JP2020182367A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】新しいソフトスイッチング制御法を中核としたＤＣ−ＤＣコンバータや、高周波変圧器を組み合わせた絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、スイッチング損失の低減、スイッチングノイズの低減に加えて、後者は特に大幅な電圧変換制御を高効率で提供する。【解決手段】直流電圧源１００に対し、方形波インバータ２１０で一度交流変換し絶縁形の高周波変圧器２２０で必要とする電圧に変換し、整流回路２３０、ＬＣ共振回路２４０を接続して直流変換するＤＣ−ＤＣコンバータ回路２００において、零電圧期間を含む方形波インバータを、ＬＣ共振回路の周波数に同期した周波数でスイッチング制御することにより、負荷電流の大きさに応じた共振電流で働かせるソフトスイッチング動作を可能とする。【選択図】図１３

Description

本発明は、広範な直流出力電圧設定が可能なDC-DCコンバータの小型・軽量・高効率化とスイッチングノイズの低減化に貢献する技術である。

なお、本発明の名称としたDC-DCコンバータは直流電源から直流出力電圧あるいは電流を制御できる変換装置を意味し、電圧変換のみを行う変換装置を直流―直流電圧変換装置と呼び、また絶縁形DC-DCコンバータは、直流電源と出力間で絶縁した直流出力電圧あるいは電流が制御できる変換装置を意味し、電圧変換のみを行う変換装置を絶縁形直流―直流電圧変換装置と呼び、これらは、DC-DCコンバータの一部の変換装置として扱う。

近年、パワーエレクトロニクス装置の急激な発達と、リチウムイオン電池などの蓄電池の発達普及とも相まって、小型・軽量・高効率の小中容量の様々な出力電圧レベルの直流電源装置から、容量の大きなものでは周波数変換電源やモータドライブ用のインバータの直流電源など幅広い応用分野でDC-DCコンバータの需要が高まってきた。

コンバータは、大幅な電圧変換制御が求められる場合、スイッチングデューティだけで電圧制御を行うと効率が著しく低下するとともに、DC-DCコンバータで直流電源と直流出力間で絶縁がとられていない場合は、適用できる範囲も限定されるなどの課題がある。

このため、絶縁形DC-DCコンバータでは、直流電源を一度交流に変換して、変圧器で必要な電圧出力が得られる電圧に変換した後、整流回路、フィルタ回路を介して直流出力を得ている。

ここで、この変圧器の小型化軽量化のため、高い周波数の交流電圧が要求されるが、インバータで高周波電圧をハードスイッチングで発生させると、ハードスイッチング損失やスイッチングノイズなどの課題を生じる。

そこで、ハードスイッチング制御に代わりソフトスイッチング制御を用いた様々なDC-DCコンバータが提案されているが、LC共振作用による振動電流損失の増加、素子耐圧の増加などの課題を克服することが必要で、回路構成および制御システムが複雑化する傾向にあり、適用範囲も限定され飛躍的な実用化には至っていない。

ここで、ソフトスイッチング技術の基本原理と種類や得失を先行技術文献から整理するとともに、LC共振回路を使って制御するソフトスイッチング制御手法をDC-DCコンバータに適用したいくつかの先行技術文献例を発明の名称と共に示す。

矢野、内田著、「パワーエレクトロニクス」、丸善株式会社、pp.105-pp.112、2000. 平地著、「ソフトスイッチング技術の最新動向」、電気学会Vol.125, No.12, pp.754-757,2005

特開２００３−２５９６４３：「電流共振型ソフトスイッチング電源回路」 特開２０１６−１８１９９５：「DC-DCコンバータ」 特開２００９−５１６９２２：「LED駆動装置」

ソフトスイッチング制御には、代表的なものに電圧共振型のもの電流共振型のものがあり、前者は電圧共振により、電圧が零のときにオン、オフするゼロ電圧スイッチング (ZVS: Zero Voltage Switching )を実現し、後者は電流共振により、電流が零のときにオン、オフするゼロ電流スイッチ(ZCS: Zero Current Switching)を実現して、いずれもスイッチング損失やスイッチングノイズを低減することを目的とするスイッチング制御手法であり、通常のハードスイッチング制御と区別されている。（非特許文献１）

ソフトスイッチング制御は、電圧共振型では大きな振動電圧が素子の耐圧に、電流共振型では大きな共振電流が素子の電流容量の増大と通電損失の増加につながるため、これらのスイッチング制御の実用化はあまり進んでいない。（非特許文献２）

このため、スイッチングの瞬間だけ共振させる部分共振手法の研究も進み、一部で実用化されているが、一般に回路構成が複雑化するなどの課題と適用分野が限られることから、現在も様々なソフトスイッチング制御DによるDC-DCコンバータ回路や、上述した高周波変圧器を用いた絶縁用DC-DCコンバータの実用化研究、応用研究が行われている。（特許文献１〜特許文献３）

本発明は、新しいソフトスイッチング制御法を中核としたDC-DCコンバータや、高周波変圧器を組み合わせた絶縁形DC-DCコンバータに関するものであり、スイッチング損失の低減、スイッチングノイズの低減に加えて、後者は特に大幅な電圧変換制御を高効率で実現することを目指したものである。

一般の電流共振形ソフトスイッチング回路の制御法は、図１の回路構成において、直流電源に対してスイッチSをLCで構成されるLC共振回路の共振周波数に同期させてオンオフ制御することにより、図２に示すようにスイッチ素子Sをオンさせると電流がダイオードD1を通して流れた後、ダイオードD2を通して流れる共振回路が形成されるため、スイッチ素子Sがオン時点とオフ時点では零電流となっているため零電流スイッチング(ZCS)が実現できている。

そして、負荷電流ioは、Ld,Cdで構成されるLCフィルタ回路のインダクタLdによりほぼ一定の電流源として供給されるとともに、直流出力電圧Voは、共振キャパシタCrの平均電圧として出力される。

ここで、共振キャパシタCrの電圧は、共振回路電流により一度充電された後、零電圧となるため、負荷の重軽にかかわらず、スイッチングの度に大きな振動電流を伴うため、ソフトスイッチングが実現できていても、特に軽負荷時においても大きな振動電流による回路損失を生じるため、効率低下につながり、これが実用化に向けての大きなネックとなっている。

これに対して、本発明の中核となる電流型ソフトスイッチング回路は、図３に示すように、共振回路電流の返りの電流をダイオードD1でブロックするとともに、スイッチSがオフになったときのフリーフォイーリングダイオードD2で共振インダクタLrの電流経路を確保するとともに、LCフィルタ回路電流により、共振キャパシタCrが逆充電されないようにダイオードDfを接続した主回路構成である。

図４の動作波形に示すように、このソフトスイッチング回路でスイッチSがオンした時点で直流電源EBからダイオードD1を通してLC共振回路に振動電流が零から流れ始め、スイッチがオフする時点では電流が零となっているため、零電流スイッチング(ZCS)が実現できる、

この回路においても、負荷電流ioは、Ld,Cdで構成されるLCフィルタ回路のインダクタLdを介して、ほぼ一定の電流源として供給されるとともに、直流出力電圧Voは、共振キャパシタCrの平均電圧として出力される。

この回路では電源からの振動電流は共振キャパシタCrを充電するだけで、その端子電圧Vrは、LCフィルタ回路のインダクタLdを通して流れる負荷電流ioにより低下するものの、電源電圧EBと共振キャパシタの端子電圧Vrの差電圧は小さく抑えられるため共振回路電流の振幅は抑えられ、負荷が軽いときは共振キャパシタの端子電圧Vrは電源電圧EBに近い値に保持しているため、振動電流も小さくなり、無負荷時には振動電流は零となる。

