JP5141049B2 - ゲート電圧制御回路及びゲート電圧制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、ゲート電圧によってモータに電流を通電する状態とモータに電流を通電しない状態とを切り替えるゲート付きスイッチング素子のゲートに印加する電圧を制御する回路と方法に関する。

鉄道車両やハイブリッド自動車等のモータを駆動する際に、ＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴ等のゲート付きスイッチング素子をスイッチングすることによって、モータに電流を通電する状態とモータに電流を通電しない状態とを切り替えてモータを駆動する技術が知られている。このような技術では、所望するモータ出力に応じてデューティ比を算出し、算出したデューティ比を有するパルス電圧をスイッチング素子のゲートに入力する。すると、スイッチング素子がデューティ比に応じてスイッチングする。すなわち、ゲートにオン電圧が印加されている間はスイッチング素子がオンし、ゲートにオフ電圧が印加されている間はスイッチング素子がオフする。これによって、モータにデューティ比に応じた電流が通電される。このような処理を繰り返し実行することによって、モータに交流電流を通電し、モータを駆動する。
デューティ比を制御する単位時間の逆数は、キャリア周波数と呼ばれる。キャリア周波数が高いほど、モータを正確に駆動することができる。

モータの回転速度に応じて、キャリア周波数を変更する技術が知られている。
モータを低速で駆動する場合（すなわち、車両が低速で走行させる場合）、キャリア周波数を低くして、スイッチング素子をスイッチングさせる。モータを低速で駆動する場合、大きなトルクが必要とされ、モータに大電流を通電する必要がある。スイッチング素子で大電流をスイッチングすると、スイッチング損失が相対的に大きくなる。したがって、キャリア周波数を低くすることによってスイッチング損失の発生回数を少なくする方が有利である。
一方、モータを高速で駆動する場合（すなわち、車両が高速で走行させる場合）、モータの回転速度及びトルクを正確に制御して走行安定性を保つことが重要である。この場合、キャリア周波数を高くしてスイッチング素子をスイッチングさせることで、モータの制御性を高める。

ところで、スイッチング素子をスイッチングする時に、スイッチング速度に応じてスイッチング素子にサージ電圧が印加される。過度に高いサージ電圧がスイッチング素子に印加されると、スイッチング素子が破損してしまう。一般に、スイッチング時に発生するサージ電圧は、スイッチング電流が大きいほど高くなりやすい。

特許文献１には、スイッチング時（ターンオン時及びターンオフ時）に発生するサージ電圧を低減させる技術が開示されている。この技術では、スイッチングの過程においてゲート抵抗を変更する。これによって、スイッチング電流の変化率を低減させ、サージ電圧の発生を抑制することができるとされている。

特開２００４−２６６３６８号公報

上述したように、サージ電圧は、スイッチング電流が大きいほど高くなる。スイッチング電流は、モータを駆動する回転速度が速いほど大きくなる。すなわち、スイッチング時に発生するサージ電圧は、モータを駆動する回転速度に応じて変化する。特許文献１の技術では、スイッチングの過程においてゲート抵抗を変更するが、モータを何れの回転速度で回転させるときにもスイッチング時に同一のルーチンでゲート抵抗を変更する。したがって、十分にサージ電圧の発生を抑制することができなかった。

また、モータのキャリア周波数に応じてゲート抵抗の抵抗を変更することによって、サージ電圧の発生を抑制することも考えられる。上述した通り、キャリア周波数は、モータを駆動する回転速度（目標回転速度）に応じて変更される。したがって、キャリア周波数の大小は、モータの目標回転速度に対応する。モータの目標回転速度がサージ電圧が問題となりやすい回転速度であるときには、ゲート抵抗の抵抗を高くする。すると、スイッチング素子のスイッチング速度が低下するので、スイッチング素子に高いサージ電圧が印加され難くなる。また、モータの目標回転速度がサージ電圧が問題となり難い回転速度であるときには、ゲート抵抗の抵抗を低くする。これによって、スイッチング素子のスイッチング速度を上昇させる。

ターンオフ時にスイッチング素子に印加されるサージ電圧は、スイッチング素子を流れる電流の変化率（スイッチングによる減少率）が大きいほど大きくなる。したがって、ターンオフ前にスイッチング素子を流れている電流が大きいと、スイッチング素子に高いサージ電圧が印加されやすい。したがって、低速高トルクでモータを駆動するとき（すなわち、モータに大電流を通電するとき）は、スイッチング素子を比較的低速でターンオフさせることが好ましい。すなわち、抵抗が高いゲート抵抗を介してゲート電圧をオフすることが好ましい。また、モータを高速低トルクで回転させるとき（すなわち、モータに比較的小さい電流を通電するとき）には、スイッチング素子にそれほど大きい電流が流れないので、スイッチング素子に高いサージ電圧が印加され難い。その反面、モータを正確に駆動する必要がある。したがって、スイッチング素子を高速でターンオフさせることが好ましい。すなわち、抵抗が低いゲート抵抗を介してゲート電圧をオフすることが好ましい。
一方、ターンオン時にスイッチング素子に印加されるサージ電圧は、スイッチング素子が接続されている電気回路のインダクタンス成分とキャパシタンス成分が作用することで発生する。例えば、スイッチング素子（第１のスイッチング素子）に他のスイッチング素子（第２のスイッチング素子）が直列に接続されており、第２のスイッチング素子に還流ダイオードが並列接続されていると、還流ダイオードの寄生キャパシタンスと電気回路のインダクタンス成分との共振により、第１のスイッチング素子のターンオン時に第１のスイッチング素子にサージ電圧が印加される。この場合、モータを高速低トルクで回転させるとき（すなわち、モータに比較的低い電流を通電するとき）ほど、スイッチング素子に印加されるサージ電圧が高くなる。ターンオン時のサージ電圧を抑制するには、高速回転時ほどゲート抵抗を大きくしてスイッチング速度を遅くするのが有利である。

上記したようにゲート抵抗の大きさには背反した性質が求められる。高速回転時には、高いキャリア周波数を実現するためにゲート抵抗が小さいことが好ましいが、ターンオン時のサージ電圧を抑制するにはゲート抵抗が大きいことが好ましい。低速回転時には、ターンオフ時のサージ電圧を抑制するためにゲート抵抗が大きいことが好ましい。
したがって、単にキャリア周波数に応じてゲート抵抗の抵抗を変更しても、上記した背反した要求に応えることができない。例えば、高いキャリア周波数でモータを高速で回転させるために、ゲート抵抗を小さくすると、ターンオン時にスイッチング素子に非常に高いサージ電圧が印加されてしまう。

本発明は、上記の実情に鑑みてなされたものであり、モータの目標回転速度に応じてスイッチング素子のターンオフ速度を変更することができるとともに、モータを高速低トルクで駆動するときには、ターンオン時に高いサージ電圧を発生させることがなく、しかも高速でスイッチング素子をターンオフさせることができるゲート電圧制御回路を提供することを目的とする。

本発明のゲート電圧制御回路は、キャリア周波数決定手段と、デューティ比算出手段と、パルス電圧出力手段と、ターンオン用回路と、ターンオフ用回路と、抵抗変更手段を有している。キャリア周波数決定手段は、モータの目標回転速度を入力し、モータの目標回転速度が高いときに高いキャリア周波数を決定する。デューティ比算出手段は、デューティ比を算出する。パルス電圧出力手段は、決定されたキャリア周波数と算出されたデューティ比を有するパルス電圧を出力する。ターンオン用回路は、パルス電圧出力手段からパルス電圧を入力してパルス電圧がオン電圧のときにオンするターンオン用スイッチと、ゲートオン抵抗を備えており、ゲート電圧源とゲート付きスイッチング素子のゲートをターンオン用スイッチとゲートオン抵抗を介して接続している。ターンオフ用回路は、パルス電圧出力手段からパルス電圧を入力してパルス電圧がオフ電圧のときにオンするターンオフ用スイッチと、ゲートオフ抵抗を備えており、ゲート付きスイッチング素子のゲートと基準電位点をターンオフ用スイッチとゲートオフ抵抗を介して接続している。抵抗変更手段は、キャリア周波数決定手段が決定したキャリア周波数を入力するか、あるいはパルス電圧出力手段が出力したパルス電圧からキャリア周波数を検出することによってキャリア周波数を特定し、特定したキャリア周波数が高いときに、前記ターンオン用回路のゲート電圧源とゲート付きスイッチング素子のゲートの間の抵抗を変更することなく、前記ターンオフ用回路のゲート付きスイッチング素子のゲートと基準電位点の間の抵抗を低く調整する。
なお、「基準電位点」とは、ゲート電圧源の電位より低い電位に保持されている点を意味する。基準電位点は、必ずしも一定電位に保持されている必要は無く、ゲート電圧源の電位より低い範囲内で電位が変動する点であっても良い。

