JP4506585B2 - 放電灯点灯装置及び照明器具 - Google Patents

Description

本発明は、放電灯負荷を点灯させる放電灯点灯装置及びそれを用いた照明器具に関するものである。

交流電源を直流に変換し、更に直流をインバータ回路で高周波に変換して高周波電力を放電灯負荷に供給する放電灯点灯装置において、交流電源の電圧が所定電圧より低くなった場合にインバータ回路の動作を停止させることで、電源電圧の低下や停電による回路部品に加わるストレスを好適に防止するものが提供されている（例えば、特許文献１）。

図１５は特許文献１に記載されている放電灯点灯装置の要部である制御部の回路構成を示している。

この図では商用電源からなる交流電源ＡＣを全波整流する整流器ＤＢの両出力端子間にチョッパ用チョークコイルＬ１の１次巻線を介してスイッチング素子Ｑ１とチョッパ電流検出用抵抗Ｒ１との直列回路を接続するとともに、スイッチング素子Ｑ１と抵抗Ｒ１の直列回路にブーストアップ用のダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１を接続して昇圧型のチョッパ回路からなる直流変換回路１を構成しており、スイッチング素子Ｑ１を集積回路ＩＣ内のドライブ回路２４からの駆動信号でオンオフすることで、チョッパ用チョークコイルＬ１において磁気エネルギの蓄積と放出とを繰り返し、磁気エネルギの放出時にダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１を充電するようになっている。

また集積回路ＩＣの外付け回路として、整流器ＤＢの両出力端子間に接続した抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の直列回路により構成された脈流検出回路３を備え、この脈流検出回路３により整流器ＤＢの整流出力たる脈流電圧の検出を行い、この脈流電圧検出出力を集積回路ＩＣ内の後述する脈流電圧検出回路２５へ出力するようになっている。

ここで制御部としては、上述の脈流検出回路３と、平滑コンデンサＣ１に並列に接続している抵抗Ｒ１６、Ｒ１７の直列回路からなるチョッパ出力フィードバック回路４と、チョッパ出力フィードバック回路４の検出結果（直流変換回路１の出力の分圧電圧）及び基準電圧Ｖｒｅｆをそれぞれ非反転入力端子及び反転入力端子に入力する演算増幅器によりなる誤差アンプ２０と、該誤差アンプ２０の出力及び脈流検出回路３の検出結果を入力するマルチプライヤ２１と、該マルチプライヤ２１の出力、チョッパ電流検出用抵抗Ｒ１の検出結果であるその両端電圧及びチョッパ用チョークコイルＬ１の２次巻線ｎ２の電圧を利用して、直流変換回路１のスイッチング素子Ｑ１のオンオフ時間を設定してそれによりオンオフ制御するための信号を出力するオン・オフ制御部２２と、このオン・オフ制御部２２から出力される信号を一の入力端子に入力する２入力のアンド回路２３と、このアンド回路２３の出力に従ってスイッチング素子Ｑ１をオンオフする駆動信号を出力するドライブ回路２４とを備えるとともに、上記脈流電圧検出回路２５と、後述する時間判別部２６とを備え、２０〜２６の各回路要素を集積回路ＩＣとして集積化している。

脈流電圧検出回路２５は脈流検出回路３で検出される脈流電圧レベルの高低を検出するものであり、図１６（ａ）に示すように正常時に脈流検出回路３から出力される脈流電圧の最大電圧よりも低い所定電圧に対応した閾値Ｖｔｈ及び脈流検出回路３の検出結果を夫々非反転入力端子及び反転入力端子に入力するコンパレータにより構成されている。

時間判別部２６は、クロック発振回路２６ａと、脈流電圧検出回路２５の出力端子とＤ端子が接続されるとともにクロック発振回路２６ａの出力とＣＫ端子が接続されるＤ型フリップフロップ２６ｂと、このＤ型フリップフロップ２６ｂのＱ端子とＣＬＲ端子が接続されるとともにクロック発振回路２６ａの出力とＣＫ端子が接続されるカウンタ／レジスタ２６ｃと、このカウンタ／レジスタ２６ｃのＱ端子と入力端子が接続されるとともにアンド回路２３の他の入力端子及びインバータ回路（図示せず）のインバータ制御部（図示せず）に出力端子が接続されるノットゲート素子２６ｄとにより構成されている。カウンタ／レジスタ２６ｃは、カウント動作を開始してから２クロックパルス目で出力がハイレベルとなる。 尚図１５において誤差アンプ２０の出力端子には外付けのコンデンサＣ２が、また整流器ＤＢの両出力端子間にはフィルタリング用のコンデンサＣ３が夫々接続されている。

次に図１５の回路の動作について簡単に説明する。

交流電源ＡＣが入力している状態において、脈流電圧検出回路２５は、図１６（ｂ）に示すように、脈流検出回路３の脈流検出出力の電圧が閾値Ｖｔｈよりも低くなる期間でハイレベルの信号を出力し、それ以外ではローレベルの信号を出力する。

そして図１６（ｃ）に示すクロック発振回路２６ａのクロック信号が立ち上がる時点で、脈流電圧検出回路２５の出力がハイレベルであれば、Ｄ型フリップフロップ２６ｂの信号が図１６（ｄ）に示すようにハイレベルになる一方、脈流電圧検出回路２５の信号がローレベルであれば、Ｄ型フリップフロップ２６ｂの出力がローレベルになる。

Ｄ型フリップフロップ２６ｂのＱ出力がカウンタ／レジスタ２６ｃのＣＬＲ端子に入力すると、Ｄ型フリップフロップ２６ｂのＱ出力がローレベルであれば、クロック信号に非同期で、カウンタ／レジスタ２６ｃのＱ出力がローレベルになる。

そして図１６（ａ）で示すように、何らかの原因で交流電源ＡＣのレベルが低下して、脈流検出回路３の検出結果が閾値Ｖｔｈよりも低レベルとなる期間が、クロック発振回路２６ａの出力パルス間の期間よりも長くなると、Ｄ型フリップフロップ２６ｂのＱ出力がハイレベルになる期間が長くなり、そのＱ出力がハイレベルになってから２クロックパルス目で、カウンタ／レジスタ２６ｃのＱ出力がハイレベルとなる。つまり、カウンタ／レジスタ２６ｃがクロック信号に同期してカウントを始めるのである。他方、これ以外ではカウンタ／レジスタ２６ｃのＱ出力はローレベルである。図１６（ｅ）はこのカウンタ／レジスタ２６ｃのＱ出力を示す。

