JP6493067B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。

ブラシレスＤＣモータ（以下、「モータ」と称する）等の同期モータの巻線に印加する電圧を生成するための制御には種々の方式が存在し、目的に応じて使い分けられる場合がある。

特許文献１には、モータの巻線の電流の位相を進角させる場合には矩形波状の電圧を生成する矩形波制御を行い、モータの巻線の位相を進角させる必要がない場合には、正弦波波形の電圧を生成するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行う交流電動機の駆動制御装置が開示されている。

特許第３６８３１３５号公報

しかしながら、電圧を生成する制御の方式が異なれば、生成される電圧及び電流は同一ではない。特許文献１に記載の発明では、モータが回転中に電圧生成の駆動方式を変更するので、駆動方式の変更の際に、生成される電圧及び電流に差異が生じ、その結果、モータの回転速度が意に反して変動するおそれがあるという問題点があった。

本発明は上記に鑑みてなされたもので、回転速度に応じて電圧生成の駆動方式を変更する場合に、モータの回転速度の変動を抑制し得るモータ制御装置を提供することを目的とする。

前記課題を解決するために、請求項１に記載のモータ制御装置は、異なる２つの駆動方式での制御が可能で、制御されることによって生成した電圧を三相モータの巻線に印加する駆動回路と、印加された電圧に応じて前記三相モータの巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、前記三相モータの始動前に、所定の指令信号に基づいて一方の駆動方式で前記駆動回路を制御した後に、該所定の指令信号に基づいて他方の駆動方式で前記駆動回路を制御して、異なる２つの駆動方式の各々で電圧を生成するように前記駆動回路を制御し、前記他方の駆動方式で生成された電圧が前記三相モータの巻線に印加されることにより前記電流検出部で検出された電流が、前記一方の駆動方式で生成した電圧が前記三相モータの巻線に印加されることにより前記電流検出部で検出された電流と一致するように該所定の指令信号を変化させ、該所定の指令信号と該変化させた指令信号との差異に基づいて、前記２つの駆動方式の前記一方の駆動方式から前記他方の駆動方式に変更する場合の補正値を算出すると共に、前記三相モータの始動後、前記駆動回路の駆動方式を変更する場合に、入力された指令信号を前記補正値に基づいて補正し、前記２つの異なる駆動方式のいずれか一方で補正した指令信号を用いて前記駆動回路を制御する駆動回路制御部と、を含んでいる。

このモータ制御装置によれば、他方の駆動方式で生成した電圧が三相モータの巻線に印加されることにより検出された電流が、一方の駆動方式で生成した電圧が三相モータの巻線に印加されることにより検出された電流と一致するように指令信号を変化させている。変化前と変化後との指令信号の差異に基づいて補正値を算出し、指令信号を算出した補正値で補正することにより、電圧生成の駆動方式を変更する場合に、モータの回転速度の変動を抑制できる。

請求項２に記載のモータ制御装置は、請求項１に記載のモータ制御装置において、前記駆動回路制御部は、前記三相モータの始動前に、前記一方の駆動方式で前記駆動回路を制御して第１相の巻線から第２相の巻線を介して接地領域に通電させた後に、前記他方の駆動方式で前記駆動回路を制御して前記第１相の巻線から前記第２相の巻線を介して接地領域に通電させることにより、前記三相モータのロータを回転させずに前記補正値を算出する。

このモータ制御装置によれば、三相モータのロータを回転させないようにすることにより、電流検出部で検出される電流の変動を抑制するので、補正値の算出が容易になる。

請求項３に記載のモータ制御装置は、請求項１又は２に記載のモータ制御装置において、前記駆動回路制御部は、前記三相モータの初回の始動時に先行して前記補正値を算出して記憶し、初回以後の前記三相モータの始動では該記憶した補正値に基づいて前記指令信号を補正する。

このモータ制御装置によれば、記憶した補正値を用いることにより、三相モータの始動毎に補正値を算出することを要しないので、三相モータの制御を簡易迅速化できる。

請求項４に記載のモータ制御装置は、請求項１又は２に記載のモータ制御装置において、前記駆動回路制御部は、前記三相モータの所定回数の始動毎に前記補正値を算出して記憶し、該記憶した補正値に基づいて前記指令信号を補正する。

このモータ制御装置によれば、所定の始動毎に補正値を再算出することにより、三相モータの経時変化に対応した補正値を用いて三相モータを制御することができる。

請求項５に記載のモータ制御装置は、請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ制御装置において、前記２つの駆動方式は、ロータの回転位置に応じていずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電されるように前記駆動回路を制御する第１駆動方式と、ロータの回転位置に応じていずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電された後、前記一方の巻線から前記他方の巻線に流れる電流を減衰させる通電がされるように前記駆動回路を制御する第２駆動方式と、を含む。