このゲート電圧制御回路では、パルス電圧がオン電圧のときにターンオン用スイッチがオンする。すると、ターンオン用スイッチとゲートオン抵抗を介して、ゲート付きスイッチング素子のゲートにゲート電圧源が出力する電圧が印加される。したがって、ゲート付きスイッチング素子がオンする。パルス電圧がオフ電圧となると、ターンオン用スイッチがオフし、ターンオフ用スイッチがオンする。すると、ゲート付きスイッチング素子のゲートの電荷が、ターンオフ用スイッチとゲートオフ抵抗を介して基準電位点に放電され、ゲート付きスイッチング素子がオフする。ターンオフ用回路のゲート付きスイッチング素子のゲートと基準電位点の間の抵抗は変更可能とされている。
抵抗変更手段は、特定したキャリア周波数が高いときにゲートと基準電位点の間の抵抗を低く調整する。したがって、キャリア周波数が高いとき（すなわち、高速低トルクでモータを駆動するとき）には、ゲート付きスイッチング素子のターンオフ速度が速くなる。スイッチング素子のゲートと基準電位点の間の抵抗は、ゲートオン抵抗の値を変更することなく変更されるので、ゲート付きスイッチング素子のターンオン速度を変更することなく、ターンオフ速度だけが変更される。したがって、ターンオン時にゲート付きスイッチング素子に高いサージ電圧が印加されることが防止される。キャリア周波数が低いとき（すなわち、低速高トルクでモータを駆動するとき）には、ゲートと基準電位点の間の抵抗が高く調整される。したがって、ゲート付きスイッチング素子のターンオフ速度が低下し、ゲート付きスイッチング素子に高いサージ電圧が印加されることが防止される。

上述したゲート電圧制御回路では、ターンオフ用回路が、ゲート付きスイッチング素子のゲートと基準電位点を第１ターンオフ用スイッチと第１ゲートオフ抵抗を介して接続している第１回路と、ゲート付きスイッチング素子のゲートと基準電位点を第２ターンオフ用スイッチと第２ゲートオフ抵抗を介して接続している第２回路と、第１ターンオフ用スイッチと第２ターンオフ用スイッチとパルス電圧出力手段とに接続されており、パルス電圧出力手段から第１ターンオフ用スイッチにパルス電圧が入力される状態とパルス電圧出力手段から第２ターンオフ用スイッチにパルス電圧が入力される状態とを切り替える切換スイッチを有していることが好ましい。ここで、第２ゲートオフ抵抗は、第１ゲートオフ抵抗よりも高い抵抗を持っている。抵抗変更手段は、特定したキャリア周波数が所定周波数より高いときには切換スイッチをパルス電圧出力手段から第１ターンオフ用スイッチにパルス電圧が入力される状態とし、特定したキャリア周波数が所定周波数より低いときには切換スイッチをパルス電圧出力手段から第２ターンオフ用スイッチにパルス電圧が入力される状態とする。
このような構成によれば、キャリア周波数が高いときにはゲートオフ抵抗が低い第１回路を介してゲート付きスイッチング素子のゲートの電荷が放電される。キャリア周波数が低いときには、ゲートオフ抵抗が高い第２回路を介してゲート付きスイッチング素子のゲートの電荷が放電される。したがって、好適にゲート付きスイッチング素子のターンオフ速度を変更することができる。

上述したゲート電圧制御回路においては、ゲートオフ抵抗は可変抵抗であり、抵抗変更手段は特定したキャリア周波数が高いときにゲートオフ抵抗の抵抗を低く調整することが好ましい。
このような構成によれば、キャリア周波数が高いときにはゲートオフ抵抗の抵抗が低く調整され、キャリア周波数が低いときにはゲートオフ抵抗の抵抗が高く調整される。したがって、キャリア周波数に応じて好適にゲート付きスイッチング素子のターンオフ速度を変更することができ、サージと損失の低減を効率良く図ることができる。

ゲート付きスイッチング素子を用いてモータを駆動するときには、ゲート付きスイッチング素子で損失が発生する。すなわち、ゲート付きスイッチング素子がオンしているときには、定常損失が発生する。ゲート付きスイッチング素子がターンオフするときには、ターンオフの過程で損失が発生する（ターンオフ損失）。
本発明では、ゲート付きスイッチング素子で発生する損失を低減させることができるゲート電圧制御回路をも提供する。
このゲート電圧制御回路は、キャリア周波数決定手段と、デューティ比算出手段と、パルス電圧出力手段と、ターンオン用回路と、ターンオフ用回路と、ゲート電圧変更手段を有している。キャリア周波数決定手段は、モータの目標回転速度を入力し、モータの目標回転速度が高いときに高いキャリア周波数を決定する。デューティ比算出手段は、デューティ比を算出する。パルス電圧出力手段は、決定されたキャリア周波数と算出されたデューティ比を有するパルス電圧を出力する。ターンオン用回路は、パルス電圧出力手段からパルス電圧を入力してパルス電圧がオン電圧のときにオンするターンオン用スイッチと、ゲートオン抵抗を備えており、ゲート電圧源とゲート付きスイッチング素子のゲートをターンオン用スイッチとゲートオン抵抗を介して接続している。ターンオフ用回路は、パルス電圧出力手段からパルス電圧を入力してパルス電圧がオフ電圧のときにオンするターンオフ用スイッチと、ゲートオフ抵抗を備えており、ゲート付きスイッチング素子のゲートと基準電位点をターンオフ用スイッチとゲートオフ抵抗を介して接続している。ゲート電圧変更手段は、キャリア周波数決定手段が決定したキャリア周波数を入力されるか、あるいはパルス電圧出力手段が出力したパルス電圧からキャリア周波数を検出することによってキャリア周波数を特定し、特定したキャリア周波数が高いときにゲート電圧源が出力する電圧を低く調整する。

このゲート電圧制御回路では、キャリア周波数が高いときには、ゲート電圧源が出力する電圧が低く調整される。すなわち、オン時にゲート付きスイッチング素子のゲートに印加されるゲート電圧が低くなる。ゲート電圧が低いとゲート付きスイッチング素子のターンオフ速度が速くなるので、ターンオフ損失が小さくなる。キャリア周波数が高いときには、ゲート付きスイッチング素子のスイッチング頻度が高いので、ターンオフ損失が少なくなると損失を大きく低減させることができる。一方、ゲート電圧が低いとゲート付きスイッチング素子のオン抵抗が高くなる。しかしながら、キャリア周波数が高い場合は、ゲート付きスイッチング素子を流れる電流が比較的小さいので、定常損失はそれほど増加しない。したがって、キャリア周波数が高いときには、ゲート電圧を低くすることによってゲート付きスイッチング素子で発生する損失の総量を低減させることができる。
キャリア周波数が低いときには、ゲート電圧が高く調整される。ゲート電圧が高いと、ゲート付きスイッチング素子のオン抵抗が低くなる。キャリア周波数が低いときはゲート付きスイッチング素子を流れる電流が大きいときであるので、オン抵抗が低くなると定常損失を大きく低減させることができる。一方、ゲート電圧が高いとゲート付きスイッチング素子のターンオフ速度が遅くなる。したがって、ターンオフ損失が大きくなる。しかしながら、キャリア周波数が低い場合はゲート付きスイッチング素子のスイッチング頻度が低いので、ターンオフ損失はそれほど問題とならない。したがって、キャリア周波数が低いときには、ゲート電圧を高くすることによってゲート付きスイッチング素子で発生する損失の総量を低減させることができる。