そして、カウンタ／レジスタ２６ｃのＱ出力のレベルは、ノットゲート素子２６ｄで反転してアンド回路２３及びインバータ制御部（図示せず）に入力することになる。

これにより何らかの原因で交流電源ＡＣのレベルが低下すると、アンド回路２３及びインバータ制御部（図示せず）に入力するレベルがローレベルになるから、直流変換回路１及びインバータ回路（図示せず）の動作を停止させることができることになる。

つまり脈流電圧を常にモニタしながら交流電源ＡＣの電圧が低下したことを検知して所定の判別時間にてインバータ回路（図示せず）の動作を停止させることが可能であった。またこの動作によりインバータ回路（図示せず）の残留発振時間を必要以上に長くならずに、所定の時間で確実に停止させることが可能であった。
特開２００３−２１７８８２号公報（段落番号００６８〜００７７、図４）

ところで、上述の制御部の構成では、脈流の検出後の信号処理においてクロック発振回路２６ａやＤ型フリップフロップ２６ｂやカウンタ／レジスタ２６ｃといった回路が必要であり、そのため回路構成が複雑となり、またこれらの回路を集積化する場合には、多くの回路素子が必要で、集積回路のチップ面積の増大及びそれによるパッケージの小型化が困難になるといった問題があった。

本発明は、上記の問題点に鑑みて為されたもので、その目的とするところは、交流電源電圧の低下を検出し、所定時間後にインバータ回路を停止させる制御部を備えたものにおいて、制御部の回路構成を簡素化でき、集積回路化に有利な放電灯点灯装置及びそれを用いた照明器具を提供することにある。

上記目的を達成するために、請求項１の放電灯点灯装置の発明では、交流電源を整流する整流器と、該整流器の出力を所定の直流に変換する直流変換回路と、該直流変換回路で変換された直流を高周波に変換して高周波電力を放電灯負荷に供給するインバータ回路と、該インバータ回路のスイッチング素子に駆動信号を出力するインバータ制御部とを備えた放電灯点灯装置において、前記整流器の出力から脈流電圧を検出する脈流検出回路と、該脈流検出回路で検出される脈流電圧が所定電圧以上か未満かを検出する脈流電圧検出回路と、該脈流電圧検出回路の出力信号が所定電圧以上を示す信号のときには出力端子より定電流を吐き出し、前記出力信号が所定電圧未満を示す信号のときには定電流を前記出力端子より吸い込む定電流回路と、該定電流回路の出力端子に接続されて該定電流回路の定電流の吐き出し、吸い込みに応じて充放電される検出用コンデンサと、該検出用コンデンサの電位が所定電位以上であればインバータ回路を動作させる信号を、所定電位未満であればインバータ回路を停止させる信号を前記インバータ制御部に対して出力する電圧検出回路とを具備した制御部を備えていることを特徴とする。

請求項１の放電灯点灯装置の発明によれば、交流電源の電圧低下を検出し、所定時間後にインバータ回路を停止させる制御部の回路構成を簡素化することができ、そのため集積回路化に有利となる。

請求項２の放電灯点灯装置の発明では、請求項１の発明において、前記インバータ回路の負荷接続状態を判別する無負荷検出回路を備えるとともに、該無負荷検出回路の回路要素として前記検出用コンデンサが兼用されていることを特徴とする。

請求項２の放電灯点灯装置の発明によれば、外部回路の一つである無負荷検出回路の簡素化も図れる。

請求項３の放電灯点灯装置の発明では、請求項１又は２の発明において、前記直流変換回路が昇圧型チョッパ回路から構成され、前記脈流検出回路の脈流電圧の検出出力を、チョッパ制御内容を設定するための要素の一つとして用いる入力電源電圧信号として兼用していることを特徴とする。

請求項３の放電灯点灯装置の発明によれば、外部回路の一つであるチョッパ制御部の簡素化も図れる。

請求項４の放電灯点灯装置の発明では、請求項１乃至３のいずれか１項の発明において、前記定電流回路の吐き出し時の電流値を、吸い込み時の電流値よりも大きくしていることを特徴とする。

請求項４の放電灯点灯装置の発明によれば、請求項１乃至３のいずれか１項の発明の作用に加えて電源投入時の急激に電流が流れる際等に生じる波形歪み等に対して動作安定性を確保することができ、精度良い電源電圧検出が行える。

請求項５の放電灯点灯装置の発明では、請求項１又は２の発明において、前記放電灯負荷の寿命末期状態を判別する寿命末期検出回路を備えるとともに、該寿命末期検出回路の回路要素として前記検出用コンデンサが兼用されていることを特徴とする。

請求項５の放電灯点灯装置の発明によれば、放電灯負荷が寿命末期であるかどうかを判別することができ、加えて外部回路の一つである寿命末期検出回路の簡素化も図れる。

請求項６の放電灯点灯装置の発明では、請求項５の発明において、前記寿命末期検出回路は、前記放電灯負荷に印加される直流電圧を検出する寿命検出部と、該寿命検出部により検出した直流電圧に基づいて前記放電灯負荷の寿命を判別する寿命判別部とを備えていることを特徴とする。

請求項６の放電灯点灯装置の発明によれば、放電灯負荷に生じる直流電圧に基づいて放電灯負荷が寿命末期であるかどうかを判別することができ、加えて外部回路の一つである寿命末期検出回路の簡素化も図れる。

請求項７の放電灯点灯装置の発明では、請求項５又は６の発明において、前記寿命末期検出回路は、前記放電灯負荷に印加される高周波電圧を検出する寿命検出部と、該寿命検出部により検出した高周波電圧に基づいて前記放電灯負荷の寿命を判別する寿命判別部とを備えていることを特徴とする。

請求項７の放電灯点灯装置の発明によれば、放電灯負荷に生じる高周波電圧に基づいて放電灯負荷が寿命末期であるかどうかを判別することができ、加えて外部回路の一つである寿命末期検出回路の簡素化も図れる。

請求項８の放電灯点灯装置の発明では、請求項１乃至７のいずれか１項の発明において、前記脈流検出回路は、ヒステリシスを有していることを特徴とする。

請求項８の放電灯点灯装置の発明によれば、脈流電圧検出回路の出力にチャタリング現象等の異常が生じることを防止することができ、脈流電圧検出回路の精度を向上できる。

請求項９の照明器具の発明では、請求項１乃至８のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置を具備していることを特徴とする。

