JP4649729B2

JP4649729B2 - 電源装置及び放電灯点灯装置

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Publication number: JP4649729B2
Application number: JP2000348757A
Authority: JP
Inventors: 俊朗中村
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2000-11-15
Filing date: 2000-11-15
Publication date: 2011-03-16
Anticipated expiration: 2020-11-15
Also published as: JP2002159176A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源を電圧変換して所望の直流出力を得る電源装置、並びにこのような電源装置を用いて放電灯を点灯する放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電源装置の一例（以下、「従来例１」と呼ぶ）を図１３に示す。この従来例１は、バッテリのような直流電源１の出力を電圧変換するＤＣ／ＤＣ変換回路２と、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力を制御する出力制御回路６１と、負荷５０を含む負荷回路５とを備えている。ＤＣ／ＤＣ変換回路２は従来周知の昇圧コンバータ（ブーストコンバータ）で構成され、バッテリのように低電圧の電源（直流電源１）から放電灯のような負荷５０が必要とする電圧まで昇圧するものである。
【０００３】
上記従来例１の出力は主にＤＣ／ＤＣ変換回路２で調整され、出力電流及び出力電圧をＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力端で検出し、電力指令値発生回路６０１から出力される電力指令値に基づいて、負荷電圧（ランプ電圧）の検出値に応じた負荷電流（ランプ電流）の制御目標値を電流指令値演算部６０２で演算し、フィードバック制御を行っている。ＤＣ／ＤＣ変換回路２が具備するスイッチング素子２２のオン・オフ制御信号は誤差増幅器６０３の出力と三角波発振器６０４の出力をコンパレータ６０５で比較する三角波比較方式により得ており、スイッチング信号は周波数一定でオンデューティ比を可変することで出力調整を行うＰＷＭ信号となる。
【０００４】
一方、図１４に示すように負荷５１を放電灯とし、ＤＣ／ＤＣ変換回路２をフライバックコンバータとして構成した従来例（以下、「従来例２」と呼ぶ）もある。この従来例２は、直流電源１、フライバックコンバータから構成されるＤＣ／ＤＣ変換回路２並びに負荷回路５を備え、この負荷回路５はＤＣ／ＤＣ変換回路２によって得られた直流電圧より放電灯５１に交番電圧を供給するためのインバータ回路３、及び消灯状態の放電灯５１を始動させるために高電圧を印可する始動回路４を具備する。ここで、放電灯５１はランプ電圧が直流電源１の電源電圧に比べて低い条件から高い条件まで変化するものであるから、このような負荷に対応するにはＤＣ／ＤＣ変換回路２をフライバックコンバータで構成することが望ましい。すなわち、このフライバックコンバータからなるＤＣ／ＤＣ変換回路２では、スイッチング素子２２がオンすると直流電源１からトランス２１の１次巻線に電流Ｉ１が流れて、トランス２１にエネルギが蓄積される。スイッチング素子２２がオフするとトランス２１の蓄積エネルギによる逆起電力によりダイオード２３がオンとなり、２次巻線からコンデンサ２４に電流Ｉ２が流れて、出力コンデンサ２４が充電される。スイッチング素子２２のオン期間とオフ期間を制御することにより、出力コンデンサ２４の電圧は直流電源１の電源電圧に比べて低い条件から高い条件まで変化させることができる。なお、同様の機能を実現する昇降圧コンバータとして、バックブーストコンバータ（極性反転型チョッパ回路）がある。
【０００５】
ところで、従来例２の出力制御回路６２は従来例１と同様に一定周波数のＰＷＭ制御でもよいが、電圧変動の大きいバッテリなどを直流電源１に使用して放電灯５１のように出力電圧変動の大きい負荷を駆動するために、出力制御回路６が以下のような制御を行っている。
【０００６】
まず、電力指令値発生回路６０１は、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電力を決定するための電力指令値を発生し、電流指令値演算部６０２が電力指令値発生回路６０１から与えられた電力指令値とコンデンサ２４の両端電圧とからＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電流の制御目標となる電流指令値を演算する。そのために、ＤＣ／ＤＣ変換回路２のコンデンサ２４の両端電圧は出力電圧検出手段により検出されて、アンプ６０７を介して電流指令値演算部６０２に入力される。電流指令値演算部６０２で演算された電流指令値は、誤差増幅器６０３の一方の入力となる。誤差増幅器６０３の他方の入力には、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力とインバータ回路３の入力の間に設けられた出力電流検出手段により検出された出力電流がアンプ６０６を介して入力されている。誤差増幅器６０３では、電流指令値演算部６０２から与えられた電流指令値とアンプ６０６を介して入力された出力電流の検出値とから１次側ピーク電流指令を作成し、コンパレータ６１０の反転入力端子に入力する。