このモータ制御装置によれば、第２駆動方式では通電した巻線に残留する電流を減衰させる通電をしている。かかる通電により、無通電の相の誘起電圧に生じるノイズを軽減でき、低速回転時に誘起電圧に基づくロータの位置の検出が容易となる。

請求項６に記載のモータ制御装置は、請求項５に記載のモータ制御装置において、前記駆動回路制御部は、前記三相モータの回転速度が高速の場合には前記第１駆動方式で、前記三相モータの回転速度が低速の場合には前記第２駆動方式で、前記駆動回路を各々制御する。

このモータ制御装置によれば、三相モータの回転速度が低速の場合にはロータの位置検出が容易な第２駆動方式を用い、三相モータの回転速度が高速の場合には駆動回路のスイッチング動作が少ない第１駆動方式を用いることにより、回転速度に応じて三相モータの制御を最適化できる。

本発明の実施の形態に係るモータ制御装置の一例を示す概略図である。 本発明の実施の形態に係るモータ制御装置におけるPWM DUTY指令（指令信号）、インバータＦＥＴのゲートに印加される信号、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧の一例を示した概略図であり、（Ａ）は片側ＰＷＭ駆動の場合、（Ｂ）は平衡駆動の場合を各々示している。 モータのＵ相コイルからＶ相コイルへの通電におけるインバータ回路の動作を示した概略図であり、（Ａ）は片側ＰＷＭ駆動の場合、（Ｂ）は平衡ＰＷＭ駆動の場合を各々示している。 本発明の実施の形態に係るモータ制御装置におけるモータの始動のセンサレス制御の一例を示したフローチャートである。 本実施の形態に係るセンサレス駆動のフローチャートである。 本実施の形態に係る位置決め制御の一例を示したフローチャートである。 本発明の実施の形態における位置決め制御におけるロータの回転速度、モータ電流、指令信号であるPWM DUTY、Ｕ相端子電圧、Ｖ相端子電圧、Ｕ−Ｖ相間の平均電圧の各々の変化を記したタイミングチャートの一例である。

図１は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００の一例を示す概略図である。インバータ回路１１４は、イグニッションスイッチ１２４がオンになり、車載のバッテリ１２０から供給された電力をスイッチングし、三相モータであるモータ１１８のステータの巻線（コイル）に印加する電圧を生成する。例えば、インバータＦＥＴ１１４Ａ，４４ＤはＵ相のコイルに、インバータＦＥＴ１１４Ｂ，４４ＥはＶ相のコイルに、インバータＦＥＴ１１４Ｃ，４４ＦはＷ相のコイルに、各々印加する電圧を生成するスイッチングを行う。

インバータＦＥＴ１１４Ａ，１１４Ｂ，１１４Ｃの各々のドレインは車載のバッテリ１２０の正極に接続されている。また、インバータＦＥＴ１１４Ｄ，１１４Ｅ，１１４Ｆの各々のソースはバッテリ１２０の負極に接続されている。

本実施の形態では、モータ１１８のロータが回転によって生じる誘起電圧によりロータの回転速度及び位置（回転位置）を検出する。誘起電圧は、ロータの回転に応じて変化する正弦波状のアナログ信号であるが、本実施の形態では、コンパレータを含む位置検出回路１１６により、矩形波状のパルス信号に変換してマイコン１１０に入力する。

マイコン１１０は、位置検出回路１１６から入力された信号からロータの位置を算出し、算出したロータの位置と上位の制御装置であるＥＣＵ１２２から入力された信号とに基づいて、インバータ回路１１４のスイッチングの制御に係るＰＷＭ制御のデューティ比を算出する。

マイコン１１０によって算出されたデューティ比の信号は、プリドライバ１１２を介してインバータ回路１１４に出力され、インバータ回路１１４は当該デューティ比に基づいて電圧を生成し、モータ１１８のコイルに印加する。

インバータ回路１１４とバッテリ１２０の負極との間には、抵抗値が０．２ｍΩ〜数Ω程度のシャント抵抗１２６が設けられ、シャント抵抗１２６の両端には電流検出回路１２８が接続されている。電流検出回路１２８は、シャント抵抗１２６の両端の電位差を増幅してシャント抵抗１２６の電流に比例する電圧値を信号として出力する。電流検出回路１２８が出力した信号は、マイコン１１０に入力され、マイコン１１０は、電流検出回路１２８が出力した信号に基づいて、インバータ回路１１４の電流をモータ電流として算出する。

後述するように、本実施の形態では、ＰＷＭ制御の方式を変更した場合のモータ電流の変化に基づいて補正値を算出する。そして、モータが回転中にＰＷＭ制御の方式を変更する場合には、算出した補正値によってデューティ比の補正をすることにより、ＰＷＭ制御の方式変更によるモータの回転速度の変動を抑制する。

