JP4761023B2 - ブラシレスモータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ロータの回転位置と目標電流とモータコイルに流れる実電流に応じてモータ電流をベクトル制御するブラシレスモータの制御装置に関する。

図１２は、電動パワーステアリング装置における操舵補助力発生用３相ブラシレスモータ１の従来例に係る制御装置４０″を示す。制御装置４０″は、信号処理回路４０ａ、回転位置検出部２、電流検出部３ａ、３ｂ、３ｃ、モータドライバ７を備える。信号処理回路４０ａは、ｄｑ軸目標電流演算部４、ｄｑ軸実電流演算部５、および印加電圧演算部６を備える。回転位置検出部２は、モータ１におけるロータの回転位置の現在値として、モータ１のステータにおける予め定めた基準位置からのロータの回転角度の現在値θ₀ を検出する。電流検出部３ａ、３ｂ、３ｃは、モータ１におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれのコイルの実電流Ｉ_U 、Ｉ_V 、Ｉ_W を検出する。ｄｑ軸目標電流演算部４は、ロータの有する界磁の磁束方向に沿う軸をｄ軸、ｄ軸とロータの回転軸とに直交する軸をｑ軸として、ｄ軸方向の磁界を生成するｄ軸目標電流Ｉ_d ^* とｑ軸方向の磁界を生成するｑ軸目標電流Ｉ_q ^* を演算する。例えば、操舵トルクτや車速νから目標値演算部４ａで演算される目標電流Ｉ^* を、予め定めた関数Ｆ_d 、Ｆ_q を用いてｄｑ目標値演算部４ｂ、４ｃで演算することでｄ軸目標電流Ｉ_d ^* とｑ軸目標電流Ｉ_q ^* を演算する。ｄｑ軸実電流演算部５は、ｄ軸方向の磁界を生成するｄ軸実電流Ｉ_d とｑ軸方向の磁界を生成するｑ軸実電流Ｉ_q を、コイルの検出実電流Ｉ_U 、Ｉ_V 、Ｉ_W と検出回転角度の現在値θ₀ から公知の変換式を用いて演算する。印加電圧演算部６は、ｄ軸目標電流Ｉ_d ^* 、ｑ軸目標電流Ｉ_q ^* 、ｄ軸実電流Ｉ_d 、ｑ軸実電流Ｉ_q および検出回転角度の現在値θ₀ から、コイルへの印加電圧の現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）を設定された周期で演算する。例えば、ｄ軸目標電流Ｉ_d ^* とｄ軸実電流Ｉ_d の偏差を偏差演算要素６ａで求め、その偏差のＰＩ（比例積分）演算をＰＩ演算要素６ｃにおいて行うことでｄ軸目標電圧ｖ_d ^* を求め、ｑ軸目標電流Ｉ_q ^* とｑ軸実電流Ｉ_q の偏差を偏差演算要素６ｂで求め、その偏差のＰＩ演算をＰＩ演算要素６ｄにおいて行うことでｑ軸目標電圧ｖ_q ^* を求め、ｄ軸目標電圧ｖ_d ^* 、ｑ軸目標電圧ｖ_q ^* および検出回転角度の現在値θ₀ から印加電圧の現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）を座標変換要素６ｅにより公知の変換式を用いて演算する。コイルへの印加電圧を演算された印加電圧の現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）に応じてモータドライバー７を介し更新することで、コイルの発生磁界の変化によりロータの回転力を発生させている。
特開２００１−１８７５７８号公報

上記のような制御装置においては、目標電流の演算ループとは別にコイルへの印加電圧の演算ループを設け、目標電流の演算周期よりもコイルへの印加電圧の現在値の演算周期を短くすることで、モータ電流の制御を精度良く行うことが図られている。しかし、コイルへの印加電圧の現在値の演算周期は、演算時間だけでなくロータの回転位置や実電流の検出時間等によっても制限されるため短縮には限界がある。そのため、コイルへの印加電圧の現在値の演算周期は２００μｓｅｃ程度に設定されている。

しかし、ロータの回転位置に応じた印加電圧の現在値の演算周期の短縮が制限されると、その演算周期でモータ電流が変化することから、その周期の逆数の周波数近辺に騒音ピークを有する異音が発生するという問題があった。すなわち、図１３に示すように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれのコイルへの印加電圧ｖ_U 、ｖ_V 、ｖ_W と時間との関係において、理想的な印加電圧はロータの回転位置の変化に応じて正弦波状に変化する。これに対し、コイルへの印加電圧の現在値を２００μｓｅｃの演算周期で求め、その演算周期で印加電圧を更新した場合、図１４に示すように、コイルへの印加電圧は２点鎖線で示す正弦波状ではなく２００μｓｅｃ毎に階段状に変化する。そのため、５ｋＨｚ程度の周波数近辺に騒音ピークを有する騒音が発生する。さらに、ロータが高速回転する場合、印加電圧の更新時の電圧変化Δｖの増大に伴い電流変化も大きくなるため騒音が顕著になる。