図４に示す動作波形から、同図(a)に示す重負荷時には負荷電流は大きくなるため、共振キャパシタ端子電圧Vrは振動するものの、電圧変動幅は低く抑えられ、同図(b)に示す軽負荷になると電圧振動は小さくなり、これに伴い直流電源からの共振回路電流も小さくできることが確認できる。

従来の電流型ソフトスイッチング制御手法が常時大きな振動電流を伴っていたのに対して、本発明のソフトスイッチング制御では、共振キャパシタの電圧Vrの低下が抑えられるので、共振回路電流も抑える事ができ、振動回路電流による損失も著しく抑えることができる。

このことにより、本発明のソフトスイッチング制御では、課題となっていた共振回路電流を大幅に抑えることができることから、スイッチング損失の低減だけでなく、共振回路電流による周辺機器へのノイズの発生も抑えられることが期待できる。

このソフトスイッチング制御を絶縁形DC-DCコンバータに適用したときの基本構成の概要図を図５に、基本スイッチング動作の概要波形を図６に示す。

図５に示すように、直流電源EBに接続したインバータで零電圧期間を含む方形波電圧を発生させた出力を高周波変圧器に接続して、適当な電圧に変圧した後、整流回路を介してLC共振回路を通して負荷に接続する回路構成としている。

図６は、高周波変圧器の出力電圧eaと電流iaの波形と、インバータのスイッチング素子にかかる電圧eswと流れる電流iswのスイッチング動作の波形を示している。

本発明の電流型ソフトスイッチング制御回路においては、共振用キャパシタは、上述した動作を行うために直流側に配置して構成することが不可欠であり、これが、本発明のソフトスイッチング回路の大きな特徴となっている。

本発明のソフトスイッチング制御は、DC-DCコンバータとして適用ができるだけでなく、インバータと変圧器、整流回路を組み合わせることにより絶縁形DC-DCコンバータとしても適用でき、DC-DCコンバータの効率改善、スイッチングノイズの低減はもとより、絶縁形DC-DCコンバータの構成とすることにより、小型軽量で大幅な電圧制御を高い効率で実現することが期待できる。

本発明のDC-DCコンバータは、可変直流電圧源だけでなくLED駆動等の可変直流電流源やDC-DCコンバータの直流出力にインバータを介した絶縁形交流電源等への幅広い応用が期待できる。

従来形の電流共振型ソフトスイッチング回路 図１の基本動作波形 本発明の電流共振型ソフトスイッチング回路 図２の基本動作波形 絶縁形ソフトスイッチング制御DC-DCコンバータの基本回路 図６の基本動作波形 共振インダクタンスを直流側に配置した絶縁形DC-DCコンバータ回路 共振インダクタンスを変圧器の交流二次側に配置した絶縁形DC-DCコンバータ回路 共振インダクタンスを変圧器の交流一次側に配置した絶縁形DC-DCコンバータ回路 DC-DCコンバータの電流制御システム DC-DCコンバータの電圧制御システム 絶縁型DC-DCコンバータの電流制御システム 絶縁型DC-DCコンバータの電圧制御システム 絶縁型DC-DCコンバータで構成した交流電圧制御システム 電圧制御機能を付加した絶縁型DC-DCコンバータで構成した交流電圧制御システム 図１５に対しキャパシタ電流による安定化補償を付加した交流電圧制御システム 従来形の電流共振型ソフトスイッチング回路のシミュレーション回路 図１７のシミュレーション結果 (a) Rd=5 Ω、 (b) Rd=100 Ω 本発明の電流共振型ソフトスイッチング回路のシミュレーション回路 図１９のシミュレーション結果 (a) Rd=5 Ω、 (b) Rd=100 Ω DC-DCコンバータの電流制御システムのシミュレーション回路 図２１のシミュレーション結果 (a)休止期間制御動作 (b)ソフトスイッチング動作 DC-DCコンバータの電圧制御システムのシミュレーション回路 図２３のシミュレーション結果 (a)休止期間制御動作 (b)ソフトスイッチング動作 絶縁形DC-DCコンバータの電流制御システムのシミュレーション回路 図２５のシミュレーション結果 (a)休止期間制御動作 (b)ソフトスイッチング動作 DC-DCコンバータの電圧制御システムのシミュレーション回路 図２７のシミュレーション結果 (a)休止期間制御動作 (b)ソフトスイッチング動作 変圧器の偏磁抑制機能付DC-DCコンバータの制御システムのシミュレーション回路 図２９のシミュレーション結果 (a) 偏磁抑制無し (b) 偏磁抑制有り 絶縁形DC-DCコンバータで構成した交流電圧制御システムのシミュレーション回路 図３１のシミュレーション結果 (a)ソフトスイッチング動作 (b)PWM制御動作 実験結果

本発明の電流型ソフトスイッチング制御手法によるDC-DCコンバータの実用回路構成例と具体的な電圧電流の制御手法など、発明を実施に移すための主回路構成と制御システムを以下に述べる。

図５で述べた絶縁形DC-DCコンバータの基本回路構成を実現化するためには、抵抗負荷で出力電圧脈動が問題とならない場合を除いては、図１の基本回路に示したように、共振用キャパシタの出力端に必要に応じてキャパシタを逆充電させないダイオードや負荷電流のリップルによる共振回路動作への影響や出力電圧の平滑化を目的としたLCフィルタ回路を経て負荷に接続することが必要となりその実用的な主回路構成を図７に示す。

同図で、１００が直流電源、２００が絶縁形ソフトスイッチングDC-DCコンバータ、３００が負荷であり、２１０がインバータでその具体的な回路構成はフルブリッジ、ハーフブリッジあるいはセンタータップ変圧器と組み合わせたインバータであり、２２０は絶縁形高周波変圧器、２４０はLC共振回路、２５０は、上述したダイオードを含むLC フィルタ回路を表している。

ここで、共振回路インダクタLrは、整流回路の出力に配置するだけでなく、変圧器の漏れインダクタを含めて交流側に配置することもできる。

図８は共振回路インダクタLrを変圧器の二次側、図９は変圧器の一次側に配置した絶縁形DC-DCコンバータの主回路構成である。

図８，図９のように共振用インダクタLrを交流回路に接続することで、変圧器の磁気飽和の影響を受けにくくなるとともに、共振用キャパシタの出力端に接続しているダイオードを整流回路のダイオードで共用させることができる。

なお、共振回路インダクタLrは、交流回路に接続するインダクタの値と変圧器の漏れインダクタンスの値の合成値で動作させることが可能であり、変圧器の設計の仕方によっては、変圧器の漏れインダクタンス値だけで構成することもでき、主回路構成をさらに簡単化することができる。

上述のDC-DCコンバータは、共振形ソフトスイッチング制御で構成しており、スイッチのオンオフ期間は、LC共振回路に同期させる必要があるので、一般的なPWM制御やデューティー制御を適用することはできない。

ソフトスイッチング制御によるDC-DCコンバータの出力電圧電流制御は、共振パルス数のサイクル制御によっても可能であるが、DC-DCコンバータの共振スイッチング動作期間と休止期間の比率制御を周期的にかけることによっても出力電圧電流の制御は可能である。

なお、共振スイッチのスイッチング動作期間と休止期間の比率制御において、休止期間は共振回路動作の途中で行わないタイミングで行わないことが望ましい。

図１０は、請求項１の電流共振型ソフトスイッチング回路に対して、LCフィルタ回路のインダクタの電流をフィードバックし、一定の電流基準量と一致するように電流制御器の出力でスイッチング動作期間を制御して出力電流を制御している。