図２は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００におけるPWM DUTY指令（指令信号）、インバータＦＥＴ１１４Ａ，１１４Ｂ，１１４Ｄ，１１４Ｅのゲートに印加される信号、Ｕ相電圧１５４Ｕ、Ｖ相電圧１５４Ｖの一例を示した概略図であり、（Ａ）は片側ＰＷＭ駆動の場合、（Ｂ）は平衡駆動の場合を各々示している。図２のＰＷＭ周期Ｔは、１のコイルから他のコイルを介して接地領域への通電するためのＰＷＭ制御に必要な周期で、図２では、Ｕ相コイルからＶ相コイルを介して接地領域に１パルスを通電するためのＰＷＭ制御に要する周期である。本実施の形態では、ＰＷＭ周期Ｔは、略５０μ秒である。

図２（Ａ）の「Ｕ相上段ＦＥＴゲート波形」に示したように、Ｕ相コイルへの通電に係るインバータＦＥＴ１１４Ａのゲートには連続的にハイレベルの信号が印加され、インバータＦＥＴ１１４ＡはＰＷＭ周期Ｔにおいて連続的にオンになっている。また、図２（Ａ）の「Ｖ相下段ＦＥＴゲート波形」に示したように、Ｖ相コイルの通電に係るインバータＦＥＴ１１４Ｅのゲートには指令信号に基づいて周期Ｔ_１のハイレベル信号が印加されてインバータＦＥＴ１１４Ｅがオンになる。その結果、Ｕ相コイル１８Ｕ及びＶ相コイル１８Ｖが通電され、周期Ｔ_１において、Ｕ相電圧１５４Ｕはバッテリ１２０の正極の電圧であるＶ_ｂ、Ｖ相電圧１５４Ｖは０となってＵ相コイルとＶ相コイルとに電位差が生じる。

図２（Ａ）に示したように、Ｕ相コイル１８Ｕに通電するためのスイッチングを行うインバータＦＥＴを連続的にオンにする一方で、Ｖ相コイル１８Ｖに通電するためのスイッチングを行うインバータＦＥＴをＰＷＭ制御でオンオフさせているので、本実施の形態では、図２（Ａ）のような場合を片側ＰＷＭ駆動と呼称する。

なお、図２（Ａ）に示したように、インバータＦＥＴ１１４Ｅのスイッチング動作の影響により、Ｖ相電圧１５４Ｖの波形は完全な矩形波ではなく略台形状を呈する。

周期Ｔ_１経過後の周期Ｔ_２ではインバータＦＥＴ１１４Ｅはオフになるので、Ｕ相電圧１５４Ｕはバッテリ１２０の正極の電圧であるＶ_ｂ、Ｖ相電圧１５４ＶはＶ_ｂ以上の電圧を示す。周期Ｔ_２においてＶ相電圧１５４ＶがＶ_ｂ以上の電圧を示すのは、オフになっているインバータＦＥＴ１１４Ｂの寄生ダイオードを介して電流が流れるためである。当該寄生ダイオードの順電圧がＶ_Ｆであれば、周期Ｔ_２においてＶ相電圧１５４ＶはＶ_ｂよりも順電圧Ｖ_Ｆ高い電圧を示す。

片側ＰＷＭ駆動のＰＷＭ周期ＴにおけるＵ−Ｖ線間電圧は、Ｕ相電圧１５４ＵとＶ相電圧１５４Ｖとの差であるから、以下の式（１）によって算出される。
Ｕ−Ｖ線間電圧＝（Ｖ_ｂ×Ｔ_１／Ｔ）＋（−Ｖ_Ｆ×Ｔ_２／Ｔ） …（１）

なお、片側ＰＷＭ駆動では、図２（Ａ）に例示した以外にも、周期Ｔ_２で、インバータＦＥＴ１１４Ｂ，１１４Ｅを同時にオフにするデッドタイムを設けた後、「Ｖ相上段ＦＥＴゲート波形」をハイレベルにして、インバータＦＥＴ１１４Ｂをオンにする場合もある。かかる場合には周期Ｔ_２において順電圧Ｖ_Ｆの影響は周期Ｔ_１後にインバータＦＥＴ１１４Ｂがオフになっているデットタイムの際に主に及び、その結果、Ｕ−Ｖ線間電圧は式（１）の場合よりもわずかに大きくなる。

図２（Ｂ）の「Ｕ相上段ＦＥＴゲート波形」に示したように、平衡駆動では、指令信号のエッジが立ち上がってからデッドタイム１５２の経過後にＵ相コイルへの通電に係るインバータＦＥＴ１１４Ａがオンになる。同時に図２（Ｂ）の「Ｖ相下段ＦＥＴゲート波形」に示したように、Ｖ相コイルへの通電に係るインバータＦＥＴ１１４Ｅのゲートにハイレベル信号が印加されてインバータＦＥＴ１１４Ｅがオンになる。その結果、周期Ｔ"_１において、Ｕ相電圧１５６Ｕはバッテリ１２０の正極の電圧であるＶ_ｂ、Ｖ相電圧１５６Ｖは０となってＵ相コイルとＶ相コイルとに電位差が生じる。なお、デッドタイム１５２は、直列に接続されたインバータＦＥＴが同時にオンにならないようにするために設けられた時間である。