本発明は、上記のような問題を解決することのできるブラシレスモータの制御装置を提供することを目的とする。

本発明が適用されるブラシレスモータの制御装置は、ロータの回転位置を検出する回転位置検出部と、コイルを流れる実電流を検出する電流検出部と、前記ロータの有する界磁の磁束方向に沿う軸をｄ軸、前記ｄ軸と前記ロータの回転軸とに直交する軸をｑ軸として、ｄ軸目標電流とｑ軸目標電流を演算するｄｑ軸目標電流演算部と、ｄ軸実電流とｑ軸実電流を、前記コイルの検出実電流と前記ロータの検出回転位置の現在値から演算するｄｑ軸実電流演算部と、ｄ軸目標電流、ｑ軸目標電流、ｄ軸実電流、ｑ軸実電流および前記ロータの検出回転位置の現在値から、前記コイルへの印加電圧の現在値を設定された周期で演算する印加電圧演算部とを備え、前記コイルへの印加電圧を更新することで、前記コイルの発生磁界の変化により前記ロータの回転力を発生させる。

本発明の特徴は、前記コイルへの印加電圧の更新周期が、前記印加電圧演算部により演算される前記コイルへの印加電圧の現在値の演算周期よりも短くされ、前記ロータの検出回転位置の現在値と、検出回転位置の過去値と、設定した印加電圧更新周期とに応じて、次に印加電圧の現在値を演算するまでの印加電圧更新時点の前記ロータの回転位置の予測値を演算する回転位置演算部とが設けられ、ｄ軸目標電流、ｑ軸目標電流、ｄ軸実電流、ｑ軸実電流、および前記ロータの回転位置の予測値から、次に印加電圧の現在値を演算するまでの印加電圧更新時点における前記コイルへの印加電圧の予測値が、前記印加電圧演算部により演算され、演算された印加電圧の現在値と印加電圧の予測値に応じて前記コイルへの印加電圧を更新する点にある。
従来においては、コイルへの印加電圧の更新周期は印加電圧の現在値の演算周期と等しくされていた。これに対し本発明によれば、コイルへの印加電圧の現在値の演算周期よりも印加電圧の更新周期が短くされるので、印加電圧の更新時におけるコイルを流れる電流の変化量を従来よりも小さくし、その更新周波数での音を低減できる。
しかも、本発明においてはロータの回転位置の予測値を求め、ｄ軸目標電流、ｑ軸目標電流、ｄ軸実電流、ｑ軸実電流、ロータの回転位置の予測値からコイルへの印加電圧の予測値を演算しているので、コイルへの印加電圧の予測値はロータの回転位置に応じて変化する。これにより、印加電圧の予測値と理想的な値との誤差を小さくし、印加電圧を更新する際にコイルを流れる電流の変化量が大きくなるのを防止できる。よって、印加電圧の現在値の演算周期の逆数の周波数と更新周期の逆数の周波数の音の発生を低減できる。

前記回転位置演算部により、次に印加電圧の現在値を演算するまでの全ての印加電圧更新時点における前記ロータの回転位置の予測値が演算されるのが好ましい。これにより、全ての印加電圧更新時点における各印加電圧をロータの回転位置に対応させ、その更新周波数での音をより低減できる。

前記印加電圧の現在値の一演算周期における前記印加電圧の更新回数が３回以上となるように、前記印加電圧の更新周期が前記印加電圧の現在値の演算周期よりも短くされ、前記回転位置演算部により、次に印加電圧の現在値を演算するまでの何れかの印加電圧更新時点のみにおける前記ロータの回転位置の予測値が演算され、前記印加電圧演算部により演算した印加電圧の現在値と印加電圧の予測値から、残りの印加電圧更新時点における前記コイルへの印加電圧の予測値を補間演算により求める補間演算部が設けられているのが好ましい。コイルへの印加電圧の更新周波数での音を低減する上では、その更新回数を多くするのが好ましい。
コイルへの印加電圧の予測値を、ｄ軸目標電流、ｑ軸目標電流、ｄ軸実電流、ｑ軸実電流、およびロータの回転位置の予測値から全て求めるのに比べ、一部の回転位置と印加電圧の予測値のみを求め、残りの印加電圧の予測値を印加電圧の現在値と一部の予測値から補間演算により求める方が演算負荷は少ない。よって、印加電圧演算部と回転位置演算部による演算回数を少なくし、補間演算部による演算回数を多くすることで、コイルへの印加電圧の更新回数が多くなっても演算負荷が大きくなるのを防止できる。

前記印加電圧の更新周期を１００μｓｅｃ以下とするのが好ましい。これにより、印加電圧の更新による異音を大幅に低減することができる。前記印加電圧の更新周期を５０μｓｅｃ以下とするのがより好ましい。これにより、印加電圧の更新周期の逆数は人の一般的可聴範囲の最大周波数（２０ｋＨｚ）以上となるので、印加電圧の更新による異音をより低減することができる。

ブラシレスモータをＰＷＭ駆動し、コイルへの印加電圧の更新はＰＷＭ制御信号のデューティ比の更新により行い、そのＰＷＭ制御信号の信号周期を印加電圧の更新周期に対応させるのが好ましい。これにより、ＰＷＭ制御を利用して容易に本発明を実施することができる。