本発明は、ゲート付きスイッチング素子のゲート電圧の制御方法も提供する。このゲート電圧制御方法は、モータの目標回転速度を参照してモータの目標回転速度が高いときに高いキャリア周波数を決定するキャリア周波数決定ステップと、デューティ比を算出するデューティ比算出ステップと、決定されたキャリア周波数と算出されたデューティ比を有するパルス電圧をターンオン用回路とターンオフ用回路に出力することによってゲート付きスイッチング素子のゲート電圧を変動させるパルス電圧出力ステップと、キャリア周波数決定ステップで決定したキャリア周波数を参照するか、あるいはパルス電圧出力ステップで出力したパルス電圧からキャリア周波数を検出することによってキャリア周波数を特定し、特定したキャリア周波数が高いときに、前記ターンオン用回路のゲート電圧源とゲート付きスイッチング素子のゲートの間の抵抗を変更することなく、前記ターンオフ用回路のゲート付きスイッチング素子のゲートと基準電位点の間の抵抗を低く調整する抵抗変更ステップを有している。
このゲート電圧制御方法によれば、モータの目標回転速度に応じてスイッチング素子のターンオフ速度を変更することができる。さらに、モータを高速低トルクで駆動するときには、ターンオンによって高いサージ電圧を発生させることなく高速でスイッチング素子をターンオフさせることができる。

本発明は、ゲート付きスイッチング素子のゲート電圧のさらなる制御方法も提供する。このゲート電圧制御方法は、モータの目標回転速度を参照してモータの目標回転速度が高いときに高いキャリア周波数を決定するキャリア周波数決定ステップと、デューティ比を算出するデューティ比算出ステップと、決定されたキャリア周波数と算出されたデューティ比を有するパルス電圧をターンオン用回路とターンオフ用回路に出力することによってゲート付きスイッチング素子のゲート電圧を変動させるパルス電圧出力ステップと、キャリア周波数決定ステップで決定したキャリア周波数を参照するか、あるいはパルス電圧出力ステップで出力したパルス電圧からキャリア周波数を検出することによってキャリア周波数を特定し、特定したキャリア周波数が高いときにゲート電圧源が出力する電圧を低く調整するゲート電圧変更ステップを有する。
このゲート電圧制御方法によれば、ゲート付きスイッチング素子で発生する損失を低減することができる。

下記に詳細に説明する実施例の主要な特徴を最初に列記する。
（特徴１）キャリア周波数決定手段は、モータの目標回転速度が所定回転速度よりも高いときにはキャリア周波数ＦＨを決定し、モータの目標回転速度が所定回転速度以下である場合にはキャリア周波数ＦＨよりも低いキャリア周波数ＦＬを決定する。

（第１実施例）
本発明の第１実施例に係るゲート電圧制御回路について説明する。実施例では、図１に示すモータ駆動装置１０のＩＧＢＴ１２ａ〜１２ｆのゲート電圧を制御するゲート電圧制御回路３０ａ〜３０ｆについて説明する。

図１に示すように、モータ駆動装置１０は、電力供給線１６、１８、ＩＧＢＴ１２ａ〜１２ｆ、ダイオード１４ａ〜１４ｆ、出力線２０〜２４、ゲート電圧制御回路３０ａ〜３０ｆ及びマイコン２６を備えている。電力供給線１６、１８の間には、コレクタが電力供給線１６側となり、エミッタが電力供給線１８側となるように、ＩＧＢＴ１２ａ、１２ｂが直列に接続されている。ＩＧＢＴ１２ｃ、１２ｄも、ＩＧＢＴ１２ａ、１２ｂと同様に、電力供給線１６、１８の間に直列に接続されている。ＩＧＢＴ１２ｅ、１２ｆも、ＩＧＢＴ１２ａ、１２ｂと同様に、電力供給線１６、１８の間に直列に接続されている。ダイオード１４ａ〜１４ｆは、対応するＩＧＢＴに対して並列に接続されている。ダイオード１２ａ〜１２ｆは、ＩＧＢＴ１２ａ〜１２ｆに逆電圧が印加されるのを防止するとともに、電流をモータ２８へ還流するための還流ダイオードである。ゲート電圧制御回路３０ａ〜３０ｆは、対応するＩＧＢＴのゲートに接続されている。マイコン２６は、ゲート電圧制御回路３０ａ〜３０ｆに接続されている。ＩＧＢＴ１２ａと１２ｂとの接続部からは、出力線２０が引き出されている。ＩＧＢＴ１２ｃと１２ｄとの接続部からは、出力線２２が引き出されている。ＩＧＢＴ１２ｅと１２ｆとの接続部からは、出力線２４が引き出されている。出力線２０〜２４は、モータ２８に接続されている。モータ２８は、三相インダクションモータである。

電力供給線１６、１８の間には、直流電圧ＶＥが印加される。モータ駆動装置１０は、ＩＧＢＴ１２ａ〜１２ｆをスイッチングすることにより、直流電圧ＶＥを擬似的な三相交流電力に変換し、出力線２０〜２４に出力する。より詳細には、マイコン２６は、モータ２８の目標回転速度を算出する。そして、算出した目標回転速度に応じてキャリア周波数Ｆｕを決定する。また、算出した目標回転速度に対応するモータのトルクに応じてディーティ比Ｄｕを算出する。後に詳述するが、キャリア周波数Ｆｕはモータ２８を制御する周波数である。マイコン２６は、ＩＧＢＴ１２ａ〜１２ｆに共通のキャリア周波数Ｆｕを出力する。デューティ比Ｄｕはモータ２８を駆動するための単位時間（１／Ｆｕ）内において、ＩＧＢＴ１２ａ〜１２ｆをオンする時間の比率である。マイコン２６は、ＩＧＢＴ毎に適切なデューティ比Ｄｕを算出する。マイコン２６は、キャリア周波数Ｆｕとデューティ比Ｄｕを持ったパルス信号を、フォトカプラ（図示省略）を介してゲート電圧制御回路３０ａ〜３０ｆに出力する。ゲート電圧制御回路３０ａ〜３０ｆは、入力されたキャリア周波数Ｆｕとデューティ比Ｄｕに応じて、対応するＩＧＢＴ１２ａ〜１２ｆのゲート電圧を制御する。これによって、ＩＧＢＴ１２ａ〜１２ｆがスイッチングし、出力線２０〜２４に三相交流電力が出力される。出力された三相交流電力は、モータ２８に出力される。モータ２８は、三相交流電力の入力を受けると回転する。モータ駆動装置１０は、モータ２８に出力する三相交流電力の振幅、周波数を変更することができる。三相交流電力の振幅、周波数を変更することで、モータ２８の回転速度、駆動トルクを変更することができる。

図２は、ゲート電圧制御回路３０ａの概略構成を示している。なお、ゲート電圧制御回路３０ａ〜３０ｆは略同様の構成を有しているので、以下ではゲート電圧制御回路３０ａについて説明する。図２に示すように、ゲート電圧制御回路３０ａは、目標値算出部３２、パルス電圧出力回路３４、キャリア周波数検出回路３６、放電回路選択回路３８、ターンオン回路４０及びターンオフ回路４２を有している。なお、図１においては、マイコン２６とゲート電圧制御回路３０ａを別のブロックとして記載したが、目標値算出部３２はマイコン２６のキャリア周波数Ｆｕを決定する機能及びデューティ比Ｄｕを算出する機能によって実現される。すなわち、マイコン２６の一部の機能はゲート電圧制御回路３０ａに含まれる。

目標値算出部３２（マイコン２６）は、モータ２８の目標回転速度に応じて、キャリア周波数Ｆｕを決定するとともにデューティ比Ｄｕを算出する。目標値算出部３２は、モータ２８を所定の回転速度よりも高速で駆動するときには、キャリア周波数ＦＨを決定する。また、モータ２８を所定の回転速度以下で駆動するときには、キャリア周波数ＦＨよりも低いキャリア周波数ＦＬを決定する。目標値算出部３２は、キャリア周波数Ｆｕ（すなわち、ＦＨまたはＦＬ）とデューティ比Ｄｕをパルス電圧出力回路３４に出力する。