なお、負荷としてLEDなど電流源として用いる場合は、LCフィルタのキャパシタCdは省略できる。

次に出力電圧の制御が必要とされるDC-DCコンバータでは、図１０に示した電流制御ループの外側に電圧制御ループを設け、出力電圧をフィードバックした量が一定の電圧基準量と一致するように電圧制御器を設け、その出力を次段の電流基準値に用いることで構成することができる。

図１１が、電圧制御可能なDC-DCコンバータの主回路構成と制御システムであり、電圧制御器の出力量が次段の電流基準になるので、電圧制御器の出力量の飽和値を過電流保護基準値として設定でき、次段の電流制御器により過電流保護をかける事ができる。

次に、変圧器を用いた絶縁形DC-DCコンバータに対して出力電圧電流制御を可能とする主回路構成と制御システムを図１２，図１３に示す。

これらは、共振回路インダクタLrを変圧器の二次側に配置させた図８の主回路構成を例に示したもので、図７，図９あるいは共振用インダクタLrを任意に組み合わせ配置した主回路構成に対しても同様に適用できる。

出力電圧電流は、電流制御量からの出力で周期的に各スイッチング素子に対するゲートブロックによる休止期間を設けることにより制御することができる。

図１２が電流制御可能な絶縁形DC-DCコンバータで、図１３は電圧制御可能な絶縁形DC-DCコンバータであり、電圧制御器の出力量に適切な飽和値を設定することで過電流保護も可能となる。

図１２に示す電流制御可能な絶縁形DC-DCコンバータをLED駆動電源などの電流源として用いる場合は、LCフィルタのキャパシタCdは省略することができる。

図１３に示す絶縁形DC-DCコンバータは、共振動作期間と休止期間の切り替えも同期して周期的に行うことで、すべての区間でソフトスイッチング制御動作できることから、一般のDC-DCコンバータとしての用途はもちろんのこと、スイッチングノイズの影響が特に大きくなる音響機器の直流電源としても応用が期待できる。

本発明による絶縁形DC-DCコンバータは、変圧器を介在して必要な出力電圧を得ることができるので、装置容量が大きくなってもソフトスイッチング制御とも合わせて高い効率で絶縁制御された直流出力電圧が得られることから幅広い分野での応用が期待できる。

図１４は、図７に示す絶縁形DC-DCコンバータの出力に直流負荷抵抗の代わりにインバータを介して交流負荷を接続した交流電源としての主回路構成及び基本制御システムである。

同図では、方形波インバータでLC共振回路動作のみをさせて、変圧器を介して絶縁した直流出力電圧を得て、再度交流変換するインバータにより交流出力を得ることができる。

交流出力電圧を基準正弦波と瞬時比較してインバータをPWM制御してLC交流フィルタを通すことにより、正弦波出力電圧を得ることができる。

図１５は、図１３に示す直流出力電圧が制御可能な絶縁形DC-DCコンバータの出力にインバータを介して交流負荷を接続した交流電源としての主回路構成及び基本制御システムである。

同図は、絶縁形DC-DCコンバータ部で過電流保護機能を有する直流出力電圧一定制御システムを構成制御された直流出力電圧を交流出力側のインバータ部で交流出力を得る制御システムである。

この制御システムでは、絶縁形DC-DCコンバータ部の制御システムにより、一定の直流電圧で交流出力用インバータを働かせられるだけでなく、DC-DCコンバータの直流電流制御機能により、交流出力短絡などにおける過電流抑制も可能となる。

また、この制御システムでは、絶縁形DC-DCコンバータ部の制御システムにより、直流電圧が制御できるのでインバータのPAM制御動作も可能となる。

図１６は、図１５に示す交流電源システムにおける制御システムの安定化を目的に、DC-DCコンバータのLCフィルタの出力キャパシタCdの電流に比例する必要な量を直流電圧検出量と組み合わせて直流電圧制御のフィードバック量とし、交流出力フィルタの出力キャパシタCacの電流に比例する必要な量を交流電圧検出量と合わせて交流電圧のフィードバック量として構成した制御システムである。

本発明の電流型ソフトスイッチング制御手法の基本動作を従来形のソフトスイッチング動作と比較すると共に、本発明によるDC-DCコンバータおよび絶縁形DC-DCコンバータの実施回路例をシミュレーション解析結果から確認し、最後に実験によりソフトスイッチング制御手法の基本動作を確認し、その有効性を確認する。

図１７は、図１に示した従来形の電流型ソフトスイッチング回路のシミュレーション回路である。

図１８は、従来形ソフトスイッチング回路のシミュレーション解析による動作波形であり、図２で述べたように、零電流スイッチング動作は確認できるが、直流負荷の重軽にかかわらず、大きな共振振動電流irが流れている事がわかる。

図１９は、図３に示した本発明のソフトスイッチング制御のシミュレーション回路である。

図２０は、そのシミュレーション解析結果であり、同図(a)に示すように、重負荷においても共振キャパシタの電圧Vrが零とはならないため、スイッチがオンしたときの共振電流の大きさは抑えられ、同図(b)に示すように軽負荷で負荷電流が小さくなると、共振キャパシタの端子電圧変動は少なくなり、直流電源電圧との差電圧も小さくなるため、共振振動電流irは負荷電流と共に大変小さくなっていることがわかる。

図２１は、図３に示した本発明による電流型ソフトスイッチング回路に対して電流制御システムを構成し、負荷にLEDを想定した回路構成を想定したときのDC-DCコンバータのシミュレーション回路である。

同図は、出力電流を検出し、基準電流値と一致した電流となるように電流制御器の出力で、ソフトスイッチング動作の休止期間の割合が制御される出力制御制御システムとなっている。

図２２は、シミュレーション解析の主回路定数等とシミュレーション解析結果である。

同図(a)より、出力電流idは、周期的にソフトスイッチング動作期間では増加し、休止期間は低下するが、その平均値は基準電流値idrの周辺に制御できていることがわかる。

同図(b)は、共振回路動作周辺期間を拡大したもので、スイッチングの度に振動動作が完結し、スイッチのオンオフ時点では零電流ソフトスイッチング制御動作が実現できている様子がわかる。

図２３は、上述した図２１に示す電流制御システムの外側に、出力電圧の制御ループを付加したもので、検出した直流出力電圧vdと直流基準電圧vdrと比較した電圧制御器の出力を電流基準として働かせる直流電圧制御システムとしての実施回路例である。

図２４は、このDC-DCコンバータの出力電圧制御システムにおいて、図示する動作条件におけるシミュレーション解析結果を示している。

同図(a)のシミュレーション結果から、共振回路動作の休止期間制御により、直流出力電圧voが直流基準電圧vdr(=20V)に制御できている様子がわかる。

同図(b)は、スイッチング制御区間を拡大表示した動作波形であり、スイッチング素子にかかる電圧Vswが零のときに共振回路電流がスイッチング素子電流iswとして流れており、零電流ソフトスイッチング制御動作が実現できている様子がわかる。

図２５は、図８に示した絶縁形DC-DCコンバータの主回路構成において、変圧器を理想的なものとし、インバータ回路にフルブリッジ構成のインバータを用い、負荷にLEDを想定した回路構成における電流制御システムを示している。

図２６は、この電流制御システムを図中に示すシミュレーション条件での解析結果である。

同図(a)では、共振回路動作の休止期間制御により、一定の基準電流idr(=10A)と一致した直流出力電流idが流れており、電流制御DC-DCコンバータ動作が確認できる。