本発明のブラシレスモータの制御装置によれば、コイルへの印加電圧を更新してモータ電流を制御する際の異音の発生を抑制でき、さらに、そのための演算負荷の増加を抑制することもできる。

図１〜図８を参照して本発明の第１実施形態に係るブラシレスモータの制御装置を説明する。本実施形態においては、従来例と同様部分は同一符号で示す。
図１に示す車両のラックピニオン式電動パワーステアリング装置１０１は、操舵により回転するステアリングシャフト１０３と、ステアリングシャフト１０３に設けられるピニオン１０３ａと、ピニオン１０３ａに噛み合うラック１０４とを備える。ラック１０４の両端が操舵用車輪（図示省略）に連結される。ピニオン１０３ａが操舵により回転することで、ラック１０４が車両幅方向に沿う長手方向に移動し、このラック１０４の移動により舵角が変化する。ステアリングシャフト１０３により伝達される操舵トルクに応じた操舵補助力を付与するため、操舵トルクを検出するトルクセンサ１０７と、検出操舵トルクに応じて駆動される三相ブラシレスモータ１と、モータ１の回転力をラック１０４に伝達するためのネジ機構１１０が設けられている。

モータ１は、ラック１０４を覆うハウジング１０８に固定されるＵ、Ｖ、Ｗ各相のコイルを含むステータ１ａと、ハウジング１０８にベアリング１０８ａ、１０８ｂを介して回転可能に支持される筒状ロータ１ｂと、ロータ１ｂに取り付けられるマグネット１ｃと、ロータ１ｂの回転位置を検出する回転位置検出部２を構成するエンコーダ等の回転位置センサ２ａ（図２参照）とを有し、ロータ１ｂによってラック１０４を囲む。ネジ機構１１０は、ラック１０４の外周に一体的に形成されたボールスクリューシャフト１１０ａと、ボールスクリューシャフト１１０ａにボールを介してねじ合わされるボールナット１１０ｂとを有し、ボールナット１１０ｂがモータ１のロータ１ｂに連結されている。これにより、ボールナット１１０ｂをモータ１により回転駆動し、ボールナット１１０ｂの回転によりラック１０４の長手方向に沿う操舵補助力を発生する。

図２に示すように、モータ１は制御装置４０に接続され、制御装置４０にトルクセンサ１０７による操舵トルクτの検出信号と車速センサ（図示省略）による車速νの検出信号が入力される。制御装置４０は、信号処理回路４０ａ、回転位置検出部２、電流検出部３ａ、３ｂ、３ｃ、モータドライバー７を備える。信号処理回路４０ａは、ｄｑ軸目標電流演算部４、ｄｑ軸実電流演算部５、印加電圧演算部６、および回転位置演算部８を備える。

回転位置検出部２は、モータ１におけるロータ１ｂの回転位置として、モータ１のステータ１ａにおける予め定めた基準位置からのロータ１ｂの回転角度を検出する。電流検出部３ａ、３ｂ、３ｃは公知の電流センサにより構成でき、モータ１におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれのコイルを流れる実電流Ｉ_U 、Ｉ_V 、Ｉ_W を検出する。

ｄｑ軸目標電流演算部４は、ロータ１ｂの有する界磁（マグネット１ｃ）の磁束方向に沿う軸をｄ軸、ｄ軸とロータ１ｂの回転軸とに直交する軸をｑ軸として、ｄ軸方向の磁界を生成するｄ軸目標電流Ｉ_d ^* とｑ軸方向の磁界を生成するｑ軸目標電流Ｉ_q ^* を演算する。本実施形態のｄｑ軸目標電流演算部４は、制御装置４０に記憶した操舵トルクτと車速νと目標電流Ｉ^* の関係と、トルクセンサ１０７による検出操舵トルクτと、車速センサによる検出車速νから目標電流Ｉ^* を目標値演算部４ａにおいて設定周期で演算し、その目標電流Ｉ^* をｄｑ目標値演算部４ｂ、４ｃにおいて予め定めた関数Ｆ_d 、Ｆ_q を用いてｄ軸目標電流Ｉ_d ^* とｑ軸目標電流Ｉ_q ^* を演算する。操舵トルクτと車速νと目標電流Ｉ^* の関係は、図３に示すように操舵トルクτの大きさが大きく車速νが小さい程に目標電流Ｉ^* の大きさが大きくなるように設定するのがよい。操舵トルクτと車速νに基づく目標電流Ｉ^* の演算周期は従来と同様に設定すればよく、例えば１ｍｓｅｃとされる。

ｄｑ軸実電流演算部５は、ｄ軸方向の磁界を生成するｄ軸実電流Ｉ_d とｑ軸方向の磁界を生成するｑ軸実電流Ｉ_q を、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相のコイルの検出実電流Ｉ_U 、Ｉ_V 、Ｉ_W とロータ１ｂの検出回転角度の現在値θ₀ から演算する。ｄｑ軸実電流演算部５における演算は公知の演算式を用いて行えばよい。例えば、［Ｃ］を行列として、以下の式（１）により求める。