【０００７】
ＤＣ／ＤＣ変換回路２のトランス２１の１次側電流Ｉ１の検出値と２次側電流Ｉ２の検出値は、出力制御回路６に入力されている。１次側電流Ｉ１の検出値は、コンパレータ６１０の非反転入力端子に入力されており、その検出値が１次側ピーク電流指令よりも大きくなると、発振回路６０８のリセット端子にリセット信号を送る。また、２次側電流Ｉ２の検出値は、コンパレータ６０９の反転入力端子に入力されている。コンパレータ６０９の非反転入力端子は回路のグランドに接続されている。したがって、２次側電流Ｉ２の検出値が略ゼロになると、コンパレータ６０９から発振回路６０８のセット端子にセット信号が送られる。発振回路６０８はセット・リセットフリップフロップを含んで構成されており、そのＱ出力によりＤＣ／ＤＣ変換回路２のスイッチング素子２２をオン・オフ制御する。
【０００８】
すなわち、従来例２の出力制御回路６では、出力調整値として働く誤差増幅器６０３の出力をトランス２１の１次側に流れる電流Ｉ１のピーク指令値とし、この指令値と１次側電流Ｉ１の検出値をコンパレータ６１０で比較し、検出値が指令値を越えると、発振回路６０８のＱ出力はＬレベルになり、スイッチング素子２２をオフさせる。スイッチング素子２２がオフした後、トランス２１のエネルギが全て２次側に吐き出され、２次側電流Ｉ２が略ゼロになったことをコンパレータ６０９で検出し、発振回路６０８の出力をＨレベルにしてスイッチング素子２２をオンさせる。つまり、図１５に示すようにトランス２１の２次側電流Ｉ２が略ゼロとなったときにトランス２１の１次側電流Ｉ１を制御するスイッチング素子２２をオンさせる動作モードを電流境界モードと呼び、この電流境界モードで動作させることによってトランス２１の利用率を上げることができる。また、発振回路６０８においては、図１６に示すようにスイッチング素子２２の最大オフ期間に制限値を設けて２次側電流Ｉ２がゼロになる前にスイッチング素子２２をオフさせる場合があり、例えば放電灯５１が冷えている状態のようにランプ電圧が低く、２次側電流Ｉ２の波形の傾きが小さい場合にスイッチング素子２２のスイッチング周波数低下に伴うピーク電流の上昇を防止するため、最大オフ期間の上記制限値を状態に応じて調整する機能を有している。なお、出力制御回路６では、スイッチング素子２２をオフする１次側ピーク電流値を、従来例１と同様のフィードバック制御によって調整することで出力制御を行っている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、従来例２のフライバックコンバータからなるＤＣ／ＤＣ変換回路２では、出力する電力を一度トランス２１に蓄積するためにトランス２１のコアの磁束密度が高くなりやすく、飽和防止のためにコアの小型化が困難であった。また、従来例１のようなブーストコンバータからなるＤＣ／ＤＣ変換回路２の場合、負荷５１への電力供給はインダクタ２１１及び直流電源１より行われるため、通常、従来例２のフライバックコンバータやバックブーストコンバータに比較してインダクタの磁束密度を低くすることは可能であるが、負荷５１が放電灯の場合には短絡に近い負荷条件から存在するために出力調整が困難になってしまう。
【００１０】
さらに、フォワードコンバータのようにトランスの昇圧作用を利用したＤＣ／ＤＣ変換回路では、トランスの磁束は低減可能であるが、トランスの巻数比が最大出力電圧で規定されるために放電灯のように電圧変動範囲が広い負荷の場合に巻線量が大きくなってトランスの小型化が困難になってしまう。
【００１１】
本発明は上記事情に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、電圧変動が大きい負荷であっても出力調整が可能であり、トランスの磁束密度を下げてコアの小型化が可能な電源装置及び放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、直流電源の電源電圧を所望の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ変換回路と、ＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を調整して負荷に供給する負荷回路とを備え、ＤＣ／ＤＣ変換回路は、スイッチング素子と、スイッチング素子を介して直流電源の電源電圧が１次巻線に印加されるトランスと、トランスの２次巻線に整流素子を介して接続されるコンデンサとを具備し、コンデンサの両端間に少なくともインダクタを介して負荷回路及びトランスの３次巻線を直列接続してなる電源装置であって、前記スイッチング素子をオン・オフ制御してＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を可変する制御回路を備え、ＤＣ／ＤＣ変換回路が具備するトランスの３次巻線を２次巻線と兼用するとともにトランスの２次側の閉回路内に１次側の閉回路の構成要素の一部が接続され、少なくとも２次巻線を含む２次側の閉回路のインダクタンスと前記コンデンサにより決まる時定数を制御回路によるスイッチング素子のスイッチング周期よりも十分に大きくしてなることを特徴とし、スイッチング素子のオン時には、１次巻線に直流電源から電流が流れてトランスにエネルギが蓄積されるとともに３次巻線に生じる電圧にコンデンサの両端電圧が重畳した電圧がインダクタを介して負荷回路に供給され、スイッチング素子のオフ時には、トランスに蓄積されたエネルギが２次巻線より放出されてコンデンサが充電されるとともにコンデンサから３次巻線を介して負荷回路に直流電圧が供給される。