請求項９の照明器具の発明によれば、請求項１乃至８の何れか１項の放電灯点灯装置の利点を生かした照明器具を提供することができる。

本発明は、交流電源の電圧低下を検出し、所定時間後にインバータ回路を停止させる制御部の回路構成を簡素化することができ、そのため集積回路化に有利となる放電灯点灯装置及び照明器具を提供できるという効果がある。

以下本発明を実施形態により説明する。

（実施形態１）
本実施形態は図１に示すように商用電源からなる交流電源ＡＣを全波整流する整流器ＤＢと、整流器ＤＢから出力される脈流電圧を所定の直流に変換する直流変換回路１と、この直流変換回路１からの直流を高周波に変換して得られる高周波電力を放電灯負荷ＬＡに供給するインバータ回路５及びインバータ制御部６とを備えるとともに、交流電源ＡＣの電圧が低下したときにインバータ回路５の動作を停止させる制御部７とを備えている。

制御部７は、脈流検出回路３と、脈流電圧検出回路８と、定電流回路９と、検出用コンデンサＣ５と、電圧検出回路１０とで構成されている。

ここで脈流検出回路３は整流器ＤＢの両出力端子間に抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の直列回路を接続するとともに抵抗Ｒ１２にフィルタリング用のコンデンサＣ４を並列接続して構成され、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点から整流出力に対応する脈流電圧ＶＣ４を出力する。

脈流電圧検出回路８は脈流検出回路３で検出されて出力される脈流電圧ＶＣ４を反転入力端子に入力し、非反転入力端子に入力している閾値電圧（以下閾値という）Ｖｔｈａと比較するコンパレータから構成され、脈流電圧ＶＣ４が閾値Ｖｔｈａ未満のときにハイレベルの信号を出力し、閾値Ｖｔｈａ以上のときにローレベルの信号を出力する。ここで閾値Ｖｔｈａはインバータ回路５を停止させる必要がある交流電源ＡＣの電圧に対応した脈流電圧ＶＣ４に対応して設定してある。

定電流回路９は、脈流電圧検出回路８が出力する信号がローレベルのときにはハイレベルとなるノットゲート素子９ａの出力端子より定電流ｉ１の吐き出しを行い、脈流電圧検出回路８が出力する信号がハイレベルのときにはローレベルとなるノットゲート素子９ａの出力端子から定電流ｉ２の吸い込みを行うもので、ノットゲート素子９ａの出力端子とグランドとの間に接続している検出用コンデンサＣ５を定電流ｉ１，ｉ２で充放電するようになっている。

電圧検出回路１０は、検出用コンデンサＣ５の電位（電圧）ＶＣ５を非反転入力端子に入力し、反転入力端子に入力している閾値電圧（以下閾値という）Ｖｔｈｂと比較するコンパレータから構成され、閾値Ｖｔｈｂとしてインバータ回路５の動作を停止させる必要がある交流電源ＡＣの電圧に対応した検出用コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５に対応付けて設定し、検出用コンデンサＣ５の電位ＶＣ５が閾値Ｖｔｈｂ以上のときにハイレベルの信号を、閾値Ｖｔｈｂ未満のときにはローレベルの信号をインバータ制御部６へ出力するようになっている。

ここでインバータ制御部６は、電圧検出回路１０のハイレベルの信号が入力している状態ではインバータ回路５を動作させ、電圧検出回路１０からローレベルの信号が出力されている状態ではインバータ回路５の動作を停止させる。つまりハイレベルの信号がインバータ回路５の動作を指示する信号を、ローレベルの信号がインバータ回路５の動作の停止を指示する停止信号を構成する。

次に本実施形態の動作を図２に基づいて詳説する。

今、交流電源ＡＣが入力されている状態では、整流器ＤＢからの整流出力により図２（ａ）に示すように脈流検出回路３のコンデンサＣ４の両端には脈流電圧ＶＣ４が発生する。この脈流電圧ＶＣ４が閾値Ｖｔｈａ以上のときには脈流電圧検出回路８は出力信号をローレベルとし、閾値Ｖｔｈａ未満のときに出力信号をハイレベルとする。ここで脈流電圧ＶＣ４の一周期Ｔにおいて脈流検出回路８のローレベルの出力信号が入力している期間ｔ１では定電流回路９のノットゲート素子９ａの出力がハイレベルとなって定電流ｉ１をその出力端子より吐き出して検出用コンデンサＣ５を充電し、脈流検出回路８の出力信号がハイレベルの期間ｔ２ではノットゲート素子９ａの出力がローレベルとなってその出力端子より検出用コンデンサＣ５の放電電流を定電流ｉ２で吸い込む。このようにして検出用コンデンサＣ５が充放電されその電位（電圧）ＶＣ５は図２（ｂ）に示すように変化する。このときの電位ＶＣ５は定電流回路９の定電流ｉ１とｉ２の充放電の比率により決定される。

さて交流電源ＡＣの電圧が正常な状態では、検出用コンデンサＣ５の電位ＶＣ５は閾値Ｖｔｈｂ以上となり、そのため電圧検出回路１０からはハイレベルの信号が図２（ｃ）に示すように出力される。これによりインバータ回路５はインバータ制御部６の制御の下で動作して直流変換回路１からの直流を高周波に変換し、放電灯負荷ＬＡに高周波電力を供給する。この動作状態は交流電源ＡＣの電圧が正常な場合には維持されることになるが、交流電源ＡＣが遮断されたり或いはその電圧が異常に低下して、コンデンサＣ４の電圧ＶＣ４が所定電圧Ｖｔｈａ以上にならなくなる（図２（ａ）の後半を参照）と、脈流電圧検出回路８の出力信号がハイレベルのままとなる。そのため定電流回路９のノットゲート素子９ａでは検出用コンデンサＣ５の放電電流を定電流ｉ２で吸い込み続けることになって、所定時間経過後には検出用コンデンサＣ５の電位ＶＣ５が図２（ｂ）に示すように閾値Ｖｔｈｂを下回ることになる。これにより電圧検出回路１０から出力される信号は下回った時点ｔａからローレベルとなる。つまり停止信号が出力される。インバータ制御部６はこの停止信号の入力によりインバータ回路５の動作を停止させる。