同図(b)は、スイッチング制御区間を拡大表示した動作波形であり、ソフトスイッチング制御動作が、スイッチング素子S1の電圧電流波形 (Vsw,isw) から分かる。

図２７は、電流制御システムの外側に直流電圧制御ループを付加したときの絶縁型DC-DCコンバータの直流電圧制御システムを示している。

図２８は、この電圧制御システムを図中に示すシミュレーション条件での解析結果を示している。

同図(a)より、ソフトスイッチング制御動作とその休止期間制御により、直流出力電圧vdが直流基準電圧vdrと一致した値に制御できている様子がわかる。

同図(b)は、スイッチング制御区間を拡大表示した動作波形であり、スイッチング素子S1の電圧電流波形(Vsw,isw)から、ソフトスイッチング制御動作が実現できている様子がわかる。

変圧器を用いて絶縁形DC-DCコンバータを構成する場合、実際の変圧器では変圧器への印加電圧の正負電圧波形の積分値に差があると、励磁回路電流に直流成分が生じ、そのレベルが大きくなると変圧器の磁気回路の飽和による大きな電流が流れる恐れがある。

このため、変圧器が接続される方形波インバータの出力電流波形に直流成分電流が流れないように出力電圧波形を制御することが必要となる。

図２９は、シミュレーション解析に用いた変圧器の偏磁抑制機能付DC-DCコンバータの主回路構成と制御システムである。

図２７に示した絶縁型DC-DCコンバータの直流電圧制御システムに対して、実際の変圧器モデルとして励磁回路部を付加し、インバータへのスイッチングを１周期単位で制御することにより、正負電圧波形に偏りが生じないようにするとともに、変圧器への交流電流の積分量をもとに正負電圧のパルス幅を補正する機能を付加したパルス信号発生部を付加した制御システムである。

図２８は、交流電源電圧１００Vを整流平滑した直流電源に対し、絶縁形DC-DCコンバータの変圧比は１：１、直流出力電圧の基準値Vdrは１００Vとし１０Ωの直流負荷抵抗を接続したときのシミュレーション解析結果である。

同図(a)は、制御システムに偏磁抑制機能を付加していないときの結果であり、励磁回路電流imの波形から実際の変圧器では大きな偏磁を伴うことが分かる。

同図(b)は、制御システムに偏磁抑制機能を付加したときの動作波形であり、励磁回路電流imの波形から大きな直流成分を伴なっておらず、偏磁が抑制できることが分かる。

図３１は、絶縁形DC-DCコンバータの直流出力にインバータを接続して交流電圧出力を得る交流電源の主回路構成と制御システムである。

交流出力電圧は、フルブリッジインバータの出力に交流LCフィルタ回路を通した交流電圧波形を検出して交流基準電圧波形に一致した交流電圧波形が得られるように、インバータをPWM制御する制御システムを示している。

図３２は、直流電源として三相交流電源を整流平滑した出力を直流電源とし、変圧比は１：１．２、直流出力電圧の基準値Vdrは３００V,交流出力電圧の基準値は振幅値２８２Vで周波数６０Hzの正弦波形として負荷力率０．８の誘導性負荷を接続したときのシミュレーション解析結果である。

同図(a)は、絶縁形DODCコンバータのソフトスイッチング制御動作区間を拡大表示したもので、交流側電流として共振電流irの波形と直流側の共振電圧vrの波形と共に、スイッチング素子S1の電圧電流波形(Vsw,isw)からソフトスイッチング制御で直流出力電圧vdが制御できていることが分かる。

同図(b)は、PWM制御により基準値と一致した出力電圧voと負荷電流波形ioの波形を示しており、絶縁形DC-DCコンバータが交流電源装置としての十分適用できることを示している。

図３３は、本発明の電流型ソフトスイッチング制御の基本動作を確認するために試作したDC-DCコンバータの基本動作波形の実測結果である。

同図より、スイッチング素子の端子電圧Vs1がオンしている期間に共振回路電流の直流側電流ird、交流側電流iraの波形から、スイッチング素子のオン、オフのスイッチング時点では電流が零か近い状態が実現できており、シミュレーション解析結果と同様のソフトスイッチング制御動作ができていることが確認できる。

１００ … 直流電圧源
２００ … DC-DCコンバータ回路
２１０ … 方形波インバータ
２２０ … 高周波変圧器
２３０ … 整流回路
２４０ … LC共振回路
２５０ … キャパシタ逆充電防止ダイオード付きLCフィルタ回路
３００ … 負荷
４００ … 直流電圧電流制御回路
４１０ … スイッチングパルス発生回路
４２０ … 電流制御器
４３０ … 電圧制御器
５００ … 交流電圧制御回路
５１０ … PWM制御信号発生回路
５３０ … 交流電圧制御器

本発明は、広範な直流出力電圧設定が可能なDC-DCコンバータの小型・軽量・高効率化とスイッチングノイズの低減化に貢献する技術である。

なお、本発明の名称としたDC-DCコンバータは直流電源から直流出力電圧あるいは電流を制御できる変換装置を意味し、電圧変換のみを行う変換装置を直流―直流電圧変換装置と呼び、絶縁形DC-DCコンバータは、さらに直流電源と出力間で絶縁した直流出力電圧あるいは電流が制御できる変換装置を意味し、電圧変換のみを行う変換装置を絶縁形直流―直流電圧変換装置と呼び、これらは、DC-DCコンバータの一部の変換装置として扱う。

近年、パワーエレクトロニクス装置の急激な発達と、リチウムイオン電池などの蓄電池の発達普及とも相まって、小型・軽量・高効率の小中容量の様々な出力電圧レベルの直流電源装置から、容量の大きなものでは周波数変換電源やモータドライブ用のインバータの直流電源など幅広い応用分野でDC-DCコンバータの需要が高まってきた。

コンバータは、大幅な電圧変換制御が求められる場合、スイッチングデューティだけで電圧制御を行うと効率が著しく低下するとともに、DC-DCコンバータで直流電源と直流出力間で絶縁がとられていない場合は、適用できる範囲も限定されるなどの課題がある。

このため、絶縁形DC-DCコンバータでは、直流電源を一度交流に変換して、変圧器で必要な電圧出力が得られる電圧に変換した後、整流回路、フィルタ回路を介して直流出力を得ている。

ここで、この変圧器の小型化軽量化のため、高い周波数の交流電圧が要求されるが、インバータで高周波電圧をハードスイッチングで発生させると、ハードスイッチング損失やスイッチングノイズなどの課題を生じる。

そこで、ハードスイッチング制御に代わりソフトスイッチング制御を用いた様々なDC-DCコンバータが提案されているが、LC共振作用による振動電流損失の増加、素子耐圧の増加などの課題を克服することが必要で、回路構成および制御システムが複雑化する傾向にあり、適用範囲も限定され飛躍的な実用化には至っていない。

ここで、ソフトスイッチング技術の基本原理と種類や得失を先行技術文献から整理するとともに、LC共振回路を使って制御するソフトスイッチング制御手法をDC-DCコンバータに適用したいくつかの先行技術文献例を発明の名称と共に示す。

矢野、内田著、「パワーエレクトロニクス」、丸善株式会社、pp.105-pp.112、2000. 平地著、「ソフトスイッチング技術の最新動向」、電気学会Vol.125, No.12, pp.754-757,2005

特開２００３−２５９６４３：「電流共振型ソフトスイッチング電源回路」 特開２０１６−１８１９９５：「DC-DCコンバータ」 特開２００９−５１６９２２：「LED駆動装置」