このように、スイッチング素子のオン時とオフ時の両方で負荷回路に直流電圧を供給し、特にスイッチング素子のオン時にトランスの昇圧作用によって昇圧された直流電圧を負荷回路へ供給することでトランスに蓄積するエネルギを低減することができる。その結果、電圧変動が大きい負荷であっても出力調整が可能であるとともに、トランスの磁束密度を下げてコアの小型化が可能となる。さらに、３次巻線を２次巻線と兼用することでトランスの小型化が図れる。
【００１６】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、トランスの２次巻線の一端を前記コンデンサを介して１次巻線の一端に接続するとともに１次巻線の他端と２次巻線の他端を整流素子を介して接続することで２次側の閉回路を形成し、トランスの１次巻線及び２次巻線と前記コンデンサの直列回路の両端に少なくともインダクタを介して負荷回路を接続してなることを特徴とし、請求項１の発明と同様の作用を奏する。
【００１７】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、トランスの２次巻線の一端を整流素子を介して直流電源に接続するとともに２次巻線の他端を前記コンデンサを介して直流電源に接続することで２次側の閉回路を形成し、トランスの２次巻線と前記コンデンサと直流電源の直列回路の両端にインダクタを介して負荷回路を接続して成ることを特徴とし、請求項１の発明と同様の作用を奏する。
【００１８】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、トランスの２次巻線の両端に整流素子、前記スイッチング素子及び前記コンデンサの直列回路を接続することで２次側の閉回路を形成し、トランスの２次巻線と前記コンデンサ及びスイッチング素子の直列回路の両端にインダクタを介して負荷回路を接続して成ることを特徴とし、請求項１の発明と同様の作用を奏する。
【００１９】
請求項５の発明は、上記目的を達成するために、請求項１〜請求項４に記載された負荷を放電灯としたことを特徴とし、電圧変動が大きい負荷であっても出力調整が可能であるとともに、トランスの磁束密度を下げてコアの小型化が可能となる放電灯点灯装置が提供できる。
【００２０】
請求項６の発明は、請求項５の発明において、前記負荷回路は、ＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を交番して放電灯に供給するインバータ回路を具備することを特徴とし、請求項５の発明と同様の作用を奏する。
【００２１】
請求項７の発明は、請求項５又は６の発明において、前記負荷回路は、放電灯に始動用の高電圧を印可する始動回路を具備することを特徴とし、請求項５又は６の発明と同様の作用を奏する。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。但し、下記の各実施形態では負荷５１を放電灯とした従来例２の負荷回路５と同一構成の負荷回路５を備えているが、負荷回路５並びに負荷５１を実施形態のものに限定する趣旨ではなく、他の構成を有する負荷回路５や放電灯以外の負荷５１を具備する負荷回路５を備える場合であっても本発明の技術的思想が適用可能である。
【００２３】
本発明の実施形態を説明する前に、本発明の参考例について説明する。
図１に本参考例の電源装置（放電灯点灯装置）の概略回路構成図を示す。本参考例は、バッテリのような直流電源１の電源電圧を所望の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ変換回路２と、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の直流出力を調整して負荷（図示せず）に供給する負荷回路５とを備える。但し、本参考例の基本構成は従来例２と共通であるから、共通する構成については同一の符号を付して説明を省略する。
【００２４】
ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、トランジスタなどからなるスイッチング素子２２と、スイッチング素子２２を介して直流電源１の電源電圧が１次巻線ｎ１に印加されるトランス２１と、トランス２１の２次巻線ｎ２にダイオード２３を介して接続される平滑コンデンサ２４とを具備し、平滑コンデンサ２４の両端間に少なくともインダクタ２７を介して負荷回路５及びトランス２１の３次巻線ｎ３を直列接続してなる。なお、平滑コンデンサ２４と３次巻線ｎ３とインダクタ２７にはリプル低減用のコンデンサ２６が並列に接続してある。
【００２５】
また、制御回路６は例えば従来例１又は従来例２の制御回路と共通の回路構成を有するものであって、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電流及び出力電圧を検出し、それらの検出値が所望の値となるようにスイッチング素子２２のオンデューティ比を可変するＰＷＭ制御（従来例１参照）や、あるいは定常時に電流境界モードで動作させる制御（従来例２参照）を行う。但し、制御回路６の構成はこれに限定されるものではなく、他の制御を行うものであっても良い。