印加電圧演算部６は、ｄ軸目標電流Ｉ_d ^* 、ｑ軸目標電流Ｉ_q ^* 、ｄ軸実電流Ｉ_d 、ｑ軸実電流Ｉ_q およびロータ１ｂの検出回転角度の現在値θ₀ から、コイルへの印加電圧の現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）を設定された周期（本実施形態では２００μｓｅｃ）で演算する。本実施形態の印加電圧演算部６は、ｄ軸目標電流Ｉ_d ^* とｄ軸実電流Ｉ_d の偏差を偏差演算要素６ａで求め、その偏差のＰＩ演算をＰＩ演算要素６ｃにおいて行うことでｄ軸目標電圧ｖ_d ^* を求め、ｑ軸目標電流Ｉ_q ^* とｑ軸実電流Ｉ_q の偏差を偏差演算要素６ｂで求め、その偏差のＰＩ演算をＰＩ演算要素６ｄにおいて行うことでｑ軸目標電圧ｖ_q ^* を求め、ｄ軸目標電圧ｖ_d ^* 、ｑ軸目標電圧ｖ_q ^* および検出回転角度の現在値θ₀ から印加電圧の現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）を座標変換要素６ｅにより演算する。座標変換要素６ｅにおける演算は公知の演算式を用いて行えばよい。例えば、上記の行列［Ｃ］の逆行列を用い、以下の式（２）により求める。

本実施形態においては、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相のコイルへの印加電圧の更新周期は５０μｓｅｃとされ、印加電圧の現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）の演算周期（２００μｓｅｃ）よりも短い。これにより、印加電圧の現在値の一演算周期における印加電圧の更新回数は４回とされている。

回転位置演算部８は、ロータ１ｂの検出回転角度の現在値θ₀ と、検出回転角度の過去値と、設定した印加電圧更新周期とに応じて、次に印加電圧の現在値を演算するまでの印加電圧更新時点のロータ１ｂの回転角度の予測値を演算する。本実施形態における印加電圧の演算周期は２００μｓｅｃ、更新周期は５０μｓｅｃであるので、現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）による印加電圧の更新時点から５０μｓｅｃ後の更新時点における回転角度の予測値θ₅₀、１００μｓｅｃ後の更新時点における回転角度の予測値θ₁₀₀ 、１５０μｓｅｃ後の更新時点における回転角度の予測値θ₁₅₀ が演算される。本実施形態では、検出回転角度の過去値として２００μｓｅｃ前の印加電圧更新時点に対応する回転角度をθ_-200、印加電圧の各演算周期それぞれにおける更新回数をｋ（初期値＝１）、ｋ回目の更新時点に対応する回転角度の予測値をθ_50k として、図４のフローチャートに示す演算手順により求めている。なお、回転角度の単位はラジアンとする。まず、以下の式（３）により予測値θ_50k を求める（ステップＳ３０１）。
θ_50k ＝θ₀ ＋ｋ（θ₀ −θ_-200）／４…（３）
次に、θ_50k ＞０か否かを判断し（ステップＳ３０２）、θ_50k ＞０であればθ_50k ＜２πか否かを判断し（ステップＳ３０３）、θ_50k ＜２πであればθ_50k をそのまま求める回転角度の予測値とする。ステップＳ３０２においてθ_50k ＞０でなければθ_50k ＋２πを求める回転角度の予測値θ_50k とする（ステップＳ３０４）。ステップＳ３０３においてθ_50k ＜２πでなければθ_50k −２πを求める回転角度の予測値θ_50k とする（ステップＳ３０５）。
図５はロータ１ｂの回転角度と時間との関係を示し、回転角度の５０μｓｅｃ毎の変化量δθは２００μｓｅｃ毎の変化量Δθに比べ小さくなる。
なお、検出回転角度の過去値として２００μｓｅｃ前の値だけでなく、それよりも前の値を用いて回転角度の予測値を求めるようにしてもよく、例えば、それら検出回転角度の過去値と現在値から検出回転角度の平均変化速度を求め、その平均変化速度に更新時点までの時間を乗じた値に現在値を加えることで回転角度の予測値を求めてもよい。

印加電圧演算部６の座標変換要素６ｅは、ｄ軸目標電圧ｖ_d ^* 、ｑ軸目標電圧ｖ_q ^* 、検出回転角度の現在値θ₀ 、およびロータ１ｂの回転角度の予測値θ₅₀、θ₁₀₀ 、θ₁₅₀ から、次に印加電圧の現在値を演算するまでの全ての印加電圧更新時点におけるコイルへの印加電圧の予測値を演算する。すなわち、現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）による印加電圧の更新時点から５０μｓｅｃ後の更新時点における回転角度の予測値θ₅₀に対応する印加電圧の予測値ｖ_U （５０）、ｖ_V （５０）、ｖ_W （５０）、１００μｓｅｃ後の更新時点における回転角度の予測値θ₁₀₀ に対応する印加電圧の予測値ｖ_U （１００）、ｖ_V （１００）、ｖ_W （１００）、１５０μｓｅｃ後の更新時点における回転角度の予測値θ₁₅₀ に対応する印加電圧の予測値ｖ_U （１５０）、ｖ_V （１５０）、ｖ_W （１５０）が演算される。座標変換要素６ｅにおける印加電圧の予測値ｖ_U （５０）、ｖ_V （５０）、ｖ_W （５０）、ｖ_U （１００）、ｖ_V （１００）、ｖ_W （１００）、ｖ_U （１５０）、ｖ_V （１５０）、ｖ_W （１５０）の演算は、現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）の演算と同様の公知の演算式を用いて行えばよい。