ソフトスイッチング制御には、代表的なものに電圧共振型のもの電流共振型のものがあり、前者は電圧共振により、電圧が零のときにオン、オフするゼロ電圧スイッチング (ZVS: Zero Voltage Switching )を実現し、後者は電流共振により、電流が零のときにオン、オフするゼロ電流スイッチ(ZCS: Zero Current Switching)を実現して、いずれもスイッチング損失やスイッチングノイズを低減することを目的とするスイッチング制御手法であり、通常のハードスイッチング制御と区別されている。（非特許文献１）

ソフトスイッチング制御は、電圧共振型では大きな振動電圧が素子の耐圧に、電流共振型では大きな共振電流が素子の電流容量の増大と通電損失の増加につながるため、これらのスイッチング制御の実用化はあまり進んでいない。（非特許文献２）

このため、スイッチングの瞬間だけ共振させる部分共振手法の研究も進み、一部で実用化されているが、一般に回路構成が複雑化するなどの課題と適用分野が限られることから、現在も様々なソフトスイッチング制御DによるDC-DCコンバータ回路や、上述した高周波変圧器を用いた絶縁用DC-DCコンバータの実用化研究、応用研究が行われている。（特許文献１〜特許文献３）

本発明は、新しいソフトスイッチング制御法を中核としたDC-DCコンバータや、高周波変圧器を組み合わせた絶縁形DC-DCコンバータに関するものであり、スイッチング損失の低減、スイッチングノイズの低減に加えて、後者は特に大幅な電圧変換制御を高効率で実現することを目指したものである。

一般の電流共振形ソフトスイッチング回路の制御法は、図１の回路構成において、直流電源に対してスイッチSをLCで構成されるLC共振回路の共振周波数に同期させてオンオフ制御することにより、図２に示すようにスイッチ素子Sをオンさせると電流がダイオードD1を通して流れた後、ダイオードD2を通して流れる共振回路が形成されるため、スイッチ素子Sがオン時点とオフ時点では零電流となって零電流スイッチング(ZCS)が実現できている。

そして、負荷電流ioは、Ld,Cdで構成されるLCフィルタ回路のインダクタLdによりほぼ一定の電流源として供給されるとともに、直流出力電圧Voは、共振キャパシタCrの平均電圧として出力される。

ここで、共振キャパシタCrの電圧は、共振回路電流により一度充電された後、零電圧となるため、負荷の重軽にかかわらず、スイッチングの度に大きな振動電流を伴うため、ソフトスイッチングが実現できていても、特に軽負荷時においても大きな振動電流による回路損失を生じるため、効率低下につながり、これが実用化に向けての大きなネックとなっている。

これに対して、本発明の中核となる電流型ソフトスイッチング回路は、図３に示すように、共振回路電流の返りの電流をダイオードD1でブロックするとともに、スイッチSがオフになったときのフリーフォイーリングダイオードD2で共振インダクタLrの電流経路を確保するとともに、LCフィルタ回路電流により、共振キャパシタCrが逆充電されないようにダイオードDfを接続した主回路構成である。

図４の動作波形に示すように、このソフトスイッチング回路でスイッチSがオンした時点で直流電源EBからダイオードD1を通してLC共振回路に振動電流が零から流れ始め、その電流が零となるかほぼ零になるまで給電期間を確保した後、スイッチSをオフさせる無給電期間を入れることにより、零電流スイッチング(ZCS)が実現できる、このとき、無給電期間と給電期間の合計期間がスイッチング周期となり、前記LC共振回路の共振周波数とほぼ一致するので、スイッチング周期は前記LC共振回路の共振周波数に同期あるいはほぼ同期した状態で運転する事となる。

この回路においても、負荷電流ioは、Ld,Cdで構成されるLCフィルタ回路のインダクタLdを介して、ほぼ一定の電流源として供給されるとともに、直流出力電圧Voは、共振キャパシタCrの平均電圧として出力される。

この回路では電源からの振動電流は共振キャパシタCrを充電するだけで、その端子電圧Vrは、LCフィルタ回路のインダクタLdを通して流れる負荷電流ioの大きさに応じて振動するものの、図１の場合と違って端子電圧Vrの変動幅は小さく抑えられるため、電源電圧EBと共振キャパシタの端子電圧Vrの差電圧は小さく共振回路電流の振幅を抑えることができる。
そして、負荷が軽いときは共振キャパシタの端子電圧Vrの振動幅は小さくなり、電源電圧EBに近い値に保持しているため、振動電流も小さくなり、無負荷時には振動電流は零となる。

図４に示す動作波形から、同図(a)に示す重負荷時には負荷電流は大きくなるため、共振キャパシタ端子電圧Vrは振動するものの、電圧変動幅は低く抑えられ、同図(b)に示す軽負化になると電圧振動は小さくなり、これに伴い直流電源からの共振回路電流も小さくできることが確認できる。

従来の電流型ソフトスイッチング制御手法が常時大きな振動電流を伴っていたのに対して、本発明のソフトスイッチング制御では、共振キャパシタの電圧Vrの低下が抑えられるので、共振回路電流も抑える事ができ、振動回路電流による損失も著しく抑えることができる。

このことにより、本発明のソフトスイッチング制御では、課題となっていた共振回路電流を大幅に抑えることができることから、スイッチング損失の低減だけでなく、共振回路電流による周辺機器へのノイズの発生も抑えられることが期待できる。

このソフトスイッチング制御を絶縁形DC-DCコンバータに適用したときの基本構成の概要図を図５に、基本スイッチング動作の概要波形を図６に示す。

図５に示すように、直流電源EBに接続したインバータで零電圧期間を含む方形波電圧を発生させた出力を高周波変圧器に接続して、適当な電圧に変圧した後、整流回路を介してLC共振回路を通して負荷に接続する回路構成としている。この場合、変圧器の二次出力を整流回路を介してLC共振回路に導くため、方形波電圧が出力される給電期間に対して、零電圧期間は整流回路のために無給電期間となり、周期毎に無給電期間と給電期間が繰り返される電圧波形がLC共振回路に加わり、周期毎に共振電流が繰り返されることとなる。

図６は、高周波変圧器の出力電圧eaと電流iaの波形と、インバータのスイッチング素子にかかる電圧eswと流れる電流iswのスイッチング動作の波形を示している。

本発明の電流型ソフトスイッチング制御回路においては、共振用キャパシタは、上述した動作を行うために直流側に配置して構成することが不可欠であり、これが、本発明のソフトスイッチング回路の大きな特徴となっている。

本発明のソフトスイッチング制御は、非絶縁形DC-DCコンバータとして適用ができるだけでなく、インバータと変圧器、整流回路を組み合わせることにより絶縁形DC-DCコンバータとしても適用でき、DC-DCコンバータの効率改善、スイッチングノイズの低減はもとより、絶縁形DC-DCコンバータの構成とすることにより、小型軽量で大幅な電圧制御を高い効率で実現することが期待できる。

本発明のDC-DCコンバータは、可変直流電圧源だけでなくLED駆動等の可変直流電流源やDC-DCコンバータの直流出力にインバータを介した絶縁形交流電源等への幅広い応用が期待できる。

