、２極の永久磁石を備えたロータ１１２及びロータ１１２を回転させるためにスター結線されたモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗからなるモータ１０５と、これらのモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗへ電流を供給するモータ駆動回路１１５と、モータ駆動回路１１５を制御するマイクロコンピュータ１３０を備えている。
モータ１０５は、ロータ１１２の磁極の位置を検出する磁極センサを備えていないセンサレスブラシレスモータであり、本実施形態ではモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗに発生する誘導起電力に基づいてロータ１１２の磁極の位置を検出する。
図１では便宜上各モータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗとロータ１１２が別に示されているが、実際はモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗは、ロータ１１２の外周部に配置されている。

モータ駆動回路１１５は、直流電源１１６と、３相ブリッジを構成する６つのトランジスタ１３１ａ、１３１ｂ、１３１ｃ、１３１ｄ、１３１ｅ、１３１ｆを備えている。各トランジスタ１３１ａ、１３１ｂ、１３１ｃ、１３１ｄ、１３１ｅ、１３１ｆのベースはそれぞれマイクロコンピュータ１３０に接続されている。各トランジスタ１３１ａ、１３１ｂ、１３１ｃ、１３１ｄ、１３１ｅ、１３１ｆはマイクロコンピュータ１３０からのベース（ゲート）駆動パルスによりオン／オフされ、モータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗに所定の電流を供給する。
モータ駆動回路１１５は、マイクロコンピュータ１３０に制御されながらモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗに所定の電流を供給する。

制御回路１４１は、更に差動増幅器１０３、直流遮断フィルタ１０２、積分器１０１及びコンパレータ１０４を備えている。
差動増幅器１０３は、モータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖと接続されており、モータ巻線１０７Ｕの電圧からモータ巻線１０７Ｖの電圧を引いた値、電位差Ｖ_u-vを出力する。
なお、添え字のｕ、ｖは、それぞれＵ相端子、Ｖ相端子を表す。以降中点１０９を基準としたＵ相の電位をＶ_u-n、Ｖ相の電位をＶ_v-n、Ｗ相の電位をＶ_w-nと表すことにする。添え字のｎは中点１０９を表す。
直流遮断フィルタ１０２は、差動増幅器１０３の出力信号に含まれる直流成分をカットする。これは差動増幅器１０３の出力に直流成分が含まれていると積分器１０１がこれを積分してしまうため、あらかじめ直流遮断フィルタ１０２によって直流成分を取り除くことを目的とする。なお、直流遮断フィルタ１０２はハイパスフィルタを用いても実現できる。

積分器１０１は、直流成分を取り除いた差動増幅器１０３の出力を積分し、差動増幅器１０３の出力に重畳している電気的ノイズを取り除く。モータ１０５が稼働するといろいろな電気的ノイズが発生する。差動増幅器１０３で得られる信号にはこれらのノイズが重畳されており、このままではこの信号を使用することができない。これらのノイズに埋もれた信号を積分器１０１にて積分するとノイズは平均化されてノイズに埋もれた前記信号のみを得ることができる。
これは信号に重畳しているノイズは信号に対して正負両方にほぼ等しい割合でランダムに発生するため、積分するとノイズは平均化されてキャンセルされるためである。
積分器１０１の出力する信号を磁束推定信号（φ_u-v）とする。これは、電位差Ｖ_u-v、即ちモータ巻線１０７Ｕとモータ巻線１０７Ｖの電位差を積分すると、モータ巻線１０７Ｕとモータ巻線１０７Ｖとの間の鎖交磁束になるからである。

コンパレータ１０４の入力端子は積分器１０１とグランドに接続されており、出力端子はマイクロコンピュータ１３０に接続されている。コンパレータ１０４は２値信号（高低２種類の電圧を対応させた信号であり、これらの信号のうち電圧が高いものをＨｉ、電圧が低いものをＬｏとする）を出力する。
コンパレータ１０４は磁束推定信号とグランドレベルを比較し、磁束推定信号がグランドレベルより大きければＨｉを出力し、磁束推定信号がグランドレベルより小さければＬｏを出力する。コンパレータ１０４の出力をＲＯＴ信号（回転パルス信号）と呼ぶことにする。このようにコンパレータ１０４はロータ１１２と同期したパルス信号を生成する。
マイクロコンピュータ１３０はコンパレータ１０４からＲＯＴ信号を受け取り、このＲＯＴ信号に同期してモータ駆動回路１１５のトランジスタ１３１ｃ、１３１ｄ、１３１ｅ、１３１ｆをスイッチングして、所定の駆動電圧ベクトルをモータ巻線１０７Ｖ、１０７Ｗに出力する。
なお、モータ駆動回路１１５の制御の高速化を図るために、マイクロコンピュータ１３０の代わりに、例えば、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）を用いるようにしてもよい。