これにより求めた印加電圧の現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）と印加電圧の予測値ｖ_U （５０）、ｖ_V （５０）、ｖ_W （５０）、ｖ_U （１００）、ｖ_V （１００）、ｖ_W （１００）、ｖ_U （１５０）、ｖ_V （１５０）、ｖ_W （１５０）に応じてコイルへの印加電圧をモータドライバー７を介して更新することで、コイルの発生磁界の変化によりロータ１ｂの回転力を発生させている。
モータドライバー７として、ＰＷＭ制御信号によりモータ１をＰＷＭ駆動する公知のものを用い、印加電圧の現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）と予測値ｖ_U （５０）、ｖ_V （５０）、ｖ_W （５０）、ｖ_U （１００）、ｖ_V （１００）、ｖ_W （１００）、ｖ_U （１５０）、ｖ_V （１５０）、ｖ_W （１５０）をＰＷＭ制御信号のデューティ比として求め、印加電圧更新周期をＰＷＭ制御信号の信号周期に対応させることができる。この場合、図６に示すように、ＰＷＭ制御信号Ｐの信号周期を５０μｓｅｃとし、５０μｓｅｃ毎のＰＷＭ制御信号Ｐのデューティ比が印加電圧として演算される。すなわち、ＰＷＭ制御信号の信号周期が印加電圧の更新周期に対応し、ＰＷＭ制御信号Ｐの５０μｓｅｃ毎のデューティ比が更新されることでモータ１のＵ、Ｖ、Ｗ各相のコイルへの印加電圧が更新される。

図７のフローチャートは、上記制御装置４０によるモータ１の制御手順を示す。まず、操舵トルクセンサ、車速センサによる検出値τ、νを読み込み（ステップＳ１）、検出された操舵トルクτと車速νに基づき目標電流Ｉ^* を演算し（ステップＳ２）、ｄｑ軸目標電流演算部４における演算によりｄ軸目標電流Ｉ_d ^* とｑ軸目標電流Ｉ_q ^* を演算し（ステップＳ３）、コイルの検出実電流Ｉ_U 、Ｉ_V 、Ｉ_W と検出回転角度の現在値θ₀ を読み込んでｄｑ軸実電流演算部５によりｄ軸実電流Ｉ_d とｑ軸実電流Ｉ_q を演算する（ステップＳ４）。次に、ｄ軸目標電流Ｉ_d ^* とｄ軸実電流Ｉ_d の偏差に対応するｄ軸目標電圧ｖ_d ^* と、ｑ軸目標電流Ｉ_q ^* とｑ軸実電流Ｉ_q の偏差に対応するｑ軸目標電圧ｖ_q ^* を、ＰＩ演算要素６ｃ、６ｄにより演算する（ステップＳ５）。また、回転位置演算部８により、ロータ１ｂの検出回転角度の現在値θ₀ と検出回転角度の過去値θ_-200とから回転角度の予測値θ₅₀、θ₁₀₀ 、θ₁₅₀ を演算する（ステップＳ６）。次に、ｄ軸目標電圧ｖ_d ^* 、ｑ軸目標電圧ｖ_q ^* 、検出回転角度の現在値θ₀ および予測値θ₅₀、θ₁₀₀ 、θ₁₅₀ から、各相のコイルへの印加電圧の現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）と予測値ｖ_U （５０）、ｖ_V （５０）、ｖ_W （５０）、ｖ_U （１００）、ｖ_V （１００）、ｖ_W （１００）、ｖ_U （１５０）、ｖ_V （１５０）、ｖ_W （１５０）を演算する（ステップＳ７）。しかる後にコイルへの印加電圧を更新する（ステップＳ８）。コイルへの印加電圧の更新は、まず現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）に応じて行い、次に５０μｓｅｃ後の予測値ｖ_U （５０）、ｖ_V （５０）、ｖ_W （５０）、次に１００μｓｅｃ後の予測値ｖ_U （１００）、ｖ_V （１００）、ｖ_W （１００）、次に１５０μｓｅｃ後の予測値ｖ_U （１５０）、ｖ_V （１５０）、ｖ_W （１５０）に応じて行う。次に、印加電圧の演算周期（２００μｓｅｃ）に対応する回数（４回）だけ印加電圧を更新したか否か判断し（ステップＳ９）、更新していなければステップＳ８に戻り、更新していれば目標電流の演算周期（例えば１ｍｓｅｃ）に対応する回数（５回）だけ印加電圧の現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）を演算したか否か判断し（ステップＳ１０）、演算していなければステップＳ４に戻り、演算していれば制御を終了するか否かを例えばイグニッションスイッチのオン・オフにより判断し（ステップＳ１１）、終了しない場合はステップＳ１に戻る。