パルス電圧出力回路３４は、入力されたキャリア周波数Ｆｕとデューティ比Ｄｕに応じて、パルス電圧Ａ１を出力する。図３は、パルス電圧出力回路３４が出力する１周期分（１／Ｆｕ）のパルス電圧Ａ１を示している。図３の横軸は時間ｔ１を示しており、縦軸は電圧Ｖ１を示している。図示するように、波形Ａ１は、１／Ｆｕ（ｓｅｃ）を１周期とし、周期の開始時からデューティ比Ｄｕに対応する時間ａ１（ｓｅｃ）が経過するまでは電圧Ｈｉを出力し、時間ａ１経過後から周期の終了まで（すなわち、時間ｂ１が経過するまで）は電圧Ｌｏを出力する波形である。なお、時間ａ１、ｂ１は、
ａ１＝Ｄｕ／Ｆｕ
ｂ１＝１／Ｆｕ−ａ１
の関係に従って決定される。パルス電圧出力回路３４は、パルス電圧Ａ１をターンオン回路４０とキャリア周波数検出回路３６に出力する。また、パルス電圧出力回路３４は、パルス電圧Ａ１を反転させたパルス電圧Ａ２を出力する。パルス電圧Ａ２は、パルス電圧Ａ１が電圧Ｈｉを出力している間はＬｏを出力し、パルス電圧Ａ１がＬｏを出力している間は電圧Ｈｉを出力するパルス電圧である。パルス電圧出力回路３４は、パルス電圧Ａ２をターンオフ回路４２に出力する。

ターンオン回路４０は、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ａ、ゲートオン抵抗４６ａを備えている。ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ａのゲートには、パルス電圧出力回路３４からパルス電圧Ａ１が入力される。ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ａのドレインには、図示しないゲート電圧源により直流電圧Ｖ２が印加されている。ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ａのソースは、ゲートオン抵抗４６ａを介してＩＧＢＴ１２ａのゲート１３ａに接続されている。ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ａは、ゲートに入力されるパルス電圧Ａ１に応じて、スイッチングする。ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ａがオンすると、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ａ、ゲートオン抵抗４６ａを介して、図示しないゲート電圧源からＩＧＢＴ１２ａのゲート１３ａに電圧が印加される。すなわち、ゲート１３ａに電荷が供給される。これによって、ＩＧＢＴ１２ａはオンする。ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ａがオフすると、ゲート１３ａへの電圧の印加が停止される。

ターンオフ回路４２は、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｂ、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｃ、ゲートオフ抵抗４６ｂ、ゲートオフ抵抗４６ｃ及びスイッチ４８を備えている。
スイッチ４８は、端子４８ａ、４８ｂ、４８ｃを備えている。スイッチ４８は、放電回路選択回路３８から入力される信号に応じて、端子４８ａ−４８ｂ間が導通している状態と、端子４８ａ−４８ｃ間が導通している状態とを切り替える。端子４８ａはパルス電圧出力回路３４に接続されており、パルス電圧Ａ２が入力される。端子４８ｂは、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｂに接続されている。端子４８ｃは、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｃに接続されている。
ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｂのドレインは、ゲートオフ抵抗４６ｂを介してＩＧＢＴ１２ａのゲート１３ａに接続されている。ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｂのゲートは、スイッチ４８の端子４８ｂに接続されている。ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｂのソースは、基準電位点４５に接続されている。なお、基準電位点４５の電位は、ゲート電圧制御回路が接続されているＩＧＢＴのエミッタ電極の電位である。したがって、ゲート電圧制御回路３０ａの基準電位点４５の電位は、ＩＧＢＴ１２ａのエミッタ電極の電位となっている。
ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｃのドレインは、ゲートオフ抵抗４６ｃを介してＩＧＢＴ１２ａのゲート１３ａに接続されている。ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｃのゲートは、スイッチ４８の端子４８ｃに接続されている。ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｃのソースは、基準電位点４５に接続されている。
スイッチ４８が端子４８ａ−４８ｂ間を導通していると、パルス電圧Ａ２がＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｂのゲートに入力される。ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｂは、ゲートに入力されるパルス電圧Ａ２に応じて、スイッチングする。ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｂがオンすると、ゲートオフ抵抗４６ｂ、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｂを介して、ＩＧＢＴ１２ａのゲート１３ａから基準電位点４５へ電荷が放電される。これによって、ＩＧＢＴ１２ａはオフする。すなわち、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｂとゲートオフ抵抗４６ｂによって第１の放電回路６０ｂが形成されている。ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｂがオフすると、ゲート１３ａからの電荷の放電が停止される。また、スイッチ４８が端子４８ａ−４８ｃ間を導通している状態に切り替えられると、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｂはスイッチングを停止する。
スイッチ４８が端子４８ａ−４８ｃ間を導通していると、パルス電圧Ａ２がＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｃのゲートに入力される。ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｃは、ゲートに入力されるパルス電圧Ａ２に応じてスイッチングする。ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｃがオンすると、ゲートオフ抵抗４６ｃ、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｃを介して、ＩＧＢＴ１２ａのゲート１３ａから基準電位点４５へ電荷が放電される。これによって、ＩＧＢＴ１２ａはオフする。すなわち、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｃとゲートオフ抵抗４６ｃによって第２の放電回路６０ｃが形成されている。ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｃがオフすると、ゲート１３ａからの電荷の放電が停止される。また、スイッチ４８が端子４８ａ−４８ｂ間を導通している状態に切り替えられると、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｃはスイッチングを停止する。
なお、ゲートオフ抵抗４６ｂの抵抗Ｒ１は、ゲートオフ抵抗４６ｃの抵抗Ｒ２よりも小さい。したがって、放電回路６０ｂによってゲート１３ａの電荷を放電するときには、放電回路６０ｃによって放電するときに比べて高速で電荷が放電される。すなわち、放電回路６０ｂでゲート１３ａの電荷を放電すると、放電回路６０ｃで電荷を放電するのに比べて高速でＩＧＢＴ１２ａがターンオフする。

キャリア周波数検出回路３６には、パルス電圧出力回路３４からパルス電圧Ａ１が入力される。キャリア周波数検出回路３６は、入力されたパルス電圧Ａ１のキャリア周波数Ｆｕを検出する。キャリア周波数検出回路３６は、検出したキャリア周波数Ｆｕが周波数Ｆ０よりも大きいか否かを判定する。なお、周波数Ｆ０は、キャリア周波数ＦＨより小さく、キャリア周波数ＦＬより大きい周波数である。すなわち、キャリア周波数検出回路３６は、キャリア周波数Ｆｕがキャリア周波数ＦＨであるかキャリア周波数ＦＬであるかを判定する。キャリア周波数検出回路３６は、キャリア周波数Ｆｕが周波数Ｆ０より大きいか否かの判定結果（すなわち、キャリア周波数Ｆｕがキャリア周波数ＦＨであるか、キャリア周波数ＦＬであるかの判定結果）を放電回路選択回路３８に出力する。

放電回路選択回路３８には、キャリア周波数検出回路３６からキャリア周波数Ｆｕが周波数Ｆ０より大きいか否かの判定結果が入力される。放電回路選択回路３８は、キャリア周波数Ｆｕが周波数Ｆ０より大きいときには、スイッチ４８に信号を入力してスイッチ４８を端子４８ｂ側に切り替える。また、キャリア周波数Ｆｕが周波数Ｆ０以下であるときには、スイッチ４８に信号を入力してスイッチ４８を端子４８ｃ側に切り替える。

次に、ゲート電圧制御回路３０ａによって、ＩＧＢＴ１２ａのゲート電圧を制御する処理について説明する。ゲート電圧制御回路３０ａは、単位時間（１／Ｆｕ）毎にＩＧＢＴ１２ａのゲート電圧を制御する。図４は、１単位時間においてＩＧＢＴ１２ａのゲート電圧を制御するための処理を示すフローチャートである。

ステップＳ２では、目標値算出部３２（すなわち、マイコン２６）が、モータ２８の目標回転速度に応じてキャリア周波数Ｆｕを決定し、デューティ比Ｄｕを算出する。

ステップＳ４では、パルス電圧出力回路３４が、ステップ２で決定されたキャリア周波数Ｆｕと算出されたデューティ比Ｄｕに応じて、パルス電圧Ａ１とパルス電圧Ａ２を出力する。パルス電圧Ａ１は、ターンオン回路３０ａ及びキャリア周波数検出回路３６に出力される。パルス電圧Ａ２は、ターンオフ回路４２に出力される。すると、ターンオン回路４０とターンオフ回路４２によってＩＧＢＴ１２ａのゲート電圧が制御される。ＩＧＢＴ１２ａのゲート電圧の制御については後に詳述する。

ステップＳ６では、キャリア周波数検出回路３６が、ステップＳ４で出力されたパルス電圧Ａ１のキャリア周波数Ｆｕを検出する。キャリア周波数検出回路３６は、検出したキャリア周波数Ｆｕが周波数Ｆ０より大きいか否かを判定し、その判定結果を放電回路選択回路３８に出力する。