次に、このように構成される本実施の形態の制御回路１４１における、モータ１０５の起動時や停止時などの低速度回転期間における２相モードの駆動制御の動作について説明する。なお、低速度回転期間とは、ロータ１１２の回転数がＰＬＬ回路をロックできる回転数に満たない期間を示す。
図２は、２相モードの駆動制御における起動電流の通電パターンを示した図である。
本実施形態では、図２（ａ）に示す通電パターンＡと、図２（ｂ）に示す通電パターンＢの２つの通電パターンを用いて低速回転期間における制御を行う。
図２（ａ）に示す通電パターンＡでは、モータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗの、Ｕ→Ｗ方向とＶ→Ｗ方向に同時に電流を流す。
図２（ｂ）に示す通電パターンＢでは、モータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗの、Ｗ→Ｕ方向とＷ→Ｖ方向に同時に電流を流す。

ここでは、Ｕ→Ｗ方向に流す電流をＩ_uで示し、Ｖ→Ｗ方向に流す電流をＩ_vで示す。また、モータ巻線１０７Ｗを流れる電流をＩ_wで示す。
Ｉ_u、Ｉ_v、Ｉ_wは、各モータ巻線のＵ、Ｖ、Ｗから中点１０９のｎへ流れる方向を正とした場合、通電パターンＡ、Ｂに共通して次式（１）を満たす関係にある。
Ｉ_u＝Ｉ_v＝−Ｉ_w／２ …（１）
各通電パターンにおいてモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖには、モータ巻線１０７Ｗを流れる電流の半分の大きさの電流が流れる。
なお、電流Ｉ_u、Ｉ_v、Ｉ_wの波形には矩形波を用いる。
ここでは、Ｗ相モータ巻線１０７Ｗが請求項１に示す第１巻線として機能し、Ｕ相及びＶ相のモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖが第２巻線として機能する。

図３（ａ）は、駆動電圧ベクトルを示した図である。
図３（ａ）に示すように、３相全波方式のブラシレスモータのモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗに出力する駆動電圧ベクトルは６種類ある。
Ｕ相モータ巻線１０７ＵからＶ相モータ巻線１０７Ｖに電流を流す場合の駆動電圧ベクトルを駆動電圧ベクトル１、Ｕ相モータ巻線１０７ＵからＷ相モータ巻線１０７Ｗに電流を流す場合の駆動電圧ベクトルを駆動電圧ベクトル２、Ｖ相モータ巻線１０７ＶからＷ相モータ巻線１０７Ｗに電流を流す場合の駆動電圧ベクトルを駆動電圧ベクトル３、Ｖ相モータ巻線１０７ＶからＵ相モータ巻線１０７Ｕに電流を流す場合の駆動電圧ベクトルを駆動電圧ベクトル４、Ｗ相モータ巻線１０７ＷからＵ相モータ巻線１０７Ｕに電流を流す場合の駆動電圧ベクトルを駆動電圧ベクトル５、Ｗ相モータ巻線１０７ＷからＶ相モータ巻線１０７Ｖに電流を流す場合の駆動電圧ベクトルを駆動電圧ベクトル６とし、以降は番号により各駆動電圧ベクトルを区別することにする。
これらの駆動電圧ベクトルの番号は図３に丸で囲んで示す。

上述した電流の通電パターンＡは駆動電圧ベクトル２と駆動電圧ベクトル３を同時に出力する状態であり、通電パターンＢは駆動電圧ベクトル５と駆動電圧ベクトル６を同時出力する状態である。
通電パターンＡの場合には、トランジスタ１３１ａ、１３１ｃ、１３１ｆをオンして駆動電圧ベクトル２、３を同時に出力し、通電パターンＢの場合には、トランジスタ１３１ｂ、１３１ｄ、１３１ｅをオンして駆動電圧ベクトル５、６を同時に出力する。
なお、通電パターンＡ、Ｂでモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗに流れる電流は、動作させるトランジスタのベース（ゲート）電圧をマイクロコンピュータ１３０によりＰＷＭ（パルス幅変調）制御することにより制御されている。