【００２６】
次に本参考例におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２の回路動作を説明する。
【００２７】
まず、スイッチング素子２２のオン時には直流電源１からトランス２１の１次巻線ｎ１に直流電流Ｉ１が流れてトランス２１にエネルギが蓄積され、トランス２１の２次巻線ｎ２には逆向きの誘起電圧が発生するがダイオード２３が接続されているために電流は流れない。一方、３次巻線ｎ３にはトランス２１の昇圧作用によって１次側の入力電圧を昇圧した誘起電圧が発生し、この３次巻線ｎ３の誘起電圧に平滑コンデンサ２４の両端電圧が重畳した電圧（重畳電圧）がインダクタ２７を介して負荷回路５に供給される。
【００２８】
一方、スイッチング素子２２のオフ時にはトランス２１に蓄積されたエネルギ（特に励磁エネルギ）が２次巻線ｎ２からダイオード２３を介して放出されて平滑コンデンサ２４を充電する。このとき、トランス２１の３次巻線ｎ３を流れる出力電流Ｉ３は限流要素であるインダクタ２７によって安定化される。すなわち、制御回路６によってスイッチング素子２２のオン・オフを繰り返すことにより、ＤＣ／ＤＣ変換回路２にて直流電源１の電源電圧を所望のレベルの直流電圧に変換することができる。ここで、スイッチング素子２２のオフ時にトランス２１から平滑コンデンサ２４への充電電流Ｉ２がゼロになったときに制御回路６がスイッチング素子２２をオンする電流境界モード、並びにトランス２１の１次巻線ｎ１あるいは２次巻線ｎ２に常時電流が流れている電流連続モードでの動作波形図を図２及び図３に各々示す。
【００２９】
而して、本参考例におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２においては、上述のようにスイッチング素子２２のオン時とオフ時の両方で負荷回路５に直流電圧を供給し、特にスイッチング素子２２のオン時にトランス２１の昇圧作用によって昇圧された直流電圧を負荷回路５へ供給することでトランス２１に蓄積するエネルギを低減することができる（図３（ｅ）参照）。その結果、放電灯のように電圧変動が大きい負荷であっても制御回路６による出力調整が可能であり、トランス２１の磁束密度φを下げてコアの小型化が可能となる。
【００３０】
（実施形態１）
図４に本実施形態の電源装置（放電灯点灯装置）の概略回路構成図を示す。本実施形態は、参考例におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２の３次巻線ｎ３を２次巻線ｎ２で兼用する点に特徴があり、その他の構成は参考例と共通である。よって、参考例と共通する構成には同一の符号を付して説明を省略する。
【００３１】
本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２では、トランス２１の２次巻線ｎ２の一端とインダクタ２７との接続点にダイオード２３のアノードを接続し、ダイオード２３のカソードと２次巻線ｎ２の他端の間に平滑コンデンサ２４が接続してあり、参考例における３次巻線ｎ３の機能を２次巻線ｎ２に持たせている。
【００３２】
次に本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２の回路動作を説明する。
【００３３】
まず、スイッチング素子２２のオン時には直流電源１からトランス２１の１次巻線ｎ１に直流電流Ｉ１が流れてトランス２１にエネルギが蓄積され、トランス２１の２次巻線ｎ２には１次巻線ｎ１に対する２次巻線ｎ２の巻数比倍に昇圧された誘起電圧が発生し、その誘起電圧と平滑コンデンサ２４の両端電圧との重畳電圧がインダクタ２７を介して負荷回路５に供給される。
【００３４】
一方、スイッチング素子２２のオフ時にはトランス２１に蓄積されたエネルギが２次巻線ｎ２からダイオード２３を介して放出されて平滑コンデンサ２４を充電する。すなわち、制御回路６によってスイッチング素子２２のオン・オフを繰り返すことにより、インダクタ２７によって安定化された所望の直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換回路２から負荷回路５に供給することができる。ここで、制御回路６による制御動作が電流境界モードの場合、並びに電流連続モードの場合における動作波形図を図５及び図６に各々示す。
【００３５】
ところで、スイッチング素子２２のオン時に負荷回路５に供給される電力供給量がオフ時の電力供給量よりも多い方がトランス２１の磁束密度φを低減することが可能である。このため、平滑コンデンサ２４の容量とトランス２１の２次側のインダクタンスとの共振周波数が、制御回路６によるスイッチング素子２２のスイッチング周波数に比べて十分に低くなるように設定してある。
【００３６】
而して、本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２においても参考例と同様に、スイッチング素子２２のオン時とオフ時の両方で負荷回路５に直流電圧を供給し、特にスイッチング素子２２のオン時にトランス２１の昇圧作用によって昇圧された直流電圧を負荷回路５へ供給することでトランス２１に蓄積するエネルギを低減することができる（図６（ｅ）参照）。しかも、３次巻線ｎ３を２次巻線ｎ２と兼用することでトランス２１の小型化が図れるという利点がある。また、本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２ではフォワードコンバータに比べてトランス２１の昇圧比以上に昇圧することが可能であり、特に負荷５１が放電灯の場合に放電開始する直前に定常点灯時の数倍の電圧が必要であるが、このような高電圧を得るためにトランス２１の巻数を増やす必要が無く、トランス２１の小型化が図れるという利点がある。