その後、図２（Ｂ）の「Ｕ相上段ＦＥＴゲート波形」及び「Ｖ相下段ＦＥＴゲート波形」に示したように、指令信号のエッジが立ち下がるとインバータＦＥＴ１１４Ａ及びインバータＦＥＴ１１４Ｅは同時にオフになる。そして、デッドタイム１５２が経過した後に、図２（Ｂ）の「Ｕ相下段ＦＥＴゲート波形」及び「Ｖ相上段ＦＥＴゲート波形」に示したように、インバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄのゲートにハイレベル信号が印加されて、インバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄがオンになる。その結果、周期Ｔ"_２において、周期Ｔ"_１の通電によって生じたＵ相コイル１８Ｕ及びＶ相コイル１８Ｖの電流を減衰させる。

図２（Ｂ）の場合は、周期Ｔ"_１で通電した電流を周期Ｔ"_２で減衰させることにより、インバータ回路１１４及びモータ１１８のコイルの電位を平衡にする。本実施の形態では、図２（Ｂ）に示した場合を平衡駆動と呼称する。

図２（Ｂ）の場合において、平衡ＰＷＭ駆動のＰＷＭ周期ＴにおけるＵ−Ｖ線間電圧は、Ｕ相電圧１５６ＵとＶ相電圧１５６Ｖとの差であるから、以下の式（２）によって算出される。
Ｕ−Ｖ線間電圧
＝｛Ｖ_ｂ×（Ｔ"_１−Ｔ"_２−２Ｔ_ｄ/Ｔ）｝＋（−Ｖ_Ｆ×２Ｔ_ｄ/Ｔ）…（２）

図３は、モータ１１８のＵ相コイル１８ＵからＶ相コイル１８Ｖへの通電におけるインバータ回路１１４の動作を示した概略図であり、（Ａ）は片側ＰＷＭ駆動の場合、（Ｂ）は平衡ＰＷＭ駆動の場合を各々示している。

図３（Ａ）に示した片側ＰＷＭ駆動の場合は、モータ１１８に印加する電圧のデューティ比を大きくする場合である。図３（Ａ）では、バッテリ１２０から供給された電力を、インバータＦＥＴ１１４ＡをオンにしてＵ相コイル１８Ｕに印加し、Ｖ相コイル１８ＶとインバータＦＥＴ１１４Ｅとを経由して接地させている。

図３（Ａ）の下段の表は上から順に、Ｕ相コイル１８Ｕに通電するためのスイッチングを行うインバータＦＥＴ１１４Ａ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄのスイッチング概念、Ｖ相コイル１８Ｖに通電するためのスイッチングを行うインバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｅのスイッチング概念、Ｗ相コイル１８Ｗの電圧の変化を示している。

図３（Ａ）表のＵ相コイル１８Ｕに通電するためのスイッチングを行うインバータＦＥＴ１１４Ａ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄのスイッチング概念では、インバータＦＥＴ１１４Ａが連続的にオンになっていることを示している。また、Ｖ相コイル１８Ｖに通電するためのスイッチングを行うインバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｅのスイッチング概念では、インバータＦＥＴ１１４ＥをＰＷＭ制御により断続的にオンオフさせていることを示している。

図３（Ａ）において、電流１４０はインバータＦＥＴ１１４Ｅがオンになった場合の電流である。電流１４０は、連続的にオンになっているインバータＦＥＴ１１４Ａを介してＵ相コイル１８Ｕに流れ、さらにＶ相コイル１８ＶとインバータＦＥＴ１１４Ｅとを経由して接地領域に流れている。

図３（Ａ）において、電流１４２は、インバータＦＥＴ１１４Ｅがオフになった場合の電流である。電流１４２は、電流１４０が流れた影響によるものであり、インバータＦＥＴ１１４Ｅがオフになっても、直前に流れた電流１４０の影響により、電流１４０と同一方向、すなわちＵ相コイル１８ＵからＶ相コイル１８Ｖへ電流を流そうとする起電力によるものである。

電流１４２は、インバータＦＥＴ１１４Ｅがオフになっているので、接地領域には流れず、Ｕ相コイル１８Ｕ、Ｖ相コイル１８Ｖ、インバータＦＥＴ１１４Ｂの寄生ダイオード、インバータＦＥＴ１１４Ａで構成された回路を循環するに留まる。しかしながら、後述するように、電流１４０，１４２によって、Ｗ相コイル１８Ｗに生じる誘起電圧が影響されるというおそれがある。