図３（ｂ）は、２相モードの駆動制御時に発生する磁束ベクトルを示した図である。
図３（ｂ）に示すベクトル図では、通電パターンＡ時に発生する磁束ベクトルをΦａで示し、通電パターンＢ時に発生する磁束ベクトルをΦｂで示す。
ロータ１１２の永久磁石の磁束ベクトルをΦｃで示し、ロータ１１２の回転角度をθで示す。なお、θは、Ｕ相モータ巻線１０７ＵからＶ相モータ巻線１０７Ｖに電流を流す場合の駆動電圧ベクトル１の出力時に発生する磁束ベクトルΦｄを０°とし、時計回りを正（＋）方向とする。

本実施の形態では、通電パターンＡ、Ｂによる通電を交互に行うことにより、モータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗに、図３（ｂ）に示す磁束ベクトルΦａ、Φｂにより形成される磁界を発生させ、この磁界にロータ１１２を吸引させて回転させる。
そして、Ｕ相端子とＶ相端子の電圧の差からＲＯＴ信号を生成し、このＲＯＴ信号により通電パターンＡにおける駆動電圧ベクトル２、３、及び通電パターンＢにおける駆動電圧ベクトル５、６をフィードバック制御する。

図３（ｃ）は、２相モードの駆動制御時に発生するトルクの状態を示した図である。
図３（ｃ）に示すように、通電パターンＡ時に発生するトルクと通電パターンＢ時に発生するトルクとでは、位相が１８０°反転している。
また、２相モードの駆動制御時においては、不起動点を除く範囲において正（＋）負（−）両方向のトルクを発生させることができるように構成されている。
なお、不起動点とは、ロータ角度θが９０°及び２７０°における正負いずれのトルクも発生できない状態を示す。

次に、２相モードの駆動制御について加速時の動作を例に詳細に説明する。
図４は、ロータ１１２の加速時における、電流Ｉ_u、Ｉ_v、Ｉ_w、電圧Ｖ_u-n、Ｖ_v-n、Ｖ_w-n、電位差Ｖ_u-v、積分器１０１から出力される磁束推定信号φ_u-v、コンパレータ１０４から出力されるＲＯＴ信号の関係を表した図である。
モータ１０５の始動時は、通電パターンＡ、Ｂを直流に近い周波数で交互に繰り返し、ロータ１１２の磁極をモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗがつくる磁界に吸引追随させる。
ロータ１１２が毎秒１回転程度回転するようになると、相間電圧としてモータ巻線１０７Ｕとモータ巻線１０７Ｖの電位差Ｖ_u-vが検出できるようになる。
本実施形態では、インダクタンスによる電圧降下の位相と大きさ、抵抗成分が等しいＵ相−Ｖ相間の電位差Ｖ_u-v（相間電圧）を検出する。

通電パターンＡにより駆動電圧ベクトル２、３が出力されている間はＵ→Ｗ方向とＶ→Ｗ方向に電流が流れ、通電パターンＢにより駆動電圧ベクトル５、６が出力されている間はＷ→Ｕ方向とＷ→Ｖ方向に電流が流れ、モータ巻線１０７Ｗにはモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖを流れる双方の電流が流れるので、電流Ｉ_u、Ｉ_v、Ｉ_wの波形はそれぞれ図４に示したようになる。
通電パターンＡ、Ｂによる通電を交互に行うことによりロータ１１２が回転すると、モータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗに誘導起電圧として電圧Ｖ_u-n、Ｖ_v-n、Ｖ_w-nが生じる。
モータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗには駆動電流が流れるため、電圧Ｖ_u-n、Ｖ_v-n、Ｖ_w-nには、モータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗのインダクタンスによる電圧降下等に起因するスパイク状の電圧１１７、１１８、１１９等が現れる。
また、電圧Ｖ_u-n、Ｖ_v-n、Ｖ_w-nには、モータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗの抵抗成分に起因する直流成分１２０、１２１、１２２が含まれている。

本実施の形態では、電圧Ｖ_u-nとＶ_v-nの電圧差Ｖ_u-vを差動増幅器１０３で測定し、電圧差Ｖ_u-vに基づいてロータ１１２の磁極の位置を検出する。
電圧Ｖ_v-n、Ｖ_u-nは同じ位相に同じ大きさのスパイク状の電圧１１７、１１８が現れるので、差動増幅器１０３において電圧Ｖ_v-n、Ｖ_u-nの差をとる際にこれらのスパイク状の電圧１１７、１１８を消去（相殺）することができる。
また、電圧Ｖ_v-n、Ｖ_u-nは同じ極性、同じ大きさの直流成分１２０、１２１が重畳されるので、差動増幅器１０３において電圧Ｖ_v-n、Ｖ_u-nの差をとる際にこれらの直流成分１２０、１２１を消去することができる。