【００３７】
（実施形態２）
図７に本実施形態の電源装置（放電灯点灯装置）の概略回路構成図を示す。本実施形態は、実施形態１のＤＣ／ＤＣ変換回路２においてトランス２１の２次巻線ｎ２の一端を平滑コンデンサ２４を介して１次巻線ｎ１の一端に接続するとともに１次巻線ｎ１の他端と２次巻線ｎ２の他端をダイオード２３を介して接続することで２次側の閉回路を形成し、トランス２１の１次巻線ｎ１及び２次巻線ｎ２と平滑コンデンサ２４の直列回路の両端に少なくともインダクタ２７を介して負荷回路５を接続した点に特徴があり、その他の構成は実施形態１と共通である。よって、実施形態１と共通する構成には同一の符号を付して説明を省略する。
【００３８】
本実施形態のＤＣ／ＤＣ変換回路２では、直流電源１の正極にスイッチング素子２２の一端を接続し、スイッチング素子２２の他端と直流電源１の負極の間にトランス２１の１次巻線ｎ１を接続している。そして、１次巻線ｎ１のスイッチング素子２１に接続している側の一端と２次巻線ｎ２の一端に平滑コンデンサ２４を接続し、２次巻線ｎ２の他端をダイオード２３のカソードとインダクタ２７の一端とに接続し、ダイオード２３のアノードを直流電源１の負極に接続している。
【００３９】
次に本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２の回路動作を説明する。
【００４０】
まず、スイッチング素子２２のオン時には直流電源１からトランス２１の１次巻線ｎ１に直流電流Ｉ１が流れてトランス２１にエネルギが蓄積され、トランス２１の２次巻線ｎ２には１次巻線ｎ１に対する２次巻線ｎ２の巻数比倍に昇圧された誘起電圧が発生し、その誘起電圧と平滑コンデンサ２４の両端電圧との重畳電圧がインダクタ２７を介して負荷回路５に供給される。
【００４１】
一方、スイッチング素子２２のオフ時にはトランス２１に蓄積されたエネルギが１次巻線ｎ１及び２次巻線ｎ２からダイオード２３を介して放出されて平滑コンデンサ２４を充電する。すなわち、制御回路６によってスイッチング素子２２のオン・オフを繰り返すことにより、インダクタ２７によって安定化された所望の直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換回路２から負荷回路５に供給することができる。
【００４２】
ところで、スイッチング素子２２のオン時に負荷回路５に供給される電力供給量がオフ時の電力供給量よりも多い方がトランス２１の磁束密度を低減することが可能である。このため、平滑コンデンサ２４の容量とトランス２１の２次側のインダクタンスとの共振周波数が、制御回路６によるスイッチング素子２２のスイッチング周波数に比べて十分に低くなるように設定してある。
【００４３】
而して、本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２においても参考例と同様に、スイッチング素子２２のオン時とオフ時の両方で負荷回路５に直流電圧を供給し、特にスイッチング素子２２のオン時にトランス２１の昇圧作用によって昇圧された直流電圧を負荷回路５へ供給することでトランス２１に蓄積するエネルギを低減することができるとともに、実施形態１と同様に３次巻線ｎ３を２次巻線ｎ２と兼用することでトランス２１の小型化も図れる。しかも、スイッチング素子２２のオフ時にトランス２１に蓄積されたエネルギを１次巻線ｎ１及び２次巻線ｎ２を介して平滑コンデンサ２４に放出するため、トランス２１の２次巻線ｎ２の巻数を減らすことができ、さらにトランス２１の小型化が図れるという利点がある。また、本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２では実施形態１と同様にフォワードコンバータに比べてトランス２１の昇圧比以上に昇圧することが可能であり、特に負荷５１が放電灯の場合に放電開始する直前に定常点灯時の数倍の電圧が必要であるが、このような高電圧を得るためにトランス２１の巻数を増やす必要が無く、トランス２１の小型化が図れるという利点がある。
【００４４】
（実施形態３）
図８に本実施形態の電源装置（放電灯点灯装置）の概略回路構成図を示す。本実施形態は、実施形態１のＤＣ／ＤＣ変換回路２においてトランス２１の２次巻線ｎ２の一端を整流素子を介して直流電源１に接続するとともに２次巻線ｎ２の他端を平滑コンデンサ２４を介して直流電源１に接続することで２次側の閉回路を形成し、トランス２１の２次巻線ｎ２と平滑コンデンサ２４と直流電源１の直列回路の両端にインダクタ２７を介して負荷回路５を接続した点に特徴があり、その他の構成は実施形態１と共通である。よって、実施形態１と共通する構成には同一の符号を付して説明を省略する。
【００４５】
本実施形態のＤＣ／ＤＣ変換回路２では、直流電源１の正極にトランス２１の１次巻線ｎ１の一端を接続し、１次巻線ｎ１の他端にスイッチング素子２２を介して直流電源１の負極を接続している。そして、トランス２１の２次巻線ｎ２の一端を平滑コンデンサ２４を介して直流電源１の正極に接続し、２次巻線ｎ２の他端をダイオード２３のアノードとインダクタ２７の一端とに接続し、ダイオード２３のカソードを直流電源１の負極に接続している。