図３（Ａ）の場合、Ｗ相コイル１８Ｗにはバッテリ１２０の電力は通電されていないので、図３（Ａ）表の最下段の波形は、Ｗ相コイル１８Ｗに発生した誘起電圧によるものである。

本実施の形態に係るモータ１１８は、前述のようにホール素子を用いず、バッテリ１２０の電力が通電されていない相のコイルに生じた誘起電圧を検出して、ロータの位置を検出する。しかしながら、図３（Ａ）表の最下段のＷ相コイル１８Ｗの電圧は、電流１４０，１４２の影響等により、パルス状のノイズが生じ、ロータの位置検出に至適な信号が抽出可能なタイミングが限られるおそれがある。

ロータの位置検出に至適な信号が抽出可能なタイミングが限られると、モータ１１８の回転速度が低速な場合ほどロータの位置検出が困難になりやすい。モータ１１８の回転速度が小さくなるほど、図３（Ａ）に示したＷ相コイル１８Ｗのような無通電のコイルが出現するタイミングが単位時間に対して少なくなるからである。従って、モータ１１８の回転速度が小さい場合には、図３（Ｂ）に示した平衡ＰＷＭ駆動によるＰＷＭ制御を要する。

図３（Ｂ）に示した平衡ＰＷＭ駆動の場合は、モータ１１８に印加する電圧のデューティ比を小さくする場合である。図３（Ｂ）の下段の表は上から順に、Ｕ相コイル１８Ｕに通電するためのスイッチングを行うインバータＦＥＴ１１４Ａ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄのスイッチング概念、Ｖ相コイル１８Ｖに通電するためのスイッチングを行うインバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｅのスイッチング概念、Ｗ相コイル１８Ｗの電圧の変化を示している。

図３（Ｂ）表のＵ相コイル１８Ｕに通電するためのスイッチングを行うインバータＦＥＴ１１４Ａ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄのスイッチング概念では、インバータＦＥＴ１１４Ａ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄが、交互にオンオフしていることを示している。また、Ｖ相コイル１８Ｖに通電するためのスイッチングを行うインバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｅのスイッチング概念では、インバータＦＥＴ１１４Ａがオンの場合にはインバータＦＥＴ１１４Ｅが、インバータＦＥＴ１１４Ｄがオンの場合にはインバータＦＥＴ１１４Ｂがオンになることを示している。

図３（Ｂ）において、電流１４４はインバータＦＥＴ１１４Ａ及びインバータＦＥＴ１１４Ｅがオンになった場合の電流である。電流１４４は、インバータＦＥＴ１１４Ａを介してＵ相コイル１８Ｕに流れ、さらにＶ相コイル１８ＶとインバータＦＥＴ１１４Ｅとを経由して接地領域に流れている。

図３（Ｂ）において、電流１４６は、インバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄがオンになった場合の電流である。電流１４６は、Ｕ相コイル１８Ｕ及びＶ相コイル１８Ｖにおいて電流１４４と順方向の電流である。インバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄをオンにする制御は、電流１４４と逆方向の電流を流すものであるが、電流１４４の影響により、インバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄがオンになった場合であっても、なおも電流１４４と順方向の電流が実際には観測される。しかしながら、インバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄがオンになることで、電流１４４の影響による電流１４６を減衰させる効果があり、その結果、Ｗ相コイル１８Ｗに生じる誘起電圧は、多少はスパイク波が生じるものの、顕著なノイズは解消され、その結果、ロータ１６の位置検出に至適な信号の抽出が容易となる。

電流１４４の影響による電流１４６を減衰させるためにインバータＦＥＴ１１４Ｂ及びインバータＦＥＴ１１４Ｄをオンにする周期Ｔ"_２は、インバータＦＥＴ１１４Ａ及びインバータＦＥＴ１１４Ｅをオンにする周期Ｔ"_１よりも短時間でよい。周期Ｔ"_１に対する周期Ｔ"_２は、モータ１１８の仕様等によって異なるので、実機を用いた実験等を通じて具体的に決定する。

一般に指令信号のデューティ比が同じであれば、Ｔ_１＜Ｔ"_１であり、順電圧Ｖ_Ｆがシリコン系半導体では０．６５Ｖ程度の値であること、及び上記の式（１），（２）より、片側ＰＷＭ駆動の方がＵ−Ｖ線間電圧は高くなる。また、片側ＰＷＭ駆動の方がスイッチング素子の動作回数が少なくなるので、インバータ回路１１４の負荷も少なくなる。

しかしながら、上述のように、片側ＰＷＭ駆動では低速回転時にはロータの位置検出に至適な信号の抽出が容易ではない。従って、モータ１１８の高速回転時には片側ＰＷＭ駆動を行い、モータ１１８の低速回転時には平衡ＰＷＭ駆動を行う事が望ましい。