以上のように本実施形態では、脈流検出回路３、検出用コンデンサＣ５、脈流電圧検出回路８を構成するコンパレータ、電圧検出回路１０を構成するコンパレータ、定電流回路９により制御部７を構成することができ、そのため従来構成よりも大幅に制御部７の回路構成の簡素化が図れ、主要部である脈流電圧検出回路８、電圧検出回路１０及び定電流回路９を集積化する場合、使用回路素子数が少ないため集積回路をコンパクト化することができ、またコストダウンも図れることになる。

（実施形態２）
上述の実施形態１における直流変換回路１として例えばチョッパ回路を用い、図３に示すようにこのチョッパ回路のチョッパ制御部２の制御信号にも、制御部７の電圧検出回路１０の信号を用いるとともに、チョッパ制御部２及びインバータ制御部６を上述した制御部７の主要部とともに集積化して一つの集積回路ＩＣとした点に特徴がある。

つまりインバータ発振回路６０及びインバータ発振回路６０の発振信号を受けてインバータ回路５のスイッチング素子を駆動するドライブ回路６１からなるインバータ制御部６と、オン・オフ制御部２２’及びチョッパ回路のスイッチング素子（図示せず）のドライブ回路２４からなるチョッパ制御部２とを、上述した制御部７の脈流電圧検出回路８、電圧検出回路１０、定電流回路９と共に集積回路ＩＣで一体化するとともに、電圧検出回路１０の信号をチョッパ制御部２の制御信号として兼用するようになっている。尚オン・オフ制御部２２’はドライブ回路２４からチョッパ回路のスイッチング素子に対して駆動信号を出力するのをオン／オフするためのものである。

尚交流電源ＡＣと整流器ＤＢとの間にはローパスフィルタＦを接続している。また制御部７の構成及び動作は実施形態１と同じであるので、同じ回路要素には同じ符号を付して説明は省略する。

而して交流電源ＡＣの電圧が正常な状態では、電圧検出回路１０から出力されるハイレベルの信号を受けてインバータ制御部６は上述と同様にインバータ回路５を動作させる制御を行い、またチョッパ制御部２もチョッパ回路からなる直流変換回路１を動作させる制御を行う。

そして交流電源ＡＣの電圧が低下した（或いは遮断された）状態では、実施形態１と同様に制御部７の電圧検出回路１０からローレベルの停止信号が出力され、これを受けてインバータ制御部６はインバータ回路５の動作を、チョッパ制御部２は直流変換回路１の動作を夫々停止させる。

以上の本実施形態の構成では、回路構成を簡素化した制御部７と、インバータ制御部６と、チョッパ制御部２とを集積化して一つの集積回路ＩＣとすることで、回路規模のコンパクトを可能とし、集積回路ＩＣの低コスト化や小型化を図れるという利点がある。

（実施形態３）
本実施形態は図４に示すように直流変換回路１として昇圧型チョッパ回路を用い、この昇圧型チョッパ回路のチョッパ制御部２においてチョッパ制御を行うために用いる入力電圧検出用の信号として制御部７の脈流検出回路３の脈流検出出力を兼用した点に特徴がある。

ここで昇圧型チョッパ回路を構成する直流変換回路１は、チョッパ用チョークコイルＬ１を介してスイッチング素子Ｑ１と、チョッパ電流検出用抵抗Ｒ１との直列回路を整流器ＤＢの両出力端子間に接続し、スイッチング素子Ｑ１と抵抗Ｒ１の直列回路にはブーストアップ用のダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１を並列接続し、更に平滑コンデンサＣ１に抵抗Ｒ１６，Ｒ１７の直列回路を接続し、抵抗Ｒ１７にコンデンサＣ７を並列接続して構成されるチョッパ出力フィードバック回路４と、チョッパ電流検出用抵抗Ｒ１に並列に接続した抵抗Ｒ１５とコンデンサＣ６との直列回路からなるチョッパ電流検出信号のフィルタ回路とを備えている。

一方インバータ制御部６や制御部７とともに集積回路ＩＣとして一体化されたチョッパ制御部２は、スイッチング素子Ｑ１をオンオフ駆動する駆動信号を出力するドライブ回路２４と、チョッパ用チョークコイルＬ１の回生電流が０なったとことを検知するためにチョッパ用チョークコイルＬ１に設けた２次巻線ｎ２の出力電圧を外付けの抵抗Ｒ１３を介して反転入力端子に取り込み、非反転入力端子に入力している基準電圧Ｖｒｅｆ０と比較するコンパレータからなる零電流検出回路２７と、チョッパ出力フィードバック回路４の検出出力（コンデンサＣ７の両端電圧）及び基準電圧Ｖｒｅｆ１をそれぞれ非反転入力端子及び反転入力端子に入力する演算増幅器によりなる誤差アンプ２０と、この誤差アンプ２０の出力で充電される外付けのコンデンサＣ２の電圧及び制御部７の脈流検出回路３のコンデンサＣ４の電圧ＶＣ４を入力するマルチプライヤ２１と、このマルチプライヤ２１の出力とチョッパ回路のスイッチング素子Ｑ１に直列に接続しているチョッパ電流検出用抵抗Ｒ１の両端電圧で充電されるコンデンサＣ６の両端電圧とを比較してコンデンサＣ６の電圧がマルチプライヤ２１の出力よりも高いときにハイレベルの信号を出力するコンパレータ２８と、零電流検出回路２７のハイレベル信号によりトリガされてハイレベル信号を出力するワンショットトリガ回路２９と、零電流検出回路２７の出力がワンショットトリガ回路２９を介してセット端子Ｓに入力されるとセットされてＱ出力をハイレベルとし、コンパレータ２８の信号若しくはノットゲート素子ＮＴで反転された制御部７の停止信号がリセット端子Ｒに入力するとＱ出力を反転するＲＳフリップフロップＦＦとから構成されている。