【００４６】
次に本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２の回路動作を説明する。
【００４７】
まず、スイッチング素子２２のオン時には直流電源１からトランス２１の１次巻線ｎ１に直流電流Ｉ１が流れてトランス２１にエネルギが蓄積され、トランス２１の２次巻線ｎ２には１次巻線ｎ１に対する２次巻線ｎ２の巻数比倍に昇圧された誘起電圧が発生し、その誘起電圧と平滑コンデンサ２４の両端電圧との重畳電圧から直流電源１の電源電圧を差し引いた電圧がインダクタ２７を介して負荷回路５に供給される。
【００４８】
一方、スイッチング素子２２のオフ時にはトランス２１に蓄積されたエネルギが２次巻線ｎ２からダイオード２３を介して放出されるとともに直流電源１によっても平滑コンデンサ２４を充電する。すなわち、制御回路６によってスイッチング素子２２のオン・オフを繰り返すことにより、インダクタ２７によって安定化された所望の直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換回路２から負荷回路５に供給することができる。ここで、制御回路６による制御動作が電流境界モードの場合、並びに電流連続モードの場合における動作波形図を図９及び図１０に各々示す。
【００４９】
ところで、スイッチング素子２２のオン時に負荷回路５に供給される電力供給量がオフ時の電力供給量よりも多い方がトランス２１の磁束密度を低減することが可能である。このため、平滑コンデンサ２４の容量とトランス２１の２次側のインダクタンスとの共振周波数が、制御回路６によるスイッチング素子２２のスイッチング周波数に比べて十分に低くなるように設定してある。
【００５０】
而して、本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２においても参考例と同様に、スイッチング素子２２のオン時とオフ時の両方で負荷回路５に直流電圧を供給し、特にスイッチング素子２２のオン時にトランス２１の昇圧作用によって昇圧された直流電圧を負荷回路５へ供給することでトランス２１に蓄積するエネルギを低減することができるとともに、実施形態１と同様に３次巻線ｎ３を２次巻線ｎ２と兼用することでトランス２１の小型化も図れる。しかも、スイッチング素子２２のオフ時にトランス２１に蓄積されたエネルギだけでなく、直流電源１からも２次巻線ｎ２を介して平滑コンデンサ２４を充電するため、入力電流のリプルを低減することができるという利点がある。また、本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２では実施形態１及び実施形態２と同様にフォワードコンバータに比べてトランス２１の昇圧比以上に昇圧することが可能であり、特に負荷５１が放電灯の場合に放電開始する直前に定常点灯時の数倍の電圧が必要であるが、このような高電圧を得るためにトランス２１の巻数を増やす必要が無く、トランス２１の小型化が図れるという利点がある。
【００５１】
なお、図１１に示すようにトランス２１の２次巻線ｎ２の極性を反転し、ダイオード２３のアノードを直流電源１の負極に接続するとともにカソードを２次巻線ｎ２の一端及びインダクタ２７に接続する回路構成としても同様の作用効果を奏する。
【００５２】
（実施形態４）
図１２に本実施形態の電源装置（放電灯点灯装置）の概略回路構成図を示す。本実施形態は、実施形態１のＤＣ／ＤＣ変換回路２においてトランス２１の２次巻線ｎ２の両端にダイオード２３、スイッチング素子２２及び平滑コンデンサ２４の直列回路を接続することで２次側の閉回路を形成し、トランス２１の２次巻線ｎ２と平滑コンデンサ２４及びスイッチング素子２２の直列回路の両端にインダクタ２７を介して負荷回路５を接続した点に特徴があり、その他の構成は実施形態１と共通である。よって、実施形態１と共通する構成には同一の符号を付して説明を省略する。
【００５３】
本実施形態のＤＣ／ＤＣ変換回路２では、直流電源１の正極にトランス２１の１次巻線ｎ１の一端を接続し、１次巻線ｎ１の他端にスイッチング素子２２を介して直流電源１の負極を接続している。そして、トランス２１の２次巻線ｎ２の一端を平滑コンデンサ２４を介してスイッチング素子２２と１次巻線ｎ１の接続点に接続し、２次巻線ｎ２の他端をダイオード２３のアノードとインダクタ２７の一端とに接続し、さらにダイオード２３のカソードを直流電源１の負極に接続している。
【００５４】
次に本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２の回路動作を説明する。
【００５５】
まず、スイッチング素子２２のオン時には直流電源１からトランス２１の１次巻線ｎ１に直流電流Ｉ１が流れてトランス２１にエネルギが蓄積され、トランス２１の２次巻線ｎ２には１次巻線ｎ１に対する２次巻線ｎ２の巻数比倍に昇圧された誘起電圧が発生し、その誘起電圧と平滑コンデンサ２４の両端電圧との重畳電圧がスイッチング素子２２及びインダクタ２７を介して負荷回路５に供給される。
【００５６】