上記実施形態によれば、ブラシレスモータ１のコイルへの印加電圧の現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）の演算周期（２００μｓｅｃ）よりも印加電圧の更新周期（５０μｓｅｃ）が短くされるので、印加電圧の更新時におけるコイルを流れる電流の変化量を従来よりも小さくし、その更新周波数での音を低減できる。また、ｄ軸目標電流Ｉ_d ^* 、ｑ軸目標電流Ｉ_q ^* 、ｄ軸実電流Ｉ_d 、ｑ軸実電流Ｉ_q 、ロータ１ｂの回転角度の予測値θ₅₀、θ₁₀₀ 、θ₁₅₀ から演算されるコイルへの印加電圧の予測値ｖ_U （５０）、ｖ_V （５０）、ｖ_W （５０）、ｖ_U （１００）、ｖ_V （１００）、ｖ_W （１００）、ｖ_U （１５０）、ｖ_V （１５０）、ｖ_W （１５０）は、ロータ１ｂの回転位置に応じて変化する。これにより、印加電圧の予測値ｖ_U （５０）、ｖ_V （５０）、ｖ_W （５０）、ｖ_U （１００）、ｖ_V （１００）、ｖ_W （１００）、ｖ_U （１５０）、ｖ_V （１５０）、ｖ_W （１５０）と理想的な値との誤差を小さくできる。よって、図８に示すコイルへの印加電圧（ｖ）と時間との関係において、ロータ１ｂの回転位置に応じた印加電圧の理想的な値の変化に対応する図中２点鎖線で示す正弦波の頂点付近においても、印加電圧の更新時の変化Δｖを小さくできる。よって、コイルを流れる電流の変化量が大きくなるのを防止できるので、印加電圧の現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）の演算周期（２００μｓｅｃ）の逆数の周波数と印加電圧の更新周期（５０μｓｅｃ）の逆数の周波数での音の発生を低減できる。また、第１実施形態においては次に印加電圧の現在値を演算するまでの全ての印加電圧更新時点におけるロータ１ｂの回転角度の予測値θ₅₀、θ₁₀₀ 、θ₁₅₀ が演算されるので、全ての印加電圧更新時点における各印加電圧をロータ１ｂの回転位置に対応させ、その更新周波数での音をより低減できる。さらに、その印加電圧の更新周期を５０μｓｅｃ以下とすることで、その周期の逆数は人の一般的可聴範囲の最大周波数（２０ｋＨｚ）以上となるので、印加電圧の更新による異音を大幅に低減することができる。

図９〜図１１は、電動パワーステアリング装置における操舵補助力発生用３相ブラシレスモータ１の第２実施形態に係る制御装置を示す。本実施形態においては、第１実施形態と同様部分は同一符号で示す。第１実施形態との相違は、まず、回転位置演算部８により、次に印加電圧の現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）を演算するまでの何れかの印加電圧更新時点のみにおけるロータ１ｂの回転角度の予測値が演算される。本実施形態の回転位置演算部８は、現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）による印加電圧の更新時点から１５０μｓｅｃ後の更新時点における回転角度の予測値θ₁₅₀ のみを演算する。

第２実施形態の印加電圧演算部６の座標変換要素６ｅは、ｄ軸目標電圧ｖ_d ^* 、ｑ軸目標電圧ｖ_q ^* 、ロータ１ｂの回転角度の現在値θ₀ と予測値θ₁₅₀ から、印加電圧の現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）と、現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）による印加電圧の更新時点から１５０μｓｅｃ後の更新時点における回転角度の予測値θ₁₅₀ に対応する印加電圧の予測値ｖ_U （１５０）、ｖ_V （１５０）、ｖ_W （１５０）のみを演算する。

第２実施形態においては座標変換要素６ｅに補間演算部９ａ、９ｂ、９ｃが接続されている。補間演算部９ａ、９ｂ、９ｃは、印加電圧演算部６の座標変換要素６ｅにより演算した印加電圧の現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）と予測値ｖ_U （１５０）、ｖ_V （１５０）、ｖ_W （１５０）から、残りの印加電圧更新時点、すなわち現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）による印加電圧の更新時点から５０μｓｅｃ後と１００μｓｅｃ後の更新時点におけるコイルへの印加電圧の予測値ｖ_U （５０）、ｖ_V （５０）、ｖ_W （５０）、ｖ_U （１００）、ｖ_V （１００）、ｖ_W （１００）を補間演算により求める。本実施形態での補間演算は直線補間とされるが、補間演算方法は特に限定されない。

印加電圧演算部６により演算された印加電圧の現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）と予測値ｖ_U （１５０）、ｖ_V （１５０）、ｖ_W （１５０）、および補間演算部９ａ、９ｂ、９ｃにより演算された印加電圧の予測値ｖ_U （５０）、ｖ_V （５０）、ｖ_W （５０）、ｖ_U （１００）、ｖ_V （１００）、ｖ_W （１００）に応じてコイルへの印加電圧をモータドライバー７を介して更新することで、コイルの発生磁界の変化によりロータ１ｂの回転力が発生させられる。他の構成は第１実施形態と同様とされている。