従来形の電流共振型ソフトスイッチング回路 図１の基本動作波形 本発明の電流共振型ソフトスイッチング回路 図２の基本動作波形 絶縁形ソフトスイッチング制御DC-DCコンバータの基本回路 図６の基本動作波形 共振インダクタンスを直流側に配置した絶縁形DC-DCコンバータ回路 共振インダクタンスを変圧器の交流二次側に配置した絶縁形DC-DCコンバータ回路 共振インダクタンスを変圧器の交流一次側に配置した絶縁形DC-DCコンバータ回路 DC-DCコンバータの電流制御システム DC-DCコンバータの電圧制御システム 絶縁型DC-DCコンバータの電流制御システム 絶縁型DC-DCコンバータの電圧制御システム 絶縁型DC-DCコンバータで構成した交流電圧制御システム 電圧制御機能を付加した絶縁型DC-DCコンバータで構成した交流電圧制御システム 図１５に対しキャパシタ電流による安定化補償を付加した交流電圧制御システム 従来形の電流共振型ソフトスイッチング回路のシミュレーション回路 図１７のシミュレーション結果 (a) Rd=5 Ω、 (b) Rd=100 Ω 本発明の電流共振型ソフトスイッチング回路のシミュレーション回路 図１９のシミュレーション結果 (a) Rd=5 Ω、 (b) Rd=100 Ω DC-DCコンバータの電流制御システムのシミュレーション回路 図２１のシミュレーション結果 (a)休止期間制御動作 (b)ソフトスイッチング動作 DC-DCコンバータの電圧制御システムのシミュレーション回路 図２３のシミュレーション結果 (a)休止期間制御動作 (b)ソフトスイッチング動作 絶縁形DC-DCコンバータの電流制御システムのシミュレーション回路 図２５のシミュレーション結果 (a)休止期間制御動作 (b)ソフトスイッチング動作 DC-DCコンバータの電圧制御システムのシミュレーション回路 図２７のシミュレーション結果 (a)休止期間制御動作 (b)ソフトスイッチング動作 変圧器の偏磁抑制機能付DC-DCコンバータの制御システムのシミュレーション回路 図２９のシミュレーション結果 (a) 偏磁抑制無し (b) 偏磁抑制有り 絶縁形DC-DCコンバータで構成した交流電圧制御システムのシミュレーション回路 図３１のシミュレーション結果 (a)ソフトスイッチング動作 (b)PWM制御動作 実験結果

本発明の電流型ソフトスイッチング制御手法によるDC-DCコンバータの実用回路構成例と具体的な電圧電流の制御手法など、発明を実施に移すための主回路構成と制御システムを以下に述べる。

図５で述べた絶縁形DC-DCコンバータの基本回路構成を実現化するためには、抵抗負荷で出力電圧脈動が問題とならない場合を除いては、図１の基本回路に示したように、共振用キャパシタの出力端に必要に応じてキャパシタを逆充電させないダイオードや負荷電流のリップルによる共振回路動作への影響や出力電圧の平滑化を目的としたLCフィルタ回路を経て負荷に接続することが必要となりその実用的な主回路構成を図７に示す。

同図で、１００が直流電源、２００が絶縁形ソフトスイッチングDC-DCコンバータ、３００が負荷であり、２１０がインバータでその具体的な回路構成はフルブリッジ、ハーフブリッジあるいはセンタータップ変圧器と組み合わせたインバータであり、２２０は絶縁形高周波変圧器、２４０はLC共振回路、２５０は、上述したダイオードを含むLC フィルタ回路を表している。

ここで、共振回路インダクタLrは、整流回路の出力に配置するだけでなく、変圧器の漏れインダクタを含めて交流側に配置することもできる。

図８は共振回路インダクタLrを変圧器の二次側、図９は変圧器の一次側に配置した絶縁形DC-DCコンバータの主回路構成である。

図８，図９のように共振用インダクタLrを交流回路に接続することで、変圧器の磁気飽和の影響を受けにくくなるとともに、共振用キャパシタの出力端に接続しているダイオードを整流回路のダイオードで共用させることができる。

なお、共振回路インダクタLrは、交流回路に接続するインダクタの値と変圧器の漏れインダクタンスの値の合成値で動作させることが可能であり、変圧器の設計の仕方によっては、変圧器の漏れインダクタンス値だけで構成することもでき、主回路構成をさらに簡単化することができる。

上述のDC-DCコンバータは、共振形ソフトスイッチング制御で構成しており、スイッチのオンオフ期間は、LC共振回路に同期させる必要があるので、一般的なPWM制御やデューティー制御を適用することはできない。

ソフトスイッチング制御によるDC-DCコンバータの出力電圧電流制御は、共振パルス数のサイクル制御によっても可能であるが、DC-DCコンバータの共振スイッチング動作期間と休止期間の比率制御を周期的にかけることによっても出力電圧電流の制御は可能である。

なお、共振スイッチのスイッチング動作期間と休止期間の比率制御において、休止期間は共振回路動作の途中で行わないタイミングで行わないことが望ましい。

図１０は、請求項１の電流共振型ソフトスイッチング回路に対して、LCフィルタ回路のインダクタの電流をフィードバックし、一定の電流基準量と一致するように電流制御器の出力でスイッチング動作期間を制御して出力電流を制御している。

なお、負荷としてLEDなど電流源として用いる場合は、LCフィルタのキャパシタCdは省略できる。

次に出力電圧の制御が必要とされるDC-DCコンバータでは、図１０に示した電流制御ループの外側に電圧制御ループを設け、出力電圧をフィードバックした量が一定の電圧基準量と一致するように電圧制御器を設け、その出力を次段の電流基準値に用いることで構成することができる。

図１１が、電圧制御可能なDC-DCコンバータの主回路構成と制御システムであり、電圧制御器の出力量が次段の電流基準になるので、電圧制御器の出力量の飽和値を過電流保護基準値として設定でき、次段の電流制御器により過電流保護をかける事ができる。

次に、変圧器を用いた絶縁形DC-DCコンバータに対して出力電圧電流制御を可能とする主回路構成と制御システムを図１２，図１３に示す。

これらは、共振回路インダクタLrを変圧器の二次側に配置させた図８の主回路構成を例に示したもので、図７，図９あるいは共振用インダクタLrを任意に組み合わせ配置した主回路構成に対しても同様に適用できる。

出力電圧電流は、電流制御量からの出力で周期的に各スイッチング素子に対するゲートブロックによる休止期間を設けることにより制御することができる。

図１２が電流制御可能な絶縁形DC-DCコンバータで、図１３は電圧制御可能な絶縁形DC-DCコンバータであり、電圧制御器の出力量に適切な飽和値を設定することで過電流保護も可能となる。

図１２に示す電流制御可能な絶縁形DC-DCコンバータをLED駆動電源などの電流源として用いる場合は、LCフィルタのキャパシタCdは省略することができる。

図１３に示す絶縁形DC-DCコンバータは、共振動作期間と休止期間の切り替えも同期して周期的に行うことで、すべての区間でソフトスイッチング制御動作できることから、一般のDC-DCコンバータとしての用途はもちろんのこと、スイッチングノイズの影響が特に大きくなる音響機器の直流電源としても応用が期待できる。

本発明による絶縁形DC-DCコンバータは、変圧器を介在して必要な出力電圧を得ることができるので、装置容量が大きくなってもソフトスイッチング制御とも合わせて高い効率で絶縁制御された直流出力電圧が得られることから幅広い分野での応用が期待できる。

図１４は、図７に示す絶縁形DC-DCコンバータの出力に直流負荷抵抗の代わりにインバータを介して交流負荷を接続した交流電源としての主回路構成及び基本制御システムである。

同図では、方形波インバータでLC共振回路動作のみをさせて、変圧器を介して絶縁した直流出力電圧を得て、再度交流変換するインバータにより交流出力を得ることができる。

交流出力電圧を基準正弦波と瞬時比較してインバータをPWM制御してLC交流フィルタを通すことにより、正弦波出力電圧を得ることができる。

図１５は、図１３に示す直流出力電圧が制御可能な絶縁形DC-DCコンバータの出力にインバータを介して交流負荷を接続した交流電源としての主回路構成及び基本制御システムである。