一方、スイッチング素子２２のオフ時にはトランス２１に蓄積されたエネルギが２次巻線ｎ２からダイオード２３、直流電源１及び１次巻線ｎ１を介して放出されるとともに直流電源１によっても平滑コンデンサ２４を充電する。すなわち、制御回路６によってスイッチング素子２２のオン・オフを繰り返すことにより、インダクタ２７によって安定化された所望の直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換回路２から負荷回路５に供給することができる。
【００５７】
ところで、スイッチング素子２２のオン時に負荷回路５に供給される電力供給量がオフ時の電力供給量よりも多い方がトランス２１の磁束密度を低減することが可能である。このため、平滑コンデンサ２４の容量とトランス２１の２次側のインダクタンスとの共振周波数が、制御回路６によるスイッチング素子２２のスイッチング周波数に比べて十分に低くなるように設定してある。
【００５８】
而して、本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２においても参考例と同様に、スイッチング素子２２のオン時とオフ時の両方で負荷回路５に直流電圧を供給し、特にスイッチング素子２２のオン時にトランス２１の昇圧作用によって昇圧された直流電圧を負荷回路５へ供給することでトランス２１に蓄積するエネルギを低減することができるとともに、実施形態１と同様に３次巻線ｎ３を２次巻線ｎ２と兼用することでトランス２１の小型化も図れる。また、実施形態３と同じくスイッチング素子２２のオフ時にトランス２１に蓄積されたエネルギだけでなく、直流電源１からも１次巻線ｎ１及び２次巻線ｎ２を介して平滑コンデンサ２４を充電するため、入力電流のリプルを低減することができる。しかも、スイッチング素子２２のオフ時にトランス２１のエネルギを放出する際に２次巻線ｎ２だけでなく１次巻線ｎ１も介して平滑コンデンサ２４を充電しているため、トランス２１の２次巻線ｎ２の巻数を減らすことができ、さらにトランス２１の小型化が図れるという利点がある。
【００５９】
【発明の効果】
請求項１の発明は、直流電源の電源電圧を所望の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ変換回路と、ＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を調整して負荷に供給する負荷回路とを備え、ＤＣ／ＤＣ変換回路は、スイッチング素子と、スイッチング素子を介して直流電源の電源電圧が１次巻線に印加されるトランスと、トランスの２次巻線に整流素子を介して接続されるコンデンサとを具備し、コンデンサの両端間に少なくともインダクタを介して負荷回路及びトランスの３次巻線を直列接続してなる電源装置であって、前記スイッチング素子をオン・オフ制御してＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を可変する制御回路を備え、ＤＣ／ＤＣ変換回路が具備するトランスの３次巻線を２次巻線と兼用するとともにトランスの２次側の閉回路内に１次側の閉回路の構成要素の一部が接続され、少なくとも２次巻線を含む２次側の閉回路のインダクタンスと前記コンデンサにより決まる時定数を制御回路によるスイッチング素子のスイッチング周期よりも十分に大きくしてなることを特徴とし、スイッチング素子のオン時には、１次巻線に直流電源から電流が流れてトランスにエネルギが蓄積されるとともに３次巻線に生じる電圧にコンデンサの両端電圧が重畳した電圧がインダクタを介して負荷回路に供給され、スイッチング素子のオフ時には、トランスに蓄積されたエネルギが２次巻線より放出されてコンデンサが充電されるとともにコンデンサから３次巻線を介して負荷回路に直流電圧が供給される。このように、スイッチング素子のオン時とオフ時の両方で負荷回路に直流電圧を供給し、特にスイッチング素子のオン時にトランスの昇圧作用によって昇圧された直流電圧を負荷回路へ供給することでトランスに蓄積するエネルギを低減することができる。その結果、電圧変動が大きい負荷であっても出力調整が可能であるとともに、トランスの磁束密度を下げてコアの小型化が可能となるという効果がある。さらに、３次巻線を２次巻線と兼用することでトランスの小型化が図れるという効果がある。
【００６３】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、トランスの２次巻線の一端を前記コンデンサを介して１次巻線の一端に接続するとともに１次巻線の他端と２次巻線の他端を整流素子を介して接続することで２次側の閉回路を形成し、トランスの１次巻線及び２次巻線と前記コンデンサの直列回路の両端に少なくともインダクタを介して負荷回路を接続してなることを特徴とし、請求項１の発明と同様の効果を奏する。
【００６４】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、トランスの２次巻線の一端を整流素子を介して直流電源に接続するとともに２次巻線の他端を前記コンデンサを介して直流電源に接続することで２次側の閉回路を形成し、トランスの２次巻線と前記コンデンサと直流電源の直列回路の両端にインダクタを介して負荷回路を接続して成ることを特徴とし、請求項１の発明と同様の効果を奏する。
【００６５】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、トランスの２次巻線の両端に整流素子、前記スイッチング素子及び前記コンデンサの直列回路を接続することで２次側の閉回路を形成し、トランスの２次巻線と前記コンデンサ及びスイッチング素子の直列回路の両端にインダクタを介して負荷回路を接続して成ることを特徴とし、請求項１の発明と同様の効果を奏する。