電位差Ｖ_u-vは、モータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗにおけるそれぞれの抵抗成分Ｒ_u、Ｒ_v、Ｒ_w、各相のインダクタンスＬ_u、Ｌ_v、Ｌ_wを用いて次式（２）のように表される。
Ｖ_u-v＝Ｖ_u-n＋Ｒ_u＊Ｉ_u＋ω＊Ｌ_u＊Ｉ_u−Ｖ_v-n−Ｒ_v＊Ｉ_v−ω＊Ｌ_v＊Ｉ_v…（２）
（但し、ωはロータ１１２の角速度を示す。）
従って、各相の抵抗成分Ｒ_u、Ｒ_v、Ｒ_wの大きさが等しく、また、各相のインダクタンスＬ_u、Ｌ_v、Ｌ_wの大きさが等しい場合には、式（１）、式（２）に基づいて、電位差Ｖ_u-vは次式（３）のように表される。
Ｖ_u-v＝Ｖ_u-n−Ｖ_v-n …（３）
つまり、抵抗成分Ｒ_u、Ｒ_v、Ｒ_wに起因する電圧降下分、及びインダクタンスＬ_u、Ｌ_v、Ｌ_wに起因する電圧降下分は、相殺されるため電位差Ｖ_u-vには現れない。
そのため、差動増幅器１０３の出力、即ち電位差Ｖ_u-vは、図４に示すようにロータ１１２の回転に同期したきれいなサインカーブとなる。
なお、各相の抵抗成分Ｒ_u、Ｒ_v、Ｒ_wの大きさが等しい場合には、上述したように直流成分１２０、１２１を消去することができるので、差動増幅器１０３と積分器１０１との間に必ずしも直流遮断フィルタ１０２を設ける必要はない。

差動増幅器１０３から出力された電位差Ｖ_u-vは直流遮断フィルタ１０２で直流成分をカットした後、積分器１０１に入力される。
積分器１０１は電位差Ｖ_u-vを積分し、磁束推定信号φ_u-vを出力する。磁束推定信号φ_u-vは積分により電位差Ｖ_u-vより位相が９０°遅れる。また、電位差Ｖ_u-vに重畳されていたノイズは積分されることにより消去される。
なお、積分器１０１から出力される磁束推定信号φ_u-vと電位差Ｖ_u-vは、次式（４）を満たす関係にある。
φ_u-v＝−∫Ｖ_u-vｄｔ …（４）
このように磁束推定信号φ_u-vは、モータ巻線１０７Ｕとモータ巻線１０７Ｖの電位差Ｖ_u-vを積分することにより得られる。
なお、上述したように電位差Ｖ_u-vがきれいなサインカーブの信号として現れるため、ここではきれいな磁束推定信号φ_u-vが得られる。
コンパレータ１０４は磁束推定信号φ_u-vをグランドレベルと比較しＲＯＴ信号を出力する。

コンパレータ１０４から出力されるＲＯＴ信号は、磁束推定信号φ_u-vがグランドレベルより大きいときはＨｉとなり、磁束推定信号φ_u-vがグランドレベルより小さいときはＬｏとなる。
そして、マイクロコンピュータ１３０はコンパレータ１０４からＲＯＴ信号を受け取り、加速時においてＲＯＴ信号がＨｉである間は通電パターンＡによる起動電流の通電を行い、加速時においてＲＯＴ信号がＬｏである間は通電パターンＢによる起動電流の通電を行う。
なお、減速時における制御方法は、加速時の場合と通電パターンが逆になる。

次に、２相モードの駆動制御時（低速度回転期間）におけるフィードバック制御について詳しく説明する。
図５は、２相モードの駆動制御時におけるモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗが作る磁界と、ロータ１１２の磁極との位置関係を示した図である。
図５（ａ）〜（ｄ）に示す位置関係を、それぞれ位置Ａ〜Ｄと示す。図５（ａ）〜（ｄ）に示すように位置Ａ〜Ｄは、モータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗが作る磁界の向きと、ロータ１１２の磁極の向きの組合せがそれぞれ異なっている。