次に本実施形態におけるチョッパ回路からなる直流変換回路１及びチョッパ制御部２の動作を簡単に説明する。

まず入力される交流電源ＡＣの電圧が正常な状態で、制御部７からハイレベルの出力信号が出力されている状態では、零電流検出時に零電流検出回路２７のハイレベル信号によりトリガされてワンショットトリガ回路２９から出力されるハイレベル信号がセット端子Ｓに入力することでＲＳフリップフロップＦＦがセットされ、そのＱ出力がハイレベルとなると、ドライブ回路２４はスイッチング素子Ｑ１に駆動信号を出力する。これによりスイッチング素子Ｑ１がオンし、整流器ＤＢからチョッパ用チョークコイルＬ１、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ１の経路でチョッパ電流が流れる。チョッパ電流は抵抗Ｒ１により電圧としてモニタされており、この電圧が抵抗Ｒ１５とコンデンサＣ６とでフィルタリングされながら、集積回路ＩＣ内のコンパレータ２８に入力される。

この入力電圧がマルチプライヤ２１から与えられる閾値を超えると、コンパレータ２８の出力はローレベルからハイレベルに反転し、ＲＳフリップフロップＦＦのリセット端子Ｒにはリセット信号が入力し、そのためＱ出力がローレベルに反転し、これによりドライブ回路２４からの駆動信号の出力が停止してスイッチング素子Ｑ１がオフする。

スイッチング素子Ｑ１がオフすると、スイッチング素子Ｑ１がオンしているときにチョッパ用チョークコイルＬ１に蓄えられられた磁気エネルギがダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ１、整流器ＤＢ、チョッパ用チョークコイルＬ１の経路で流れ、平滑コンデンサＣ１に充電電流（回生電流）が流れる。

チョッパ用チョークコイルＬ１に回生電流が流れている期間には、チョッパ用チョークコイルＬ１の２次巻線ｎ２からは零電流検出回路２７の反転入力端子に対して正方向の電圧が発生することになる。そして回生電流が流れなくなると、零電流検出回路２７の反転入力端子の電圧が閾値Ｖｒｅｆ０より下回るため、零電流検出回路２７の出力がハイレベルとなって、それによりワンショットトリガ回路２９から出力されるハイレベル信号でＲＳフリップフロップＦＦがセットされ、そのＱ出力をハイレベルに反転して再びドライブ回路２４からスイッチング素子Ｑ１に駆動信号が出力され、スイッチング素子Ｑ１がオンする。このようにして上述の一連の動作をチョッパ制御部２が繰り返すことでチョッパ回路からなる直流変換回路１はチョッパ動作を継続するのである。

ここでスイッチング素子Ｑ１がオンしている時間幅はコンパレータ２８の閾値により決まり、この閾値となるマルチプライヤ２１の出力は、誤差アンプ２０の出力と脈流検出回路３の検出出力とで決定される。つまりこの制御によりスイッチング素子Ｑ１がオンしている時間幅は、交流電源ＡＣの電圧の振幅に比例するので、チョッパ用チョークコイルＬ１に流れるチョッパ電流の振幅も交流電源ＡＣの電圧に比例し、そのためチョッパ電流を整流器ＤＢの両出力端子間に接続しているコンデンサＣ３でフィルタリングすることで、正弦波状の入力電流波形が得られ、入力電流の歪みを改善しつつ、高い力率を得ることが可能になる。一方チョッパ回路たる直流変換回路１の出力電圧も一定に保たれるような制御となり、インバータ回路５に一定の安定した直流電源を供給することが可能となる。

そして制御部７の電圧検出回路１０からの停止信号は、ノットゲート素子ＮＴで反転されてＲＳフリップフロップＦＦにリセット信号として入力するため、停止信号が出力されている間ＲＳフリップフロップＦＦのＱ出力はローレベルになり、ドライブ回路２４からのオン駆動信号の出力が停止して、チョッパ回路からなる直流変換回路１の動作が停止する。

同時に、制御部７の電圧検出回路１０からの停止信号はインバータ回路５に対応するインバータ制御部６の発振回路６０に与えられて発振回路６０の動作が停止し、これによりドライブ回路６１を通じてスイッチング素子へ与えられる駆動信号の出力も停止し、インバータ回路５の動作も停止することになる。つまり、交流電源ＡＣの電圧が低下或いは遮断されたときにはインバータ回路５及びチョッパ回路からなる直流変換回路１の動作を同時に停止させ、これら回路５，１の回路素子にストレスが加わるのを回避するのである。

以上の本実施形態の構成では、実施形態２と同様に回路構成を簡素化した制御部７と、インバータ制御部６、チョッパ制御部２とを一つの集積回路ＩＣに集積化することで、回路規模のコンパクト化を可能とし、集積回路ＩＣの低コスト化や小型化を図れるという利点がある上に、チョッパ制御部２の制御のための一部の信号として制御部７の脈流検出回路３の検出出力を兼用することで、外部回路の簡素化も図れるという利点がある。

尚制御部７の構成及び動作は実施形態１と同じであるので、同じ回路要素には同じ符号を付し、説明は省略する。

（実施形態４）
本実施形態では図５に示すようにインバータ回路５として、二つのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の直列回路を昇圧型チョッパ回路からなる直流変換回路１の平滑コンデンサＣ１に並列に接続し、ローサイド側のスイッチング素子Ｑ３に直流カット用コンデンサＣ８、共振用インダクタＬ２を介して蛍光灯のような放電灯負荷ＬＡを接続し、この放電灯負荷ＬＡの二つのフィラメント電極の非電源側端子間に共振用コンデンサＣ９を並列接続したハーフブリッジ型のインバータ回路を用いたもので、ハイサイド、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のゲートに対して駆動信号が抵抗Ｒ１８，Ｒ１９を夫々介してインバータ制御部６のドライブ回路６１より与えられてスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が交互にオンオフし、共振用インダクタＬ２及び共振用コンデンサＣ９による共振によって生じる高周波電圧を放電灯負荷ＬＡの両端に印加するようになっている。

そして集積回路ＩＣの外付け部品として設けられる制御部７の検出用コンデンサＣ５の両端間に抵抗Ｒ２０を介して接続したトランジスタＱ４と、直流変換回路１の出力端子間に接続した抵抗Ｒ２１とＲ２２との直列回路と、抵抗Ｒ２２に並列に接続したコンデンサＣ１０とからなり、抵抗Ｒ２１、Ｒ２２の接続点をトランジスタＱ４のベースに接続するとともに、放電灯負荷ＬＡのフィラメント電極を介してグランド側に接続される共振用コンデンサＣ９の一端子に接続した無負荷検出回路１１を設けた点に特徴がある。