ステップＳ８では、放電回路選択回路３８が、ステップＳ６の判定結果に応じてスイッチ４８を切り替える。放電回路選択回路３８は、キャリア周波数Ｆｕが所定周波数Ｆ０よりも大きい場合には、スイッチ４８に信号を入力することによってスイッチ４８を端子４８ｂ側に切り替える（既に、スイッチ４８が端子４８ｂ側にある場合には、何もしない）。放電回路選択回路３８は、キャリア周波数Ｆｕが所定周波数Ｆ０以下である場合には、スイッチ４８に信号を入力することによってスイッチ４８を端子４８ｃ側に切り替える（既に、スイッチ４８が端子４８ｃ側にある場合には、何もしない）。

ステップＳ８が終了すると、１周期（１／Ｆｕ）分の処理が終了する。ゲート電圧制御回路３０ａは、図４のフローチャートを繰り返し実行する。

図５は、ゲート電圧制御回路１２ａのパルス電圧Ａ１、パルス電圧Ａ２、ＩＧＢＴ１２ａのゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅ、コレクタ−エミッタ間電流Ｉｃｅ及びコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅの時間変化を示すグラフである。図５の時刻ｔａ−ｔｃ間の時間Ｘ１、ｔｃ−ｔｅ間の時間Ｘ２、ｔｅ−ｔｇ間の時間Ｘ３は、キャリア周波数によって決まる単位時間（１／Ｆｕ）である。なお、図５の時刻ｔａにおいては、モータ２８を低速高トルクで駆動しているので、キャリア周波数ＦｕはＦＬ（低いキャリア周波数）となっている。したがって、スイッチ４８は端子４８ｃ側にある。

また、ゲート電圧制御回路１２ａは、複数の処理を同時平行して実行する。図５の各波形は、図６に示すように処理Ｙ１〜Ｙ３が平行して実行されることにより出力される。処理Ｙ１〜Ｙ３は、それぞれ図４のフローチャートの処理を示している。例えば、時間Ｘ１においては、処理Ｙ１のステップＳ４と、処理Ｙ２のステップＳ２を平行して実行することを示している。なお、図４に示す各ステップの実行タイミングは一例であり、図４と異なるタイミングで各ステップを実行しても良い。

処理Ｙ１のステップＳ２は、時刻ｔａより前に実行される。このステップＳ２では、キャリア周波数ＦＬ（遅いキャリア周波数）が決定される。ステップＳ２でキャリア周波数ＦＬを決定し、デューティ比Ｄｕを算出すると、パルス電圧出力回路３４は、時間Ｘ１の間にターンオン回路４０にパルス電圧Ａ１を出力し、ターンオフ回路４２にパルス電圧Ａ２を出力する（ステップＳ４）。図５に示すように、時刻ｔａにおいては、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ａのゲート電圧（パルス電圧Ａ１）が電圧Ｌｏから電圧Ｈｉに上昇する。すると、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ａがオンする。また、ターンオフ回路４２では、スイッチ４８が端子４８ｃ側にあるので、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｃのゲートにパルス電圧Ａ２が入力される。時刻ｔａにおいては、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｃのゲート電圧（パルス電圧Ａ２）は電圧Ｈｉから電圧Ｌｏに低下するので、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｃはオフする。したがって、ＩＧＢＴ１２ａのゲート１３ａに、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ａとゲートオン抵抗４６ａを介して電圧が印加される。したがって、電圧Ｖｇｅが上昇する。ＩＧＢＴ１２ａのゲート１３ａには、ゲートオン抵抗４６ａを介して電圧が印加されるので、電圧Ｖｇｅは所定の傾きで増加する。すなわち、ＩＧＢＴ１２ａが所定の速度でターンオンする。これによって、電流Ｉｃｅが増加し、電圧Ｖｃｅが減少する。このとき、ＩＧＢＴ１２ａのコレクタ−エミッタ間には、ターンオンによるサージ電圧が印加されるが、ゲートオン抵抗４６ａの抵抗が適切であるため、それほど高いサージ電圧は印加されない。なお、電圧Ｖｇｅの上昇時には、一端電圧Ｖｇｅが略一定値となる部分がある（図５の部分Ｖａ）。これは、ＩＧＢＴ１２ａのゲート−コレクタ間のミラー容量に電荷が供給されるためである。

時間が経過して時刻ｔｂとなると、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ａのゲート電圧（パルス電圧Ａ１）が電圧ＨｉからＬｏに低下するので、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ａがオフする。また、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｃのゲート電圧（パルス電圧Ａ２）がＬｏからＨｉに上昇するので、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｃがオンする。すると、ゲートオフ抵抗４６ｃとＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｃを介して（すなわち、放電回路６０ｃを介して）、ＩＧＢＴ１２ａのゲート１３ａから基準電位点４５に電荷が放電される。したがって、電圧Ｖｇｅが低下する。電圧Ｖｇｅが低下すると、電流Ｉｃｅが減少し、電圧Ｖｃｅが上昇する。このとき、電流Ｉｃｅの減少率に応じたサージ電圧ＶｓがＩＧＢＴ１２ａのコレクタ−エミッタ間に印加される。

図７は、ターンオフ時の電圧Ｖｇｅ、電流Ｉｃｅ及び電圧Ｖｃｅの変動をより詳細に示している。時刻ｔｂにおいてＩＧＢＴ１２ａのゲート１３ａの電荷の放電が開始されると、Ｖｇｅは減少し、電圧Ｖｇｅ１で一旦、電圧Ｖｇｅの低下が止まる。これは、上述したミラー容量から電荷が放電されるためである。ミラー容量の電荷の放電が終了すると、ゲート１３ａの電荷が放電される。すると、時刻ｔｂ２に示すように、電圧Ｖｇｅは減少し、０Ｖとなる。
時刻ｔｂ２において電圧Ｖｇｅが０Ｖとなると、ＩＧＢＴ１２ａがオフする。したがって、電流Ｉｃｅが略０Ｖに減少し、電圧Ｖｃｅがオフ電圧Ｖｃｅ１に上昇する。このとき、ＩＧＢＴ１２ａの寄生インダクタンスの影響によって、電流Ｉｃｅの減少率ｄＩｃｅ／ｄｔに比例したサージ電圧Ｖｓが発生する。したがって、図６に示すように、ＩＧＢＴ１２ａのコレクタ−エミッタ間に、電圧Ｖｃｅ１にサージ電圧Ｖｓを重畳した電圧が印加されることとなる。

上述したように、発生するサージ電圧Ｖｓの大きさは、電流Ｉｃｅの減少率ｄＩｃｅ／ｄｔに比例する。
減少率ｄＩｃｅ／ｄｔは、ターンオフ時の電流Ｉｃｅの変化量ΔＩｃｅ（図７参照）が大きいほど大きくなる。モータを低速（高トルク）で駆動するとき（すなわち、キャリア周波数Ｆｕが低いとき）は、電流Ｉｃｅが非常に大きくなるので変化量ΔＩｃｅも大きくなる。
また、減少率ｄＩｃｅ／ｄｔは、ＩＧＢＴ１２ａのターンオフ速度が速いほど大きくなる。時刻ｔｂ２においては、ゲート１３ａの電荷は比較的高い抵抗値Ｒ２を有するゲートオフ抵抗４６ｃを介して放電される。すなわち、ＩＧＢＴ１２ａは比較的ゆっくりターンオフする。したがって、電流Ｉｃｅの変化量ΔＩｃｅが大きくても、減少率ｄＩｃｅ／ｄｔがそれほど大きくならない。したがって、ターンオフ時にＩＧＢＴ１２ａに高いサージ電圧Ｖｓが印加されることが抑制されている。