同図は、絶縁形DC-DCコンバータ部で過電流保護機能を有する直流出力電圧一定制御システムを構成制御された直流出力電圧を交流出力側のインバータ部で交流出力を得る制御システムである。

この制御システムでは、絶縁形DC-DCコンバータ部の制御システムにより、一定の直流電圧で交流出力用インバータを働かせられるだけでなく、DC-DCコンバータの直流電流制御機能により、交流出力短絡などにおける過電流抑制も可能となる。

また、この制御システムでは、絶縁形DC-DCコンバータ部の制御システムにより、直流電圧が制御できるのでインバータのPAM制御動作も可能となる。

図１６は、図１５に示す交流電源システムにおける制御システムの安定化を目的に、DC-DCコンバータのLCフィルタの出力キャパシタCdの電流に比例する必要な量を直流電圧検出量と組み合わせて直流電圧制御のフィードバック量とし、交流出力フィルタの出力キャパシタCacの電流に比例する必要な量を交流電圧検出量と合わせて交流電圧のフィードバック量として構成した制御システムである。

本発明の電流型ソフトスイッチング制御手法の基本動作を従来形のソフトスイッチング動作と比較すると共に、本発明によるDC-DCコンバータおよび絶縁形DC-DCコンバータの実施回路例をシミュレーション解析結果から確認し、最後に実験によりソフトスイッチング制御手法の基本動作を確認し、その有効性を確認する。

図１７は、図１に示した従来形の電流型ソフトスイッチング回路のシミュレーション回路である。

図１８は、従来形ソフトスイッチング回路のシミュレーション解析による動作波形であり、図２で述べたように、零電流スイッチング動作は確認できるが、直流負荷の重軽にかかわらず、大きな共振振動電流irが流れている事がわかる。

図１９は、図３に示した本発明のソフトスイッチング制御のシミュレーション回路である。

図２０は、そのシミュレーション解析結果であり、同図(a)に示すように、重負荷においても共振キャパシタの電圧Vrが零とはならないため、スイッチがオンしたときの共振電流の大きさは抑えられ、同図(b)に示すように軽負荷で負荷電流が小さくなると、共振キャパシタの端子電圧変動は少なくなり、直流電源電圧との差電圧も小さくなるため、共振振動電流irは負荷電流と共に大変小さくなっていることがわかる。

図２１は、図３に示した本発明による電流型ソフトスイッチング回路に対して電流制御システムを構成し、負荷にLEDを想定した回路構成を想定したときのDC-DCコンバータのシミュレーション回路である。

同図は、出力電流を検出し、基準電流値と一致した電流となるように電流制御器の出力で、ソフトスイッチング動作の休止期間の割合が制御される出力制御制御システムとなっている。

図２２は、シミュレーション解析の主回路定数等とシミュレーション解析結果である。

同図(a)より、出力電流idは、周期的にソフトスイッチング動作期間では増加し、休止期間は低下するが、その平均値は基準電流値idrの周辺に制御できていることがわかる。

同図(b)は、共振回路動作周辺期間を拡大したもので、スイッチングの度に振動動作が完結し、スイッチのオンオフ時点では零電流ソフトスイッチング制御動作が実現できている様子がわかる。

図２３は、上述した図２１に示す電流制御システムの外側に、出力電圧の制御ループを付加したもので、検出した直流出力電圧vdと直流基準電圧vdrと比較した電圧制御器の出力を電流基準として働かせる直流電圧制御システムとしての実施回路例である。

図２４は、このDC-DCコンバータの出力電圧制御システムにおいて、図示する動作条件におけるシミュレーション解析結果を示している。

同図(a)のシミュレーション結果から、共振回路動作の休止期間制御により、直流出力電圧voが直流基準電圧vdr(=20V)に制御できている様子がわかる。

同図(b)は、スイッチング制御区間を拡大表示した動作波形であり、スイッチング素子にかかる電圧Vswが零のときに共振回路電流がスイッチング素子電流iswとして流れており、零電流ソフトスイッチング制御動作が実現できている様子がわかる。

図２５は、図８に示した絶縁形DC-DCコンバータの主回路構成において、変圧器を理想的なものとし、インバータ回路にフルブリッジ構成のインバータを用い、負荷にLEDを想定した回路構成における電流制御システムを示している。

図２６は、この電流制御システムを図中に示すシミュレーション条件での解析結果である。

同図(a)では、共振回路動作の休止期間制御により、一定の基準電流idr(=10A)と一致した直流出力電流idが流れており、電流制御DC-DCコンバータ動作が確認できる。

同図(b)は、スイッチング制御区間を拡大表示した動作波形であり、ソフトスイッチング制御動作が、スイッチング素子S1の電圧電流波形 (Vsw,isw) から分かる。

図２７は、電流制御システムの外側に直流電圧制御ループを付加したときの絶縁型DC-DCコンバータの直流電圧制御システムを示している。

図２８は、この電圧制御システムを図中に示すシミュレーション条件での解析結果を示している。

同図(a)より、ソフトスイッチング制御動作とその休止期間制御により、直流出力電圧vdが直流基準電圧vdrと一致した値に制御できている様子がわかる。

同図(b)は、スイッチング制御区間を拡大表示した動作波形であり、スイッチング素子S1の電圧電流波形(Vsw,isw)から、ソフトスイッチング制御動作が実現できている様子がわかる。

変圧器を用いて絶縁形DC-DCコンバータを構成する場合、実際の変圧器では変圧器への印加電圧の正負電圧波形の積分値に差があると、励磁回路電流に直流成分が生じ、そのレベルが大きくなると変圧器の磁気回路の飽和による大きな電流が流れる恐れがある。

このため、変圧器が接続される方形波インバータの出力電流波形に直流成分電流が流れないように出力電圧波形を制御することが必要となる。

図２９は、シミュレーション解析に用いた変圧器の偏磁抑制機能付DC-DCコンバータの主回路構成と制御システムである。

図２７に示した絶縁型DC-DCコンバータの直流電圧制御システムに対して、実際の変圧器モデルとして励磁回路部を付加し、インバータへのスイッチングを１周期単位で制御することにより、正負電圧波形に偏りが生じないようにするとともに、変圧器への交流電流の積分量をもとに正負電圧のパルス幅を補正する機能を付加したパルス信号発生部を付加した制御システムである。

図２８は、交流電源電圧１００Vを整流平滑した直流電源に対し、絶縁形DC-DCコンバータの変圧比は１：１、直流出力電圧の基準値Vdrは１００Vとし１０Ωの直流負荷抵抗を接続したときのシミュレーション解析結果である。

同図(a)は、制御システムに偏磁抑制機能を付加していないときの結果であり、励磁回路電流imの波形から実際の変圧器では大きな偏磁を伴うことが分かる。

同図(b)は、制御システムに偏磁抑制機能を付加したときの動作波形であり、励磁回路電流imの波形から大きな直流成分を伴なっておらず、偏磁が抑制できることが分かる。

図３１は、絶縁形DC-DCコンバータの直流出力にインバータを接続して交流電圧出力を得る交流電源の主回路構成と制御システムである。

交流出力電圧は、フルブリッジインバータの出力に交流LCフィルタ回路を通した交流電圧波形を検出して交流基準電圧波形に一致した交流電圧波形が得られるように、インバータをPWM制御する制御システムを示している。