つまり本実施形態では、放電灯負荷ＬＡのグランド側のフィラメント電極がソケットから外れると、つまり無負荷状態になると、トランジスタＱ４のベースには直流変換回路１の出力電圧を抵抗Ｒ２１，Ｒ２２で分圧した電圧が印加されてトランジスタＱ４がオンし、このオンにより制御部７の検出用コンデンサＣ５に抵抗Ｒ２０がトランジスタＱ４を介して並列接続され、検出用コンデンサＣ５の電荷を放電させる。これにより検出用コンデンサＣ５の電位ＶＣ５が閾値Ｖｔｈｂを下回って電圧検出回路１０の出力がローレベルとなり、つまり停止信号となり、インバータ制御部６及びチョッパ制御部２はインバータ回路５の動作及び直流変換回路１の動作を停止させる。

これにより、無負荷時においてもインバータ回路５及びチョッパ回路からなる直流変換回路１の回路素子のストレスを回避できる。

以上のように本実施形態では、実施形態３と同様な利点の他に、制御部７の検出用コンデンサＣ５を無負荷検出回路１１の一部として兼用するため、外部回路の一層の簡素化を図ることができる。

尚集積回路ＩＣ内の回路構成及びその動作は実施形態３と同じであるので、同じ回路要素には同じ符号を付し、説明は省略する。

（実施形態５）
ところで、脈流電圧ＶＣ４は一般的な商用電源を全波整流して得られるものであるから、周波数が商用電源の２倍であっても、その変化は商用電源と同様に緩やかである。そのため脈流電圧ＶＣ４が脈流検出回路３の閾値Ｖｔｈａ近傍を通過する時間は長くなり、これにより脈流電圧ＶＣ４にノイズ等による振動が生じた際には、脈流電圧検出回路３の出力信号にチャタリング現象が生じるおそれがあった。このようなチャタリング現象が生じると、検出用コンデンサＣ５の充放電が急激に繰り返されて検出用コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５が不安定になったり、検出用コンデンサＣ５の急激な充放電に伴なって集積回路ＩＣ内部のワイヤ配線や検出用コンデンサＣ５と電気的に接続される配線パターンのインダクタンス成分の振動によるノイズ成分が検出用コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５に重畳されたりして、これらが制御部７の誤動作の原因になるという問題があった。

本実施形態は、かかる問題を解決するためのものであり、図６に示すように脈流電圧検出回路８０の構成に特徴があり、その他の構成は上記実施形態３と同様であるので、同じ回路構成には同じ符号を付し、説明は省略する。

本実施形態の脈流電圧検出回路８０は、脈流検出回路３で検出されて出力される脈流電圧ＶＣ４を反転入力端子に入力し、非反転入力端子に入力される電圧と比較してハイレベル又はローレベルの信号を出力端子から出力するコンパレータ８０ａと、コンパレータ８０ａに閾値電圧（以下、閾値という）を出力する閾値生成部８０ｂとを備えている。ここで、閾値生成部８０ｂは、内部基準電源Ｖｓｔと、内部基準電源Ｖｓｔとグラウンドの間に接続される抵抗Ｒ４０，Ｒ４１からなる直列回路と、抵抗Ｒ４１に並列接続される抵抗Ｒ４２及びＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下、ＰＭＯＳトランジスタ）Ｑ５とを備えており、抵抗Ｒ４０，Ｒ４１の接続点はコンパレータ８０ａの非反転入力端子に接続され、ＰＭＯＳトランジスタＱ５のベースはコンパレータ８０ａの出力端子に接続されている。

次に、閾値生成部８０ｂの動作について説明する。まず、コンパレータ８０ａの出力信号がハイレベルである場合、ＰＭＯＳトランジスタＱ５はオフとなり、コンパレータ８０ａの非反転入力端子には、内部基準電源Ｖｓｔを抵抗Ｒ４０と抵抗Ｒ４１で分圧した電圧が閾値Ｖｔｈａｈとして入力される。一方、コンパレータ８０ａの出力信号がローレベルである場合、ＰＭＯＳトランジスタＱ５はオンとなり、コンパレータ８０ａの非反転入力端子には、内部基準電源Ｖｓｔを抵抗Ｒ４０と、互いに並列接続された抵抗Ｒ４１，Ｒ４２の合成抵抗とで分圧した電圧が閾値Ｖｔｈａｌ（＜Ｖｔｈａｈ）として入力される。つまり閾値生成部８０ｂは、コンパレータ８０ａの出力信号がハイレベルであれば閾値Ｖｔｈａｈを出力し、コンパレータ８０ａの出力信号がローレベルであれば閾値Ｖｔｈａｌを出力するように構成されている。

したがって、上記のコンパレータ８０ａと閾値生成部８０ｂとで構成された脈流電圧検出回路８０は、２つの閾値Ｖｔｈａｈ，Ｖｔｈａｌを有する、所謂ヒステリシス付きコンパレータとなっている。

次に本実施形態の動作を図７に基づいて詳説する。

今、交流電源ＡＣが入力されている状態では、整流器ＤＢからの整流出力により図７（ａ）に示すように脈流検出回路３のコンデンサＣ４の両端には脈流電圧ＶＣ４が発生する。この脈流電圧ＶＣ４が脈流電圧検出回路８０に入力されていない状態では、脈流電圧検出回路８０の出力信号はハイレベルであるので、閾値生成部８０ｂによる閾値はＶｔｈａｈとなっている。そして、脈流電圧ＶＣ４が反転入力端子に入力されて、やがて脈流電圧ＶＣ４が閾値Ｖｔｈａｈ以上となったときには脈流電圧検出回路８０は出力信号をローレベルとし、同時に閾値生成部８０ｂは閾値Ｖｔｈａｈより小さい閾値Ｖｔｈａｌを出力する。このとき脈流電圧ＶＣ４が閾値Ｖｔｈａｈ近傍で振動したとしても、コンパレータ８０ａの閾値はＶｔｈａｈからＶｔｈａｌへ減少しているので、脈流電圧ＶＣ４の振動によってコンパレータ８０ａの出力信号にチャタリング現象が生じることがない。そして、脈流電圧ＶＣ４が閾値Ｖｔｈａｌ未満となったときには脈流電圧検出回路８０は出力信号をハイレベルとし、同時に閾値生成部８０ｂは閾値Ｖｔｈａｌより大きい閾値Ｖｔｈａｈを出力する。このとき脈流電圧ＶＣ４が閾値Ｖｔｈａｌ近傍で振動したとしても、コンパレータ８０ａの閾値はＶｔｈａｌからＶｔｈａｈへ増加しているので、脈流電圧ＶＣ４の振動によってコンパレータ８０ａの出力信号にチャタリング現象が生じることがない。