図６（ａ）はロータ１１２の回転方向と磁束推定信号φ_u-vの極性との関係を示した図であり、図６（ｂ）は磁束推定信号φ_u-vの極性とトルクの作用方向との関係を示した図である。
なお、ここでは、時計回りを正転方向とし、反時計回りを逆転方向とする。
ロータ１１２が正転方向に回転している場合において、モータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗが作る磁界と、ロータ１１２の磁極との位置が、図５（ａ）の位置Ａに示す関係にある間は、磁束推定信号φ_u-vの極性は負（マイナス）となる。
一方、ロータ１１２が逆転方向に回転している場合において、モータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗが作る磁界と、ロータ１１２の磁極との位置が、図５（ａ）の位置Ａに示す関係にある間は、磁束推定信号φ_u-vの極性は正（プラス）となる。
同様に、ロータ１１２の回転方向と磁束推定信号φ_u-vの極性との関係は、図６（ａ）に示すようになる。

図６（ｂ）に示すように２相モードの駆動制御時には、磁束推定信号φ_u-vの極性が正（プラス）となる期間に通電パターンＡの駆動電流の供給を行った場合に逆転方向にトルクが作用し、反対に通電パターンＢの駆動電流の供給を行った場合に正転方向にトルクが作用する。
一方、磁束推定信号φ_u-vの極性が負（マイナス）となる期間に通電パターンＡの駆動電流の供給を行った場合に正転方向にトルクが作用し、反対に通電パターンＢの駆動電流の供給を行った場合に逆転方向にトルクが作用する。
２相モードの駆動制御時には、磁束推定信号φ_u-vの極性、通電パターン、トルクの作用方向の間にこのような関係が成立する。
つまり、磁束推定信号φ_u-vの極性に合わせてＵ、Ｖ、Ｗ相の出力極性を切り替えることにより起動する方向にトルクを与えることができる。

モータ１０５の起動時など正転方向への加速を行う期間は、正転方向にトルクが作用するように駆動電流の通電パターンを制御し、一方、モータ１０５の停止時など逆転方向への加速（正転方向への制動）を行う期間は、逆転方向にトルクが作用するように駆動電流の通電パターンを制御する。
例えば、正転方向への加速を行う場合には、図４に示すように、磁束推定信号φ_u-vが正となるＴβの期間（ＲＯＴ信号がＨｉの期間）は、通電パターンＢによる駆動電流の供給を行い正転方向にトルクを作用させ、磁束推定信号φ_u-vが負となるＴαの期間（ＲＯＴ信号がＬｏの期間）は、通電パターンＡによる駆動電流の供給を行い正転方向にトルクを作用させる。
また、逆転方向への加速を行う場合には、磁束推定信号φ_u-vが正となる期間は、通電パターンＡによる駆動電流の供給を行い逆転方向にトルクを作用させ、磁束推定信号φ_u-vが負となる期間は、通電パターンＢによる駆動電流の供給を行い逆転方向にトルクを作用させる。

このように本実施形態によれば、磁束推定信号φ_u-vの極性に応じて、２相モードにおける駆動電流の通電パターンを切り替えることにより、適切に希望方向のトルクを得ることができるため、ロータ１１２の正転方向又は逆転方向への加速動作をスムーズに行うことができる。つまり、低速度回転期間における駆動制御の高い安定性を確保することができる。
さらに本実施形態によれば、モータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗの抵抗成分Ｒ_u、Ｒ_v、Ｒ_wに起因する電圧降下分の影響が磁束推定信号φ_u-vに現れない、即ち磁束推定信号φ_u-vに直流オフセットが現れない（重畳しない）ため、適切な信号に基づくフィードバック制御を行うことができ、低速度回転期間における駆動制御のより高い安定性を確保することができる。
つまり本実施形態によれば、特許文献１における第１の起動方法の回路構成が複雑化する問題、及び第２の起動方法の直流オフセットが検出信号に現れる問題を同時に解消することができる。

（変形例）
次に、上述した本実施形態の変形例について説明する。
上述した本実施形態における２相モードによる駆動制御では、図３（ｃ）に示すように、ロータ１１２の永久磁石の磁束ベクトルΦｃが、通電時の磁束ベクトルΦａ又は磁束ベクトルをΦｂと９０°異なる角度（９０°及び２７０°）において不起動点が発生する。
例えば、モータ１０５の起動開始時点（停止状態）において、ロータ１１２の永久磁石の磁束ベクトルΦｃが不起動点に位置する場合には、通電パターンＡ、Ｂによる駆動電流の供給を行っても、正転方向へのトルクも逆転方向へのトルクも出ないため、モータ１０５の起動がスムーズに行われないおそれがある。