図３２は、直流電源として三相交流電源を整流平滑した出力を直流電源とし、変圧比は１：１．２、直流出力電圧の基準値Vdrは３００V,交流出力電圧の基準値は振幅値２８２Vで周波数６０Hzの正弦波形として負荷力率０．８の誘導性負荷を接続したときのシミュレーション解析結果である。

同図(a)は、絶縁形DODCコンバータのソフトスイッチング制御動作区間を拡大表示したもので、交流側電流として共振電流irの波形と直流側の共振電圧vrの波形と共に、スイッチング素子S1の電圧電流波形(Vsw,isw)からソフトスイッチング制御で直流出力電圧vdが制御できていることが分かる。

同図(b)は、PWM制御により基準値と一致した出力電圧voと負荷電流波形ioの波形を示しており、絶縁形DC-DCコンバータが交流電源装置としての十分適用できることを示している。

図３３は、本発明の電流型ソフトスイッチング制御の基本動作を確認するために試作したDC-DCコンバータの基本動作波形の実測結果である。

同図より、スイッチング素子の端子電圧Vs1がオンしている期間に共振回路電流の直流側電流ird、交流側電流iraの波形から、スイッチング素子のオン、オフのスイッチング時点では電流が零か近い状態が実現できており、シミュレーション解析結果と同様のソフトスイッチング制御動作ができていることが確認できる。

１００ … 直流電圧源
２００ … DC-DCコンバータ回路
２１０ …-スイッチング回路または電圧形方形波インバータ
２２０ … 高周波変圧器
２３０ … 整流回路
２４０ … LC共振回路
２５０ … キャパシタ逆充電防止ダイオード付きLCフィルタ回路
３００ … 負荷
４００ … 直流電圧電流制御回路
４１０ … スイッチングパルス発生回路
４２０ … 電流制御器
４３０ … 電圧制御器
５００ … 交流電圧制御回路
５１０ … PWM制御信号発生回路
５３０ … 交流電圧制御器

Claims (14)

1. 直流電圧源に対して、スイッチング回路部とダイオード回路部を介して、LC共振回路を接続した後に、共振周波数に同期した周波数でスイッチングして必要な零電圧期間を含む電圧をLC共振回路に加え、共振キャパシタの出力端に必要に応じてキャパシタを逆充電させないダイオードや負荷電流のリップルによる共振回路動作への影響や出力電圧の平滑化を目的としたLCフィルタ回路を介した出力を負荷に導くことにより、LC共振電流が零あるいはほぼ零に近い値でスイッチング動作をさせることができ、スイッチング損失の低減とスイッチングノイズの低減ができるとともに、L-C共振電流を負荷電流の大きさに応じた大きさで働かせられ、共振電流による不必要な回路損失の増大を防ぐことを特徴とする電流共振型ソフトスイッチングDC-DCコンバータ。
2. 請求項１記載の電流共振型ソフトスイッチング回路においてスイッチング回路部に電圧形方形波インバータを接続し、その交流出力から変圧器を介して必要とする電圧に変圧した交流出力を整流回路からなるダイオード回路部を経て、LC共振回路を介して直流出力を得る回路構成において、インバータでLC共振周波数に同期させて必要な零電圧期間を含む１周期単位の方形波電圧を発生させて変圧器に加えることにより、請求項１記載のソフトスイッチング動作の特徴に加えて、インバータのスイッチング動作の高周波化により変圧器の小型化と大幅な電圧設定と絶縁出力が得られることを特徴とする電流共振型ソフトスイッチング制御絶縁形DC-DCコンバータ。
3. 請求項２記載の絶縁形DC-DCコンバータにおいて、LC共振回路を構成するインダクタは、整流回路の直流側に接続するか、絶縁形変圧器の漏れインダクタを含め変圧器の二次あるいは一次交流回路側に接続するか、あるいはこれらを組み合わせたインダクタの配置による合成共振回路インダクタンス値と整流回路の直流回路に配置した共振回路キャパシタ値との共振周波数に同期した周波数で方形波インバータをスイッチング制御することで電流共振型ソフトスイッチング動作を行うことを特徴とする絶縁形DC-DCコンバータ。
4. 請求項３記載の絶縁形DC-DCコンバータにおいて、LC共振回路を構成するインダクタを絶縁形変圧器の漏れインダクタを含め交流側のみにインダクタンスを配置するときは、共振用キャパシタを逆充電させないためのダイオードを整流回路のダイオードで代用することを特徴とする絶縁形DC-DCコンバータ。
5. 請求項１の電流共振型ソフトスイッチング回路において、高周波スイッチング回路部において、LC共振周波数に同期させてスイッチングを行う請求項１記載のソフトスイッチング動作期間に加えて、スイッチング動作を全休止するオフ期間を周期的に付加し、平滑用インダクタに流れる電流が基準電流と一致するように、スイッチングオフ期間を付加制御することにより、直流出力電流を制御することを特徴とするDC-DCコンバータ。
6. 請求項５記載のDC-DCコンバータの電流制御ループの外側に、直流出力電圧が基準電圧と一致するような電圧制御部を設け、その出力を電流基準とすることにより、直流出力電圧を制御することを特徴とするDC-DCコンバータ。
7. 請求項２から４記載の絶縁形DC-DCコンバータにおいて、スイッチング回路部の電圧形方形波インバータをLC共振周波数に同期させてスイッチングを行う請求項２記載の共振動作期間に加えて、スイッチング動作を全休止するオフ期間を周期的に付加し、平滑用インダクタに流れる平均電流が基準電流と一致するように、スイッチングオフ期間を付加制御することにより、直流出力電流を制御することを特徴とする絶縁形DC-DCコンバータ。
8. 請求項７記載の絶縁形DC-DCコンバータの電流制御ループの外側に、直流出力電圧が基準電圧と一致するような電圧制御部を設け、その出力を電流基準とすることにより、直流出力電圧を制御することを特徴とする絶縁形DC-DCコンバータ。
9. 請求項７あるいは請求項８記載の絶縁形DC-DCコンバータにおいて、方形波インバータに接続される変圧器に流れる直流成分電流の積分値量等で方形波インバータの出力波形の正負電圧のパルス幅を補正することにより変圧器の偏磁を抑制することを特徴とする絶縁形DC-DCコンバータ。
10. 直流電源から必要な直流電流源を得る上で、請求項５あるいは請求項７、請求項９記載のDC-DCコンバータを用いることを特徴とする直流電流源装置。
11. 直流電源から必要な直流電圧出力を得る上で、請求項６あるいは請求項８，請求項９記載のDC-DCコンバータを用いることを特徴とする直流電源装置。
12. 直流電圧源をインバータで交流変換し、交流フィルタ回路を介した交流出力波形が、基準となる交流電圧波形に一致するようにPWM制御して交流電圧出力を得る電源装置において、電源供給源となる必要な直流電圧源を得る上で、請求項２から４記載の絶縁形DC-DCコンバータあるいは直流電圧制御が可能な請求項６あるいは請求項８，請求項９記載のDC-DCコンバータを用いることを特徴とした交流電源装置。
13. 請求項６あるいは請求項８，請求項９記載のDC-DCコンバータを用いた、請求項１２記載の交流電源装置において、直流電圧制御部の制御器を次段の電流制御部の電流基準値として用いることにより、電流基準値の飽和値で交流出力の過電流保護を行うことを特徴とする交流電源装置。
14. 請求項１２および請求項１３記載の交流電源装置において、DC-DCコンバータを構成するLCフィルタ回路のキャパシタの電流量を直流電圧制御ループに、交流フィルタ回路のキャパシタの電流量を交流電圧制御ループに付加することにより制御システムの安定化を図ることを特徴とする交流電源装置。