一方、脈流電圧ＶＣ４の一周期Ｔにおいて脈流検出回路８０のローレベルの出力信号が入力している期間ｔ１では定電流回路９のノットゲート素子９ａの出力がハイレベルとなって定電流ｉ１をその出力端子より吐き出して検出用コンデンサＣ５を充電し、脈流検出回路８の出力信号がハイレベルの期間ｔ２ではノットゲート素子９ａの出力がローレベルとなってその出力端子より検出用コンデンサＣ５の放電電流を定電流ｉ２で吸い込む。このようにして検出用コンデンサＣ５が充放電されその電位（電圧）ＶＣ５は図７（ｂ）に示すように変化する。このときの電位ＶＣ５は定電流回路９の定電流ｉ１とｉ２の充放電の比率により決定される。

以上のように本実施形態では、実施形態３と同様の利点を有する他、脈流電圧検出回路８０がヒステリシスを有しているので、脈流電圧検出回路８０の出力信号にチャタリング現象等の異常が生じることを防止することができ、これによりチャタリング現象に起因する誤動作を防止して、脈流電圧検出回路８０の精度を向上できるという利点がある。尚、本実施形態の脈流電圧検出回路８０は、勿論上記の実施形態１，２，４や下記の実施形態６〜１１に用いることができる。

（実施形態６）
上記実施形態４では、外部回路として無負荷検出回路１１を設けたことに特徴があるが、本実施形態では、図８に示すように、無負荷検出回路１１の代わりに、放電灯負荷ＬＡの寿命末期状態を判別する寿命末期検出回路１２を設けたことに特徴がある。尚、その他の構成は上記実施形態４と同様であるので、同じ回路要素には同じ符号を付し、説明は省略する。

寿命末期検出回路１２は、放電灯負荷ＬＡに印加される直流電圧を検出する寿命検出部１２ａと寿命検出部１２ａにより検出した直流電圧に基づいて放電灯負荷ＬＡの寿命を判別する寿命判別部１２ｂとを備えている。

ここで、寿命検出部１２ａは、直流カット用コンデンサＣ８と共振用インダクタＬ２との接続点と、グラウンドとの間に接続される抵抗Ｒ５０，Ｒ５１の直列回路と、抵抗Ｒ５１に並列接続される検出用コンデンサＣ５とで構成され、集積回路ＩＣに外付けされている。

寿命判別部１２ｂは、検出用コンデンサＣ５の電位ＶＣ５を反転入力端子に入力し、非反転入力端子に入力している閾値電圧（以下閾値という）Ｖｔｈｃと比較するコンパレータから構成された寿命判別回路１３と、寿命判別回路１３の出力信号がローレベルであるときにラッチ状態が解除されるまで停止信号となるローレベルの信号を出力するラッチ回路１４と、ラッチ回路１４の出力信号と電圧検出回路１０の出力信号の論理積を出力するアンドゲート素子１５とで構成され、集積回路ＩＣに一体化されている。ここで、寿命判別回路１３の閾値Ｖｔｈｃは、放電灯負荷ＬＡの寿命末期の判別（検出）基準となるものであり、インバータ回路５を停止させる必要がある検出用コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５に対応するとともに、閾値Ｖｔｈｂよりも大きい値に設定している。ラッチ回路１４は、寿命判別回路１３の出力信号がハイレベルであるときにハイレベルの信号を出力し、寿命判別回路１３の出力信号がローレベルであるときにラッチ状態が解除されるまでローレベルの信号を出力し続けるように構成されている。また、ラッチ回路１４は、電圧検出回路１０のローレベルの信号を解除信号として用いるようになっており、例えば放電灯点灯装置の電源を一端遮断することでラッチ状態を解除できるようになっている。アンドゲート素子１５の出力端子は、インバータ制御部６のインバータ発振回路６０に接続されるとともに、ノットゲート素子ＮＴを介してＲＳフリップフロップ回路ＦＦのリセット端子Ｒに接続されている。

以下に、本実施形態の寿命末期検出回路１２の動作について図９を参照して説明する。まず、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のデューティ比が約５０％で放電灯負荷ＬＡを点灯させる場合に、放電灯負荷ＬＡがまだ寿命末期でなければ、放電灯負荷ＬＡには直流電圧がほとんど発生しない。そのため、寿命検出部１２ａの検出用コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５は閾値Ｖｔｈｃ以上とならず、寿命判別部１２ｂの寿命判別回路１３はハイレベルの信号を出力し、このハイレベルの信号は、ラッチ回路１４を介してアンドゲート素子１５に入力される。そして、アンドゲート素子１５は、ラッチ回路１４からの信号と、電圧検出回路１０からの信号との論理積を出力するのであるが、寿命末期でないときのラッチ回路１４からの信号は常にハイレベルであるので、アンドゲート素子１５の出力は電圧検出回路１０に依存することになる。つまり、図９にａで示すように検出用コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５が閾値Ｖｔｈｂ以上閾値Ｖｔｈｃ未満であれば、電圧検出回路１０の出力信号はハイレベルであるから、アンドゲート素子１５はハイレベルの信号を出力して直流変換回路１及びインバータ回路５を動作させる。また、図９にｂで示すように検出用コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５が閾値Ｖｔｈｂ未満であれば、電圧検出回路１０の出力信号はローレベルであるから、アンドゲート素子１５はローレベルの信号を出力して直流変換回路１及びインバータ回路５を停止させる。