本実施の形態では、モータ１１８の回転速度が所定の回転速度以下の場合には平衡ＰＷＭ駆動、モータ１１８の回転速度が所定の回転速度を超えた場合には片側ＰＷＭ駆動によってモータ１１８に印加する電圧を生成する。又は、指令信号のデューティ比が所定の値を超えた場合、若しくは電流検出回路１２８によって検出されたモータ電流が所定の値を超えた場合に片側ＰＷＭ駆動によってモータ１１８に印加する電圧を生成してもよい。

図４は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００におけるモータ１１８の始動のセンサレス制御の一例を示したフローチャートである。センサレス制御とは、本実施の形態に係るモータ１１８のようにホール素子を用いず、無通電相に生じた誘起電圧を検出してロータの位置を検出する制御を意味する。

図４のステップ５００では、モータ１１８の始動前に位置決め制御が行われる。位置決め制御の詳細については、図６，７を用いて後述するが、位置決め制御では、平衡ＰＷＭ駆動から片側ＰＷＭ駆動に切り換える際のモータ１１８の回転速度の変動を抑制するための指令信号の補正値の算出が行われる。

ステップ５０２では、位置決め制御から規定時間が経過したか否かを判定し、肯定判定の場合には、ステップ５０４において強制転流制御が行われる。ステップ５０４では、低速の一定周期で各相のコイルに順番に通電し、電圧を徐々に上げながらモータ１１８のロータを回転させる。

ステップ５０６では、センサレス駆動条件を充足するか否かを判定する。具体的には、ロータの回転速度が向上し、誘起電圧によるロータの位置検出可能な速度になった場合に肯定判定を行う。ステップ５０６で肯定判定の場合には、ステップ５０８において誘起電圧によるロータの位置検出に基づくセンサレス駆動を実行する。

図５は、図４のステップ５０８のセンサレス駆動のフローチャートである。ステップ６００では、駆動条件Ａを充足するか否かを判定する。具体的には、モータ１１８の回転速度が所定の回転速度を超えた場合、指令信号のデューティ比が所定の値を超えた場合、及び電流検出回路１２８によって検出されたモータ電流が所定の値を超えた場合の少なくともいずれか１つの場合に駆動Ａ条件を充足すると判定し、ステップ６０２で片側ＰＷＭ駆動（以下、「駆動Ａ」と称する）によってモータ１１８に印加する電圧を生成して処理を終了する。

ステップ６００で否定判定の場合には、ステップ６０４で平衡ＰＷＭ駆動（以下、「駆動Ｂ」と称する）によってモータ１１８に印加する電圧を生成して処理を終了する。

図６は、図４のステップ５００の位置決め制御の一例を示したフローチャートである。ステップ７００では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相のコイルのうち、例えばＵ相コイルからＶ相コイルへのような、特定の２相のコイル間にのみ所定のデューティ比の指令信号に基づき駆動Ａによって生成した電圧を印加する。特定の２相のコイル間にのみ通電する理由は、モータ１１８のロータを回転させないようにするためである。本実施の形態では、駆動Ａ及び駆動Ｂの各々で生成した電圧をロータを回転させないように特定の１相のコイルからもう１相のコイルへ印加した際に電流検出回路１２８によって各々検出されたモータ電流に基づいて、指令信号の補正値を算出する。ロータを回転させないことによりモータ電流の変動が抑制されるので、モータ電流の検出と検出したモータ電流による補正値の算出が容易となる。後述するように、本実施の形態では、Ｕ相からＶ相へ通電するが、Ｖ相からＷ相、Ｗ相からＵ相に各々通電してもよい。また、モータ電流の平均値を検出可能である等でロータを回転させても構わないのであれば、上述のように特定の１相のコイルからもう１相のコイルへ通電することを重視しなくてもよい。

ステップ７０２では、ステップ７００での通電の結果生じた電流を検出する。ステップ７０２で検出される電流は、例えば、図７の時間ｔ_０からｔ_１の間に検出されるモータ電流１６２である。ここで、図７は、本実施の形態における位置決め制御におけるロータの回転速度１６０、モータ電流１６２、指令信号であるPWM DUTY１６４、Ｕ相端子電圧１６６Ｕ、Ｖ相端子電圧１６６Ｖ、Ｕ−Ｖ相間の平均電圧１６８の各々の変化を記したタイミングチャートの一例である。

図７の時間ｔ_０で初期値（START_DUTY）の指令信号が入力されたことをトリガとして、駆動Ａにより生成した電圧をＵ相コイル１８ＵからＶ相コイル１８Ｖを介して接地領域に通電する。具体的には、インバータＦＥＴ１１４Ａをオン状態に保ち、インバータＦＥＴ１１４Ｅを指令信号の初期値に応じてオン、オフさせる。初期値（START_DUTY）は、所定のデューティ比を有する指令信号であり、例えば、実際のモータ１１８の制御において、駆動方式が駆動Ｂから駆動Ａに変更される際の指令信号に相当するものである。