そこでこのような不起動点に起因する起動不良の発生を防止（抑制）するために、上述したような通電パターンＡ、Ｂによる制御を開始する前に、次に示す駆動処理を施す。
初めに積分器１０１をオフする。積分器１０１をオフする方法としては、例えば、直流遮断フィルタ１０２と差動増幅器１０３との間に接続回路（接続配線）の開閉を行う開閉器（スイッチ）を設け、この開閉器を開状態として積分器１０１への信号伝達を遮断する方法がある。
積分器１０１をオフした後、モータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７ＷのＵ→Ｖ方向とＶ→Ｕ方向の通電を１〜数回繰り返す。この通電処理によりロータ１１２を回転させるトルクが生じロータ１１２が動かされる。なお、この通電制御はオープンループで行う。
この通電処理が終了した後積分器１０１をオンし、上述した２相モードの駆動制御に切り替える。

このように、モータ１０５の起動の初めにＵ→Ｖ方向とＶ→Ｕ方向の通電を１〜数回繰り返すことにより、モータ１０５の起動開始時点（停止状態）において、ロータ１１２の永久磁石の磁束ベクトルΦｃが不起動点に位置する場合であっても、ロータ１１２が強制的に回転させられる。そのため、２相モードの駆動制御に切り替えられた時点においてロータ１１２は停止状態にない。従って、２相モードの駆動制御に切り替えられた後に、不起動点に起因する起動不良が発生することを適切に防止することができる。
Ｕ→Ｖ方向、Ｖ→Ｕ方向の通電を行う期間中は積分器１０１をオフすることにより、直流オフセットが積分器１０１に蓄積されることを防止できる。
また、Ｕ→Ｖ方向とＶ→Ｕ方向への駆動電流の通電を同じパルス幅で実行した場合、即ち、Ｕ→Ｖ方向とＶ→Ｕ方向への駆動電流の大きさ、通電期間を等しくした場合、差動増幅器１０３の検出信号を平均化することにより直流オフセットの影響を解消することができる。このような場合には、Ｕ→Ｖ方向、Ｖ→Ｕ方向の通電を行う期間中に積分器１０１をオフする必要がなくなるため、より容易にモータ１０５の起動処理を行うことができる。

Claims (4)

1. 磁極を備えたロータと、前記ロータを回転させる多相モータ巻線と、前記多相モータ巻線に駆動電流を供給する電流供給手段と、を備えたブラシレスモータであって、
   前記多相モータ巻線のうち、任意の１つのモータ巻線を第１巻線に特定し、他の複数のモータ巻線を第２巻線とし、
   前記第２巻線のうち該巻線のインダクタンスによる電圧降下の位相と大きさが等しくなる２つの第２巻線と、前記第１巻線との間に駆動電流を同時に流してロータを回転させる回転手段と、
   前記駆動電流が流れる２つの第２巻線に作用している電圧の差を取得する電圧差取得手段と、
   前記電圧差取得手段にて取得した電圧の差から前記ロータの磁極位置を取得する磁極位置取得手段と、
   前記磁極位置取得手段にて取得した前記ロータの磁極位置に基づいて前記駆動電流を制御する第１駆動電流制御手段と、を備えたことを特徴とするブラシレスモータ。
2. 前記電圧差取得手段にて取得した電圧差を積分する積分器を備え、
   前記磁極位置取得手段は、前記電圧差取得手段にて取得した電圧差の積分値に基づいて、前記ロータの磁極位置を取得することを特徴とする請求項１記載のブラシレスモータ。
3. 前記第１駆動電流制御手段は、前記ロータの回転数が所定の値以下の場合に、前記磁極位置取得手段にて取得した磁極位置に基づいて前記駆動電流を制御することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のブラシレスモータ。
4. オープンループ制御により多相モータ巻線に供給する駆動電流を制御する第２駆動電流制御手段を備え、
   該ブラシレスモータは、前記第２駆動電流制御手段により所定の期間前記多相モータ巻線へ通電を行った後、前記第１駆動電流制御手段による駆動電流の制御を開始することを特徴とする請求項１、請求項２又は請求項３に記載のブラシレスモータ。

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