時間が経過して時刻ｔｃとなると、ゲート電圧制御回路３０ａは、ステップＳ６を実行する。ステップＳ６では、時間Ｘ１の間に出力されたパルス電圧Ａ１のキャリア周波数Ｆｕを検出する。具体的には、パルス電圧Ａ１の立ち上がり時刻ｔａとパルス電圧Ａ１の立ち上がり時刻ｔｃ（時刻ｔｃにおけるパルス電圧Ａ１の立ち上がりについては後に詳述する）を検出し、時刻ｔａと時刻ｔｃからキャリア周波数Ｆｕ（＝１／（ｔｃ−ｔａ））を決定する。上述したように、時間Ｘ１の間に出力されたパルス電圧Ａ１のキャリア周波数はＦＬであるので、ここではキャリア周波数ＦＬが検出される。
キャリア周波数ＦＬを決定したら、ステップＳ８を実行する。すなわち、キャリア周波数ＦＬが周波数Ｆ０より高いか否かを判定する。キャリア周波数ＦＬは周波数Ｆ０より低いので、ゲート電圧制御回路３０ａは、スイッチ４８を切り替えない。
ステップＳ６、Ｓ８は、次の処理（ここでは、処理Ｙ２）でＩＧＢＴ１２ａがターンオフする時（ここでは、時刻ｔｄ）までに実行される。

処理Ｙ２のステップＳ２は、時刻ｔｂから時刻ｔｃの間に実行される。このとき、モータの目標回転速度が、モータをより高速で駆動する値に変更されている。したがって、処理Ｙ２のステップＳ２では、キャリア周波数Ｆｕとしてキャリア周波数ＦＨが決定される。時間が経過して時刻ｔｃとなると、ステップＳ４が実行されて、時間Ｘ２の間にパルス電圧Ａ１及びパルス電圧Ａ２が出力される。図示するように、処理Ｙ２のパルス電圧Ａ１とパルス電圧Ａ２のキャリア周波数Ｆｕは処理Ｙ１に比べて高くなっている（すなわち、時間Ｘ２が時間Ｘ１より短くなっている）。パルス電圧Ａ１及びパルス電圧Ａ２が出力されると、ＩＧＢＴ１２ａがスイッチングする。

時間が経過して時刻ｔｅとなると、ゲート電圧制御回路３０ａは、処理Ｙ２のステップＳ６、Ｓ８を実行する。上述したように、処理Ｙ２で出力するパルス電圧Ａ１のキャリア周波数ＦｕはＦＨである。したがって、ステップＳ８で、キャリア周波数ＦＨが周波数Ｆ０より高いと判定され、スイッチ４８が端子４８ｂ側に切り替えられる。すなわち、ＩＧＢＴ１２ａのゲート１３ａの電荷を放電する回路が放電回路６０ｂに切り替えられる。

処理Ｙ３のステップＳ２は、時刻ｔｄから時刻ｔｅの間に実行される。処理Ｙ３のステップＳ２では、キャリア周波数Ｆｕとしてキャリア周波数ＦＨが決定される。時間が経過して時刻ｔｃとなると、ステップＳ４が実行されて、時間Ｘ３の間にパルス電圧Ａ１及びパルス電圧Ａ２が出力される。パルス電圧Ａ１及びパルス電圧Ａ２が出力されると、ＩＧＢＴ１２ａがスイッチングする。処理Ｙ３のステップＳ６では、ＩＧＢＴ１２ａのゲート１３ａへの電荷の供給（すなわち、ＩＧＢＴ１２ａのターンオン）は、上述した処理Ｙ１、Ｙ２と同様に、ゲートオン抵抗４６ａを介して行われる。一方、ＩＧＢＴ１２ａのゲート１３ａの電荷の放電（すなわち、ＩＧＢＴ１２ａのターンオフ）は、上述した処理Ｙ１、Ｙ２と異なる。すなわち、上述したように、処理Ｙ２のステップＳ８では、スイッチ４８が端子４８ｂ側に切り替えられている。したがって、処理Ｙ３では、ＩＧＢＴ１２ａのゲート１３ａの電荷の放電は、ゲートオフ抵抗４６ｂとＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｂ（すなわち、放電回路６０ｂ）を介して行われる。ゲートオフ抵抗４６ｂの抵抗値Ｒ１は、ゲートオフ抵抗４６ｃの抵抗Ｒ２よりも小さい。したがって、ＩＧＢＴ１２ａのゲート１３ａの電荷は、処理Ｙ１、Ｙ２よりも高速で基準電位点４５に放電される。すなわち、高速でＩＧＢＴ１２ａがターンオフする。

ＩＧＢＴ１２ａが高速でターンオフすると、減少率ｄＩｃｅ／ｄｔが大きくなりやすく、ＩＧＢＴ１２ａに高いサージ電圧Ｖｓが印加されやすい。
しかしながら、キャリア周波数Ｆｕが高いキャリア周波数ＦＨであるときは、モータ２８を高速で駆動するときであり、モータ２８にそれほど高い電流を出力しないときである。この場合、ターンオフ時の電流Ｉｃｅの変化量ΔＩｃｅが小さくなる。したがって、ターンオフ速度が速くても、減少率ｄＩｃｅ／ｄｔはそれほど大きくならない。すなわち、ＩＧＢＴ１２ａに高いサージ電圧Ｖｓが印加されることが抑制される。

以上に説明したように、本実施例のゲート電圧制御回路は、ＩＧＢＴのターンオン時のスイッチング速度を変更することなく、ＩＧＢＴのターンオフ時のスイッチング速度を変更することができる。したがって、ターンオン時にＩＧＢＴに高いサージ電圧が印加されることが抑制できる。また、キャリア周波数に応じて（すなわち、モータの目標回転速度に応じて）、ＩＧＢＴを適切な速度でターンオフさせることができる。すなわち、ターンオン時及びターンオフ時に、ＩＧＢＴに高いサージ電圧Ｖｓが印加されることを抑制することができる。

なお、上述したゲート電圧制御回路では、キャリア周波数検出回路３６がパルス電圧Ａ１のキャリア周波数Ｆｕを検出し、検出したキャリア周波数Ｆｕが周波数Ｆ０より大きいか否かを判定した。しかしながら、目標値算出部３２で決定したキャリア周波数Ｆｕをキャリア周波数検出回路３６に直接入力し、キャリア周波数検出回路３６が入力されたキャリア周波数Ｆｕが周波数Ｆ０より大きいか否かを判定してもよい。このような構成によっても、キャリア周波数Ｆｕに応じてＩＧＢＴのターンオフ時のスイッチング速度を好適に変更することができる。

また、上述したゲート電圧制御回路では、モータの目標回転速度に応じてキャリア周波数ＦＨとＦＬの２つのキャリア周波数を決定したが、より多くのキャリア周波数を決定するようにしてもよい。これによって、より適切にモータを制御することができる。

また、図８は、変形例のゲート電圧制御回路３０ｇを示している。ゲート電圧制御回路３０ｇでは、ターンオフ回路４２がＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｄと可変抵抗モジュール６０ｄによって構成されている。可変抵抗モジュール６０ｄは、ゲート１３ａとＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｄの間に直列に接続されたゲートオフ抵抗６１ａ、ゲートオフ抵抗６１ｂと、ゲートオフ抵抗６１ｂに並列に接続されたスイッチ６２によって構成されている。また、ゲート電圧制御回路３０ｇは、抵抗変更回路３９を有している。抵抗変更回路３９は、パルス信号Ａ２のキャリア周波数Ｆｕを検出し、検出したキャリア周波数Ｆｕに応じてスイッチ６２をオン−オフする。スイッチ６２がオンしている場合、可変抵抗モジュール６０ｄの抵抗は、ゲートオフ抵抗６１ａの抵抗となる。スイッチ６２がオフしている場合、可変抵抗モジュール６０ｄの抵抗は、ゲートオフ抵抗６１ａの抵抗とゲートオフ抵抗６１ｂの抵抗の加算値となる。すなわち、スイッチ６２がオン−オフすることによって、可変抵抗モジュール６０ｄの抵抗を変更することができる。このように、キャリア周波数に応じて抵抗を変更できる可変抵抗とＭＯＳ−ＦＥＴによって放電回路を形成することによっても、ＩＧＢＴ１２ａのターンオフ速度を変更することができる。なお、可変抵抗としては、可変抵抗モジュール６０ｄの他に、種々の可変抵抗を採用することができる。

（第２実施例）
次に、第２実施例のゲート電圧制御回路７０について説明する。なお、第２実施例のゲート電圧制御回路７０の各部の説明においては、第１実施例のゲート電圧制御回路３０と同様の構成を有するものについては、同様の記号を付して説明する。