かかる通電直後は、図７の回転速度１６０が示すように、ロータは微動することがあり、かかる微動に影響されてモータ電流も変動する。本実施の形態では、モータ電流の変動を回避するために、時刻ｔ_１までモータ電流の検出を継続する。

ステップ７０４では、規定時間が経過したか否かを判定する。規定時間は、例えば、図７の時間ｔ_１が経過したか否かによって判定する。ステップ７０４で肯定判定の場合には手順をステップ７０６に移行させる。ステップ７０４で否定判定の場合には手順をステップ７００に戻し、駆動Ａによるコイルへの通電とモータ電流の検出を継続する。

ステップ７０６では、初期値の指令信号（START_DUTY）に基づき駆動Ｂによって生成した電圧をコイルに印加する。ステップ７０８では、ステップ７０６での通電の結果生じた電流を検出する。デューティ比が同じ指令信号に基づいた場合、平衡ＰＷＭ駆動（駆動Ｂ）の方が片側ＰＷＭ駆動（駆動Ａ）よりも生成される電圧が低くなる。図７においても、Ｕ−Ｖ相間の平均電圧１６８は駆動Ｂが始まった時間ｔ_１で低下し、モータ電流１６２も時間ｔ_１で低下している。

ステップ７１０では、規定時間が経過したか否かを判定する。規定時間は、例えば、図７の時間ｔ_２が経過したか否かによって判定する。ステップ７１０で肯定判定の場合には手順をステップ７１２に移行させる。ステップ７１０で否定判定の場合には手順をステップ７０６に戻し、駆動Ｂによるコイルへの通電とモータ電流１６２の検出を継続する。

ステップ７１２では、駆動Ａのモータ電流と駆動Ｂのモータ電流とに差異があるか否かを判定し、肯定判定の場合には、ステップ７１４で駆動Ａのモータ電流と駆動Ｂのモータ電流とが一致するように指令信号のデューティ比を調整する。そして、ステップ７１６で駆動Ｂのモータ電流を検出し、再びステップ７１２で駆動Ａのモータ電流と駆動Ｂのモータ電流とに差異があるか否かを判定する。

図７の時間ｔ_２から時間ｔ_３の間の処理が、図６のステップ７１２〜７１６の処理に該当する。図７に示すように、時間ｔ_２から徐々に指令信号であるPWM DUTY１６４を上げてゆき、モータ電流１６２が時間ｔ_１までの駆動Ａによるモータ電流１６２と一致した場合のデューティ比をEND_DUTYとして抽出する。

ステップ７１２で否定判定の場合、すなわち駆動Ａのモータ電流と駆動Ｂのモータ電流とが一致した場合に、END_DUTYに基づいて指令信号の補正値を算出して処理を終了する。指令信号の補正値は、END_DUTYとSTART_DUTYとの差異に基づくが、END_DUTYとSTART_DUTYとの差でもよいし、END_DUTYとSTART_DUTYとの比でもよい。END_DUTYとSTART_DUTYとの差を補正値とした場合は、駆動Ｂによってモータ１１８のコイルに印加する電圧を生成する際に、指令信号のデューティ比に補正値を加算して補正したデューティ比に基づいて駆動Ｂで電圧を生成する。END_DUTYとSTART_DUTYとの比を補正値とした場合は、駆動Ｂによってモータ１１８のコイルに印加する電圧を生成する際に、指令信号のデューティ比に補正値を乗算して補正したデューティ比に基づいて駆動Ｂで電圧を生成する。

本実施の形態では、片側ＰＷＭ駆動である駆動Ａに比してモータ電流１６２が低下する平衡ＰＷＭ駆動である駆動Ｂの指令信号のデューティ比を補正することにより、駆動Ｂのモータ電流１６２を駆動Ａのモータ電流１６２に一致させている。

上述の本実施の形態とは逆に、平衡ＰＷＭ駆動である駆動Ｂに比してモータ電流１６２が大きくなる片側ＰＷＭ駆動である駆動Ａの指令信号のデューティ比を補正することにより、駆動Ａのモータ電流１６２を駆動Ｂのモータ電流１６２に一致させてもよい。かかる場合には、駆動Ａによってモータ１１８のコイルに印加する電圧を生成する際に、指令信号のデューティ比からEND_DUTYとSTART_DUTYとの差である補正値を減算して補正したデューティ比に基づいて駆動Ａで電圧を生成する。又は、駆動Ａによってモータ１１８のコイルに印加する電圧を生成する際に、指令信号のデューティ比をEND_DUTYとSTART_DUTYとの比である補正値で除算して補正したデューティ比に基づいて駆動Ａで電圧を生成する。