【００６６】
請求項５の発明は、請求項１〜請求項４に記載された負荷を放電灯としたことを特徴とし、電圧変動が大きい負荷であっても出力調整が可能であるとともに、トランスの磁束密度を下げてコアの小型化が可能となる放電灯点灯装置が提供できるという効果がある。
【００６７】
請求項６の発明は、請求項５の発明において、前記負荷回路は、ＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を交番して放電灯に供給するインバータ回路を具備することを特徴とし、請求項５の発明と同様の効果を奏する。
【００６８】
請求項７の発明は、請求項５又は６の発明において、前記負荷回路は、放電灯に始動用の高電圧を印可する始動回路を具備することを特徴とし、請求項５又は６の発明と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の参考例を示す概略回路構成図である。
【図２】同上の電流境界モードの場合における動作波形図である。
【図３】同上の電流連続モードの場合における動作波形図である。
【図４】実施形態１を示す概略回路構成図である。
【図５】同上の電流境界モードの場合における動作波形図である。
【図６】同上の電流連続モードの場合における動作波形図である。
【図７】実施形態２を示す概略回路構成図である。
【図８】実施形態３を示す概略回路構成図である。
【図９】同上の電流境界モードの場合における動作波形図である。
【図１０】同上の電流連続モードの場合における動作波形図である。
【図１１】同上の他の構成を示す概略回路構成図である。
【図１２】実施形態４を示す概略回路構成図である。
【図１３】従来例１を示す概略回路構成図である。
【図１４】従来例２を示す概略回路構成図である。
【図１５】同上の電流境界モードの場合における動作波形図である。
【図１６】同上の電流連続モードの場合における動作波形図である。
【符号の説明】
１直流電源
２ＤＣ／ＤＣ変換回路
５負荷回路
６制御回路
２１トランス
ｎ１１次巻線
ｎ２２次巻線
ｎ３３次巻線
２２スイッチング素子
２３ダイオード
２４平滑コンデンサ
２７インダクタ

Claims

直流電源の電源電圧を所望の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ変換回路と、ＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を調整して負荷に供給する負荷回路とを備え、ＤＣ／ＤＣ変換回路は、スイッチング素子と、スイッチング素子を介して直流電源の電源電圧が１次巻線に印加されるトランスと、トランスの２次巻線に整流素子を介して接続されるコンデンサとを具備し、コンデンサの両端間に少なくともインダクタを介して負荷回路及びトランスの３次巻線を直列接続してなる電源装置であって、前記スイッチング素子をオン・オフ制御してＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を可変する制御回路を備え、ＤＣ／ＤＣ変換回路が具備するトランスの３次巻線を２次巻線と兼用するとともにトランスの２次側の閉回路内に１次側の閉回路の構成要素の一部が接続され、少なくとも２次巻線を含む２次側の閉回路のインダクタンスと前記コンデンサにより決まる時定数を制御回路によるスイッチング素子のスイッチング周期よりも十分に大きくしてなることを特徴とする電源装置。
トランスの２次巻線の一端を前記コンデンサを介して１次巻線の一端に接続するとともに１次巻線の他端と２次巻線の他端を整流素子を介して接続することで２次側の閉回路を形成し、トランスの１次巻線及び２次巻線と前記コンデンサの直列回路の両端に少なくともインダクタを介して負荷回路を接続してなることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
トランスの２次巻線の一端を整流素子を介して直流電源に接続するとともに２次巻線の他端を前記コンデンサを介して直流電源に接続することで２次側の閉回路を形成し、トランスの２次巻線と前記コンデンサと直流電源の直列回路の両端にインダクタを介して負荷回路を接続して成ることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
トランスの２次巻線の両端に整流素子、前記スイッチング素子及び前記コンデンサの直列回路を接続することで２次側の閉回路を形成し、トランスの２次巻線と前記コンデンサ及びスイッチング素子の直列回路の両端にインダクタを介して負荷回路を接続して成ることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
請求項１〜請求項４に記載された負荷を放電灯としたことを特徴とする放電灯点灯装置。
前記負荷回路は、ＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を交番して放電灯に供給するインバータ回路を具備することを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
前記負荷回路は、放電灯に始動用の高電圧を印可する始動回路を具備することを特徴とする請求項５又は６記載の放電灯点灯装置。