図１０のフローチャートは、第２実施形態の制御装置４０によるモータ１の制御手順を示し、第１実施形態におけるステップＳ１〜ステップＳ５までと同様のステップＳ１０１〜ステップＳ１０５の後に、回転位置演算部８により、ステップＳ１０６においてロータ１ｂの検出回転角度の現在値θ₀ と過去値θ_-200とから回転角度の予測値θ₁₅₀ を演算する。次に、ステップＳ１０７において、ｄ軸目標電圧ｖ_d ^* 、ｑ軸目標電圧ｖ_q ^* 、検出回転角度の現在値θ₀ および予測値θ₁₅₀ から、各相のコイルへの印加電圧の現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）と予測値ｖ_U （１５０）、ｖ_V （１５０）、ｖ_W （１５０）を演算する。しかる後に、ステップＳ１０８において補間演算部９ａ、９ｂ、９ｃにより、コイルへの印加電圧の予測値ｖ_U （５０）、ｖ_V （５０）、ｖ_W （５０）、ｖ_U （１００）、ｖ_V （１００）、ｖ_W （１００）を求める。以後のステップＳ１０９からステップＳ１１２は第１実施形態におけるステップＳ８〜ステップＳ１１と同様とされる。

コイルへの印加電圧の予測値ｖ_U （５０）、ｖ_V （５０）、ｖ_W （５０）、ｖ_U （１００）、ｖ_V （１００）、ｖ_W （１００）、ｖ_U （１５０）、ｖ_V （１５０）、ｖ_W （１５０）を、ｄ軸目標電圧ｖ_d ^* 、ｑ軸目標電圧ｖ_q ^* 、およびロータ１ｂの回転位置の予測値から全て求めるのに比べ、一部の予測値ｖ_U （１５０）、ｖ_V （１５０）、ｖ_W （１５０）のみを求め、残りの予測値ｖ_U （１００）、ｖ_V （１００）、ｖ_W （１００）、ｖ_U （１５０）、ｖ_V （１５０）、ｖ_W （１５０）を印加電圧の現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）と一部の予測値ｖ_U （１５０）、ｖ_V （１５０）、ｖ_W （１５０）から補間演算により求める方が演算負荷は少ない。よって、第２実施形態によれば、印加電圧演算部６の座標変換要素６ｅと回転位置演算部８による演算回数を少なくし、補間演算部９ａ、９ｂ、９ｃによる演算回数を多くすることで、コイルへの印加電圧の更新回数が多くなっても演算負荷が大きくなるのを防止できる。図１１は、第２実施形態のコイルへの印加電圧（ｖ）と時間との関係を示し、ロータ１ｂの回転位置に応じた印加電圧の理想的な値の変化に対応する図中２点鎖線で示す正弦波の頂点付近においても、印加電圧の更新時の変化Δｖを小さくできる。よって、コイルを流れる電流の変化量が大きくなるのを防止できるので、印加電圧の現在値ｖ_U （０）、ｖ_V （０）、ｖ_W （０）の演算周期（２００μｓｅｃ）の逆数の周波数と印加電圧の更新周期（５０μｓｅｃ）の逆数の周波数の音の発生を低減できる。また、印加電圧の更新周期を５０μｓｅｃ以下とすることで、その周期の逆数は人の一般的可聴範囲の最大周波数（２０ｋＨｚ）以上となるので、印加電圧の更新による異音を大幅に低減することができる。

以下の表１は、従来例、第１実施形態、および第２実施形態において、モータ１の回転数を１２００ＲＰＭとした場合の周波数４．５ｋＨｚ〜５．５ｋＨｚの異音ピーク値、騒音レベルのオーバーオール値、従来例からの演算増加時間、コイルへの理想印加電圧に対する誤差（従来例を１００とする）を示す。表１より、第１、第２実施形態によれば従来例に比べ音の発生が低減され、理想印加電圧に対する誤差が低減され、また、第２実施形態によれば第１実施形態よりも演算負荷が低減されることを確認できる。

以下の表２は、従来例および第１実施形態において印加電圧の更新周期を１００μｓｅｃとし、モータ１の回転数を１２００ＲＰＭとした場合の周波数４．５ｋＨｚ〜５．５ｋＨｚの異音ピーク値、周波数４．５ｋＨｚ〜５．５ｋＨｚの騒音レベルのオーバーオール値、周波数９．５ｋＨｚ〜１０．５ｋＨｚの異音ピーク値、周波数９．５ｋＨｚ〜１０．５ｋＨｚの騒音レベルのオーバーオール値を示す。表２より、第１実施形態によれば従来例に比べ音の発生が低減されることを確認できる。