又は、図７の場合とは逆に、駆動Ｂで生成した電圧を印加した後、駆動Ａで生成した電圧を印加し、駆動Ａの指令信号のデューティ比を補正する補正値を算出してもよい。

本実施の形態では、モータ１１８の始動時に上述の補正値を算出するが、初回の始動時に補正値を算出して記憶装置に記憶しておき、以後、記憶した補正値を用いて指令信号のデューティ比を補正してもよい。又は、モータ１１８の所定の始動回数毎に補正値を算出し直し、算出し直した補正値を記憶装置に記憶し、所定の始動回数において、算出し直した補正値を用いて指令信号のデューティ比を補正してもよい。

以上説明したように、本実施の形態によれば、モータ１１８の始動時にモータの特定の２相のコイルに異なる２つの駆動方式で生成した電圧を各々印加した際の各々のモータ電流１６２の値から駆動方式を切り換える際の指令信号のデューティ比の補正値を算出している。かかる補正値で一方の駆動方式の指令信号のデューティ比を補正することにより、回転速度に応じて電圧生成の駆動方式を変更する場合に、モータの回転速度の変動を抑制できる。

１８Ｕ…Ｕ相コイル、１８Ｖ…Ｖ相コイル、１８Ｗ…Ｗ相コイル、１００…モータ制御装置、１１０…マイコン、１１２…プリドライバ、１１４…インバータ回路、１１４Ａ，１１４Ｂ，１１４Ｃ，１１４Ｄ，１１４Ｅ，１１４Ｆ…インバータＦＥＴ、１１６…位置検出回路、１１８…モータ、１２０…バッテリ、１２４…イグニッションスイッチ、１２６…シャント抵抗、１２８…電流検出回路、１４０，１４２，１４４，１４６…電流、１５２…デッドタイム、１５４Ｕ…Ｕ相電圧、１５４Ｖ…Ｖ相電圧、１５６Ｕ…Ｕ相電圧、１５６Ｖ…Ｖ相電圧、１６０…回転速度、１６２…モータ電流、１６４…PWM DUTY、１６６Ｕ…Ｕ相端子電圧、１６６Ｖ…Ｖ相端子電圧、１６８…Ｕ−Ｖ相間の平均電圧、Ｔ…ＰＷＭ周期

Claims (6)

1. 異なる２つの駆動方式での制御が可能で、制御されることによって生成した電圧を三相モータの巻線に印加する駆動回路と、
   印加された電圧に応じて前記三相モータの巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、
   前記三相モータの始動前に、所定の指令信号に基づいて一方の駆動方式で前記駆動回路を制御した後に、該所定の指令信号に基づいて他方の駆動方式で前記駆動回路を制御して、異なる２つの駆動方式の各々で電圧を生成するように前記駆動回路を制御し、前記他方の駆動方式で生成された電圧が前記三相モータの巻線に印加されることにより前記電流検出部で検出された電流が、前記一方の駆動方式で生成した電圧が前記三相モータの巻線に印加されることにより前記電流検出部で検出された電流と一致するように該所定の指令信号を変化させ、該所定の指令信号と該変化させた指令信号との差異に基づいて、前記２つの駆動方式の前記一方の駆動方式から前記他方の駆動方式に変更する場合の補正値を算出すると共に、前記三相モータの始動後、前記駆動回路の駆動方式を変更する場合に、入力された指令信号を前記補正値に基づいて補正し、前記２つの異なる駆動方式のいずれか一方で補正した指令信号を用いて前記駆動回路を制御する駆動回路制御部と、
   を含むモータ制御装置。
2. 前記駆動回路制御部は、前記三相モータの始動前に、前記一方の駆動方式で前記駆動回路を制御して第１相の巻線から第２相の巻線を介して接地領域に通電させた後に、前記他方の駆動方式で前記駆動回路を制御して前記第１相の巻線から前記第２相の巻線を介して接地領域に通電させることにより、前記三相モータのロータを回転させずに前記補正値を算出する請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記駆動回路制御部は、前記三相モータの初回の始動時に先行して前記補正値を算出して記憶し、初回以後の前記三相モータの始動では該記憶した補正値に基づいて前記指令信号を補正する請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
4. 前記駆動回路制御部は、前記三相モータの所定回数の始動毎に前記補正値を算出して記憶し、該記憶した補正値に基づいて前記指令信号を補正する請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
5. 前記２つの駆動方式は、ロータの回転位置に応じていずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電されるように前記駆動回路を制御する第１駆動方式と、ロータの回転位置に応じていずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電された後、前記一方の巻線から前記他方の巻線に流れる電流を減衰させる通電がされるように前記駆動回路を制御する第２駆動方式と、を含む請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
6. 前記駆動回路制御部は、前記三相モータの回転速度が高速の場合には前記第１駆動方式で、前記三相モータの回転速度が低速の場合には前記第２駆動方式で、前記駆動回路を各々制御する請求項５に記載のモータ制御装置。
   

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