図９は、ゲート電圧制御回路７０のブロック図を示している。ゲート電圧制御回路７０は、ゲート電圧制御回路３０ａ〜３０ｆと同様に、モータ駆動装置のＩＧＢＴ１２に接続されている。ゲート電圧制御回路７０は、目標値算出部３２、パルス電圧出力回路３４、キャリア周波数検出回路３６、ターンオン回路４０、ターンオフ回路４２、ゲート電圧源７２及びゲート電圧変更回路７４を有している。

目標値算出部３２、パルス電圧出力回路３４、キャリア周波数検出回路３６及びターンオン回路４０は、ゲート電圧制御回路３０ａと略同様に形成されている。
ターンオフ回路４２は、ゲートオフ抵抗４６ｂとＭＯＳ−ＦＥＴ４４ｂを介して、ＩＧＢＴ１２のゲート１３と基準電位点４５を接続している。
ゲート電圧源７２は、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ａのドレインと基準電位点４５に接続されている。ゲート電圧源７２は、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ａのドレインに電圧を出力する。したがって、ＭＯＳ−ＦＥＴ４４ａがオンすると、ＩＧＢＴ１２のゲート１３にゲート電圧源７２が出力する電圧が印加される。これによって、ＩＧＢＴ１２がオンする。ゲート電圧源７２が出力する電圧は、変更することができる。
ゲート電圧変更回路７４は、キャリア周波数検出回路３６及びゲート電圧源７２に接続されている。ゲート電圧変更回路７４には、キャリア周波数検出回路３６からキャリア周波数Ｆｕの大小の判定結果が入力される。ゲート電圧変更回路７４は、キャリア周波数Ｆｕが周波数Ｆ０よりも大きいという判定結果を入力された場合には、ゲート電圧源７２が出力する電圧を電圧ＶＬに調整する。キャリア周波数Ｆｕが周波数Ｆ０よりも小さいという判定結果を入力された場合には、ゲート電圧源７２が出力する電圧を電圧ＶＬよりも高い電圧ＶＨに調整する。電圧ＶＨは電圧ＶＬよりも高い電圧である。

図１０は、ＩＧＢＴ制御回路７０が実行する処理を示すフローチャートである。
ＩＧＢＴ制御回路７０は、ステップＳ１２〜Ｓ１６を、図４のステップＳ２〜Ｓ６と同様に実行する。

ステップＳ１６を実行すると、ＩＧＢＴ制御回路７０は、ステップＳ１６で検出したキャリア周波数Ｆｕが周波数Ｆ０よりも大きいか否かを判定し、ゲート電圧源７２の電源電圧を変更する（ステップＳ１８）。

キャリア周波数Ｆｕが所定周波数Ｆ０よりも大きい場合（すなわち、モータを高速低トルクで回転させるとき）には、ＩＧＢＴ制御回路７０はゲート電圧源７２が出力する電圧を低い電圧ＶＬとする。したがって、ＩＧＢＴ１２のゲート１３に印加される電圧が電圧ＶＬとなる。
ゲート１３に印加される電圧が低いと、ＩＧＢＴ１２のオン抵抗が比較的高くなる。したがって、ＩＧＢＴ１２の定常損失（ＩＧＢＴ１２がオンしている間に発生する損失）が大きくなる。
一方、ゲート１３に印加される電圧が低いと、ＩＧＢＴ１２のターンオフ速度が速くなる。したがって、一度のターンオフで発生するＩＧＢＴ１２のターンオフ損失（ＩＧＢＴ１２がターンオフするときに発生する損失）が小さくなる。キャリア周波数が高い場合、ＩＧＢＴ１２のスイッチング頻度が高い。したがって、一度のターンオフ損失が小さくなると、ＩＧＢＴ１２で発生するターンオフ損失の総量（ターンオフ損失×ターンオフ回数）を大きく低減させることができる。
このように、キャリア周波数が高い場合にゲート１３に印加する電圧を低くすると、ＩＧＢＴ１２の定常損失は若干大きくなるが、ＩＧＢＴ１２のスイッチング損失の総量を大きく低減させることができる。したがって、ＩＧＢＴ１２で発生する損失の総量を小さくすることができる。

キャリア周波数Ｆｕが所定周波数Ｆ０よりも小さい場合（すなわち、モータを低速高トルクで回転させるとき）には、ＩＧＢＴ制御回路７０はゲート電圧源７２が出力する電圧を高い電圧ＶＨとする。したがって、ＩＧＢＴ１２のゲート１３に印加される電圧が電圧ＶＨとなる。

ゲート１３に印加される電圧が高くなると、ＩＧＢＴ１２のオン抵抗が比較的低くなる。したがって、ＩＧＢＴ１２の定常損失が小さくなる。特に、キャリア周波数が低い場合（すなわち、モータを高速低トルクで回転させる場合）、ＩＧＢＴ１２を流れる電流Ｉｃｅが大きい。したがって、ＩＧＢＴ１２のオン抵抗が低くすることで、ＩＧＢＴ１２で発生する定常損失を大きく低減させることができる。
一方、ゲート１３に印加される電圧が高いと、ＩＧＢＴ１２のターンオフ速度が遅くなる。したがって、一度のターンオフで発生するターンオフ損失が大きくなる。しかしながら、キャリア周波数が低いと、ＩＧＢＴ１２のスイッチング頻度が低い。したがって、一度のターンオフにより発生するスイッチング損失は大きくなってもそれほど問題はない。
このように、キャリア周波数が低い場合にゲート１３に印加する電圧を低くすると、ＩＧＢＴ１２のターンオフ損失は若干大きくなるが、ＩＧＢＴ１２の定常損失を大きく低減させることができる。したがって、ＩＧＢＴ１２で発生する損失の総量が小さくすることができる。

以上に説明したように、第２実施例のゲート電圧制御回路７０では、キャリア周波数Ｆｕに応じて、ＩＧＢＴ１２のゲート１３に印加する電圧（ＯＮ時に印加する電圧）を変更する。これによって、ＩＧＢＴ１２で発生する損失の総量を小さくすることができる。

なお、キャリア周波数が高い場合にゲート１３に印加する電圧を低くすると、ターンオン損失が増加する傾向がある。しかしながら、ターンオン損失は、従来公知の他の技術を用いることによって容易に低減させることができる。一方、ターンオフ損失を低減することは難しいが、上述した実施例の技術によって低減させることができる。したがって、キャリア周波数が高い場合には、上述した実施例の技術によってターンオフ損失を低減させ、他の公知技術によってターンオン損失を低減させることで、よりＩＧＢＴ１２で発生する損失の総量を小さくすることができる。

なお、本明細書では、ターンオフ用のゲート抵抗を変更する実施例と、ゲートオン電圧を調整する実施例を分けて説明したが、両技術を１つの装置に組み込むことも可能である。

以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示にすぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例をさまざまに変形、変更したものが含まれる。
本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組み合わせによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組み合わせに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成するものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。

モータ駆動装置１０の概略構成を示す回路図。 ゲート電圧制御回路３０ａの概略構成を示す回路図。 パルス電圧出力回路３４が出力するパルス電圧Ａ１を示す図。 ゲート電圧制御回路３０ａによってＩＧＢＴ１２ａのゲート電圧を制御するときのフローチャート。 パルス電圧Ａ１、Ａ２、ゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅ、コレクタ−エミッタ間電流Ｉｃｅ及びコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅの変化を示すグラフ。 図４のフローチャートの各ステップの実行タイミングを示す説明図。 ターンオフ時のゲート−エミッタ間電圧Ｖｇｅ、コレクタ−エミッタ間電流Ｉｃｅ、コレクタ−エミッタ間電流の変化率ｄＩｃｅ／ｄｔ及びコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅの変化を詳細に示すグラフ。 ゲート電圧制御回路３０ａの変形例を示す回路図。 第２実施例のゲート電圧制御回路７０を示す回路図。 第２実施例のゲート電圧制御回路７０によってＩＧＢＴ１２ａのゲート電圧を制御するときのフローチャート。

符号の説明

１０：モータ駆動装置
１２ａ〜１２ｆ：ＩＧＢＴ
１４ａ〜１４ｆ：ダイオード
２０〜２４：出力線
２６：マイコン
２８：モータ
３０ａ〜３０ｆ：ゲート電圧制御回路
３２：目標値算出部
３４：パルス電圧出力回路
３６：キャリア周波数検出回路
３８：放電回路選択回路
４０：ターンオン回路
４２：ターンオフ回路
４４ａ〜４４ｃ：ＭＯＳ−ＦＥＴ
４６ａ：ゲートオン抵抗
４６ｂ、４６ｃ：ゲートオフ抵抗
４８：スイッチ
６０ｂ、６０ｃ：放電回路
７０：ゲート電圧制御回路
７２：ゲート電圧源
７４：電圧変更回路