本発明は上記実施形態に限定されない。例えば、印加電圧の更新周期は、印加電圧の演算周期よりも短かければ特に限定されないが５０μｓｅｃ以下とするのが好ましい。印加電圧の現在値の一演算周期における印加電圧の更新回数は、２回以上であれば本発明を適用でき、３回以上とすることで第２実施形態のように演算負荷を低減できる。また、印加電圧の現在値の演算周期は２００μｓｅｃに限定されない。上記実施形態の座標変換要素は、ｄ軸目標電圧ｖ_d ^* 、ｑ軸目標電圧ｖ_q ^* 、およびロータの検出回転位置からＵ、Ｖ、Ｗ各相のコイルへの印加電圧を演算しているが、Ｕ、Ｖ、Ｗの中の２相の印加電圧を演算し、求めた印加電圧から残りの相の印加電圧を求めるようにしてもよい。また、ブラシレスモータは３相に限定されず、用途も操舵補助力発生用に限定されない。

本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の部分破断図 本発明の第１実施形態に係るブラシレスモータの制御装置の構成説明図 本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置における操舵トルクと目標電流との関係を示す図 本発明の実施形態に係るブラシレスモータの制御装置によるロータの回転角度の予測値の演算手順を示すフローチャート 本発明の実施形態に係るブラシレスモータにおけるロータの回転角度と時間との関係を示す図 本発明の実施形態に係るＰＷＭ制御信号の周期を示す図 本発明の第１実施形態に係るブラシレスモータの制御装置による制御手順を示すフローチャート 本発明の第１実施形態に係るブラシレスモータの制御装置によるコイルへの印加電圧と時間との関係を示す図 本発明の第２実施形態に係るブラシレスモータの制御装置の構成説明図 本発明の第２実施形態に係るブラシレスモータの制御装置による制御手順を示すフローチャート 本発明の第２実施形態に係るブラシレスモータの制御装置によるコイルへの印加電圧と時間との関係を示す図 従来例に係るブラシレスモータの制御装置の構成説明図 ブラシレスモータの制御装置によるコイルへの理想的な印加電圧と時間との関係を示す図 従来例に係るブラシレスモータの制御装置によるコイルへの印加電圧と時間との関係を示す図

符号の説明

１ ブラシレスモータ
１ｂ ロータ
１ｃ マグネット（界磁）
２ 回転位置検出部
３ａ、３ｂ、３ｃ 電流検出部
４ ｄｑ軸目標電流演算部
５ ｄｑ軸実電流演算部
６ 印加電圧演算部
８ 回転位置演算部
４０ 制御装置

Claims (4)

1. ロータの回転位置を検出する回転位置検出部と、
   コイルを流れる実電流を検出する電流検出部と、
   前記ロータの有する界磁の磁束方向に沿う軸をｄ軸、前記ｄ軸と前記ロータの回転軸とに直交する軸をｑ軸として、ｄ軸目標電流とｑ軸目標電流を演算するｄｑ軸目標電流演算部と、
   ｄ軸実電流とｑ軸実電流を、前記コイルの検出実電流と前記ロータの検出回転位置の現在値から演算するｄｑ軸実電流演算部と、
   ｄ軸目標電流、ｑ軸目標電流、ｄ軸実電流、ｑ軸実電流および前記ロータの検出回転位置の現在値から、前記コイルへの印加電圧の現在値を設定された周期で演算する印加電圧演算部とを備え、
   前記コイルへの印加電圧を更新することで、前記コイルの発生磁界の変化により前記ロータの回転力を発生させるブラシレスモータの制御装置において、
   前記コイルへの印加電圧の更新周期が、前記印加電圧演算部により演算される前記コイルへの印加電圧の現在値の演算周期よりも短くされ、
   前記ロータの検出回転位置の現在値と、検出回転位置の過去値と、設定した印加電圧更新周期とに応じて、次に印加電圧の現在値を演算するまでの印加電圧更新時点の前記ロータの回転位置の予測値を演算する回転位置演算部とが設けられ、
   ｄ軸目標電流、ｑ軸目標電流、ｄ軸実電流、ｑ軸実電流、および前記ロータの回転位置の予測値から、次に印加電圧の現在値を演算するまでの印加電圧更新時点における前記コイルへの印加電圧の予測値が、前記印加電圧演算部により演算され、
   演算された印加電圧の現在値と印加電圧の予測値に応じて前記コイルへの印加電圧を更新することを特徴とするブラシレスモータの制御装置。
2. 前記回転位置演算部により、次に印加電圧の現在値を演算するまでの全ての印加電圧更新時点における前記ロータの回転位置の予測値が演算される請求項１に記載のブラシレスモータの制御装置。
3. 前記印加電圧の現在値の一演算周期における前記印加電圧の更新回数が３回以上となるように、前記印加電圧の更新周期が前記印加電圧の現在値の演算周期よりも短くされ、
   前記回転位置演算部により、次に印加電圧の現在値を演算するまでの何れかの印加電圧更新時点のみにおける前記ロータの回転位置の予測値が演算され、
   前記印加電圧演算部により演算した印加電圧の現在値と印加電圧の予測値から、残りの印加電圧更新時点における前記コイルへの印加電圧の予測値を補間演算により求める補間演算部が設けられている請求項１に記載のブラシレスモータの制御装置。
4. 前記印加電圧の更新周期が１００μｓｅｃ以下とされている請求項１〜３の中の何れかに記載のブラシレスモータの制御装置。

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