Claims (6)

1. ゲート電圧によってモータに電流を通電する状態とモータに電流を通電しない状態とを切り替えるゲート付きスイッチング素子のゲートに印加する電圧を制御するゲート電圧制御回路であって、
   モータの目標回転速度を入力し、モータの目標回転速度が高いときに高いキャリア周波数を決定するキャリア周波数決定手段と、
   デューティ比を算出するデューティ比算出手段と、
   決定されたキャリア周波数と算出されたデューティ比を有するパルス電圧を出力するパルス電圧出力手段と、
   パルス電圧出力手段からのパルス電圧を入力してパルス電圧がオン電圧のときにオンするターンオン用スイッチと、ゲートオン抵抗を備えており、ゲート電圧源とゲート付きスイッチング素子のゲートをターンオン用スイッチとゲートオン抵抗を介して接続しているターンオン用回路と、
   パルス電圧出力手段からのパルス電圧を入力してパルス電圧がオフ電圧のときにオンするターンオフ用スイッチと、ゲートオフ抵抗を備えており、ゲート付きスイッチング素子のゲートと基準電位点をターンオフ用スイッチとゲートオフ抵抗を介して接続しているターンオフ用回路と、
   キャリア周波数決定手段が決定したキャリア周波数を入力するか、あるいはパルス電圧出力手段が出力したパルス電圧からキャリア周波数を検出することによってキャリア周波数を特定し、特定したキャリア周波数が高いときに、前記ターンオン用回路のゲート電圧源とゲート付きスイッチング素子のゲートの間の抵抗を変更することなく、前記ターンオフ用回路のゲート付きスイッチング素子のゲートと基準電位点の間の抵抗を低く調整する抵抗変更手段、
   を有することを特徴とするゲート電圧制御回路。
2. ターンオフ用回路は、
   ゲート付きスイッチング素子のゲートと基準電位点を、第１ターンオフ用スイッチと第１ゲートオフ抵抗を介して接続している第１回路と、
   ゲート付きスイッチング素子のゲートと基準電位点を、第２ターンオフ用スイッチと第１ゲートオフ抵抗よりも抵抗が高い第２ゲートオフ抵抗を介して接続している第２回路と、
   第１ターンオフ用スイッチ、第２ターンオフ用スイッチ及びパルス電圧出力手段に接続されており、パルス電圧出力手段から第１ターンオフ用スイッチにパルス電圧が入力される状態と、パルス電圧出力手段から第２ターンオフ用スイッチにパルス電圧が入力される状態とを切り替える切換スイッチを有しており、
   抵抗変更手段は、特定したキャリア周波数が所定周波数より高いときには切換スイッチをパルス電圧出力手段から第１ターンオフ用スイッチにパルス電圧が入力される状態とし、特定したキャリア周波数が所定周波数より低いときには切換スイッチをパルス電圧出力手段から第２ターンオフ用スイッチにパルス電圧が入力される状態とすることを特徴とする請求項１に記載のゲート電圧制御回路。
3. ゲートオフ抵抗は、可変抵抗であり、
   抵抗変更手段は、特定したキャリア周波数が高いときにゲートオフ抵抗の抵抗を低く調整することを特徴とする請求項１に記載のゲート電圧制御回路。
4. ゲート電圧によってモータに電流を通電する状態とモータに電流を通電しない状態とを切り替えるゲート付きスイッチング素子のゲートに印加する電圧を制御するゲート電圧制御回路であって、
   モータの目標回転速度を入力し、モータの目標回転速度が高いときに高いキャリア周波数を決定するキャリア周波数決定手段と、
   デューティ比を算出するデューティ比算出手段と、
   決定されたキャリア周波数と算出されたデューティ比を有するパルス電圧を出力するパルス電圧出力手段と、
   パルス電圧出力手段からのパルス電圧を入力してパルス電圧がオン電圧のときにオンするターンオン用スイッチと、ゲートオン抵抗を備えており、ゲート電圧源とゲート付きスイッチング素子のゲートをターンオン用スイッチとゲートオン抵抗を介して接続しているターンオン用回路と、
   パルス電圧出力手段からのパルス電圧を入力してパルス電圧がオフ電圧のときにオンするターンオフ用スイッチと、ゲートオフ抵抗を備えており、ゲート付きスイッチング素子のゲートと基準電位点をターンオフ用スイッチとゲートオフ抵抗を介して接続しているターンオフ用回路と、
   キャリア周波数決定手段が決定したキャリア周波数を入力するか、あるいはパルス電圧出力手段が出力したパルス電圧からキャリア周波数を検出することによってキャリア周波数を特定し、特定したキャリア周波数が高いときにゲート電圧源が出力する電圧を低く調整するゲート電圧変更手段
   を有することを特徴とするゲート電圧制御回路。
5. 入力されたパルス電圧がオン電圧のときにオンするターンオン用スイッチと、ゲートオン抵抗を備えており、ゲート電圧源とゲート付きスイッチング素子のゲートをターンオン用スイッチとゲートオン抵抗を介して接続しているターンオン用回路と、
   入力されたパルス電圧がオフ電圧のときにオンするターンオフ用スイッチと、ゲートオフ抵抗を備えており、ゲート付きスイッチング素子のゲートと基準電位点をターンオフ用スイッチとゲートオフ抵抗を介して接続しているターンオフ用回路と、
   を有するゲート電圧制御回路を用いて、ゲート電圧によってモータに電流を通電する状態とモータに電流を通電しない状態とを切り替えるゲート付きスイッチング素子のゲート電圧を制御する方法であって、
   モータの目標回転速度を参照し、モータの目標回転速度が高いときに高いキャリア周波数を決定するキャリア周波数決定ステップと、
   デューティ比を算出するデューティ比算出ステップと、
   決定されたキャリア周波数と算出されたデューティ比を有するパルス電圧をターンオン用回路とターンオフ用回路に出力することによって、ゲート付きスイッチング素子のゲート電圧を変動させるパルス電圧出力ステップと、
   キャリア周波数決定ステップで決定したキャリア周波数を参照するか、あるいはパルス電圧出力ステップで出力したパルス電圧からキャリア周波数を検出することによってキャリア周波数を特定し、特定したキャリア周波数が高いときに、前記ターンオン用回路のゲート電圧源とゲート付きスイッチング素子のゲートの間の抵抗を変更することなく、前記ターンオフ用回路のゲート付きスイッチング素子のゲートと基準電位点の間の抵抗を低く調整する抵抗変更ステップ、
   を有することを特徴とするゲート電圧制御方法。
6. 入力されたパルス電圧がオン電圧のときにオンするターンオン用スイッチと、ゲートオン抵抗を備えており、ゲート電圧源とゲート付きスイッチング素子のゲートをターンオン用スイッチとゲートオン抵抗を介して接続しているターンオン用回路と、
   入力されたパルス電圧がオフ電圧のときにオンするターンオフ用スイッチと、ゲートオフ抵抗を備えており、ゲート付きスイッチング素子のゲートと基準電位点をターンオフ用スイッチとゲートオフ抵抗を介して接続しているターンオフ用回路と、
   を有するゲート電圧制御回路を用いて、ゲート電圧によってモータに電流を通電する状態とモータに電流を通電しない状態とを切り替えるゲート付きスイッチング素子のゲート電圧を制御する方法であって、
   モータの目標回転速度を参照し、モータの目標回転速度が高いときに高いキャリア周波数を決定するキャリア周波数決定ステップと、
   デューティ比を算出するデューティ比算出ステップと、
   決定されたキャリア周波数と算出されたデューティ比を有するパルス電圧をターンオン用回路とターンオフ用回路に出力することによって、ゲート付きスイッチング素子のゲート電圧を変動させるパルス電圧出力ステップと、
   キャリア周波数決定ステップで決定したキャリア周波数を参照するか、あるいはパルス電圧出力ステップで出力したパルス電圧からキャリア周波数を検出することによってキャリア周波数を特定し、特定したキャリア周波数が高いときにゲート電圧源が出力する電圧を低く調整するゲート電圧変更ステップ、
   を有することを特徴とするゲート電圧制御方法。

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