一方、放電灯負荷ＬＡが寿命末期になると、放電灯負荷ＬＡに流れる電流が正負非対称となり、片側でほぼ短絡状態、もう一方ではほぼ無負荷状態となるような半波放電が生じる。そのため、放電灯負荷ＬＡは直流電圧が印加された状態となり、寿命検出部１２ａはこの直流電圧を抵抗Ｒ５０，Ｒ５１で取り出して検出用コンデンサＣ５を充電する。そして、検出用コンデンサＣ５が充電され続けて図９にｃで示すように検出用コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５が閾値Ｖｔｈｃを以上となると、寿命判別回路１３はローレベルの信号をラッチ回路１４に出力し、これ以降ラッチ回路１４は、解除信号が入力されるまでローレベルの信号をアンドゲート素子１５へ出力する。ここで、閾値Ｖｔｈｃ＞閾値Ｖｔｈｂであるから、電圧検出回路１０の出力信号はハイレベルとなっており、アンドゲート素子１５は、寿命判別回路１３の出力と電圧検出回路１０の出力の論理積、つまりはローレベルの信号を出力する。そして、アンドゲート素子１５から出力されたローレベルの信号は、インバータ制御部６の発振回路６０に入力されるとともに、ノットゲート素子ＮＴによりハイレベルの信号に変換されてＲＳフリップフロップＦＦのリセット端子Ｒに入力され、これによりインバータ回路５と、チョッパ回路からなる直流変換回路１との動作が停止される。

以上述べたように、本実施形態によれば、放電灯負荷ＬＡが寿命末期になったことを検出することができ、寿命末期となったことを検出した際には、インバータ回路５及びチョッパ回路からなる直流変換回路１の動作を停止させるので、これら回路５，１の回路素子にストレスがかかることを回避できる。

また、本実施形態の構成では、実施形態２と同様に回路構成を簡素化した制御部７と、インバータ制御部６と、チョッパ制御部２と、寿命判別部１２ｂとを一つの集積回路ＩＣに集積化することで、回路規模のコンパクト化を可能とし、集積回路ＩＣの低コスト化や小型化を図れるという利点がある上に、チョッパ制御部２の制御のための一部の信号として制御部７の脈流検出回路３の検出出力を兼用することで、外部回路の簡素化も図れるという利点がある。加えて、制御部７の検出用コンデンサＣ５を寿命末期検出回路１２の寿命検出部１２ａの回路要素として兼用するため、外部回路の一層の簡素化を図ることができる。これにより集積回路の端子数の簡略化を図ることができるようになって、集積回路のパッケージを小型化することができる。

（実施形態７）
上記実施形態６では、放電灯負荷ＬＡに生じる直流電圧に基づいて放電灯負荷ＬＡの寿命末期を検出する寿命末期検出回路１２を備えているが、本実施形態では、図１０に示すように、放電灯負荷ＬＡのランプ電圧（高周波電圧）に基づいて放電灯負荷ＬＡの寿命末期を検出する寿命末期検出回路１６を備えていることに特徴がある。尚、その他の構成は上記実施形態４と同様であるので、同じ回路要素には同じ符号を付し、説明は省略する。

寿命末期検出回路１６は、放電灯負荷ＬＡに印加されるランプ電圧を検出する寿命検出部１６ａと、寿命検出部１６ａで検出したランプ電圧に基づいて放電灯負荷ＬＡの寿命を判別する寿命判別部１６ｂとを備えている。

ここで、寿命検出部１６ａは、共振用インダクタＬ２と放電灯負荷ＬＡとの接続点に一端が接続される抵抗Ｒ５２と、抵抗Ｒ５２の他端にカソードが接続されアノードがグラウンドに接続されるダイオードＤ２と、抵抗Ｒ５２の他端にアノードが接続されるダイオードＤ３と、ダイオードＤ３のカソードに一端が接続され他端がグラウンドに接続される抵抗Ｒ５３と、抵抗Ｒ５３に並列接続される検出用コンデンサＣ５とで構成され、集積回路ＩＣに外付けされている。

尚、寿命判別部１６ｂは、上記実施形態６の寿命判別部１２ｂと同様の寿命判別回路１３と、ラッチ回路１４と、アンドゲート素子１５とで構成され、集積回路ＩＣに一体化されている。

以下に、本実施形態の寿命末期検出回路１６の動作について説明する。まず、放電灯負荷ＬＡを点灯させる場合に、放電灯負荷ＬＡがまだ寿命末期でなければ、放電灯負荷ＬＡのランプ電圧は定格値であり、このときは、寿命検出部１６ａの検出用コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５が閾値Ｖｔｈｃ以上とならないようになっている。そのため寿命判別回路１３はハイレベルの信号を出力し、このハイレベルの信号は、ラッチ回路１４を介してアンドゲート素子１５に入力される。そして、アンドゲート素子１５は、ラッチ回路１４からの信号と、電圧検出回路１０からの信号との論理積を出力するのであるが、寿命末期でないときのラッチ回路１４からの信号は常にハイレベルであるので、アンドゲート素子１５の出力は電圧検出回路１０に依存することになる。つまり、電圧検出回路１０の出力がハイレベルの信号であれば、ハイレベルの信号を出力して直流変換回路１及びインバータ回路５を動作させ、電圧検出回路１０の出力がローレベルの信号であれば、ローレベルの信号を出力して直流変換回路１及びインバータ回路５を停止させる。

一方、放電灯負荷ＬＡが寿命末期になると、放電灯負荷ＬＡを点灯させるのに必要なランプ電圧が上昇して、定格値よりも高い電圧となる。寿命検出部１６ａはこの上昇したランプ電圧を取り出して検出用コンデンサＣ５を充電する。そして、検出用コンデンサＣ５が充電され続けて検出用コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５が閾値Ｖｔｈｃを以上となると、寿命判別回路１３はローレベルの信号をラッチ回路１４に出力し、これ以降ラッチ回路１４は、解除信号が入力されるまでローレベルの信号をアンドゲート素子１５へ出力する。ここで、閾値Ｖｔｈｃ＞閾値Ｖｔｈｂであるから、電圧検出回路１０の出力はハイレベルの信号となっており、アンドゲート素子１５は、寿命判別回路１３の出力と電圧検出回路１０の出力の論理積、つまりはローレベルの信号を出力する。そして、アンドゲート素子１５から出力されたローレベルの信号は、インバータ制御部６の発振回路６０に入力されるとともに、ノットゲート素子ＮＴによりハイレベルの信号に変換されてＲＳフリップフロップＦＦのリセット端子Ｒに入力され、これによりインバータ回路５と、チョッパ回路からなる直流変換回路１との動作が停止される。

以上述べたように、本実施形態によれば、放電灯負荷ＬＡが寿命末期になったことを検出することができ、寿命末期となったことを検出した際には、インバータ回路５及びチョッパ回路からなる直流変換回路１の動作を停止させるので、これら回路５，１の回路素子にストレスがかかることを回避できる。

また、本実施形態の構成では、実施形態２と同様に回路構成を簡素化した制御部７と、インバータ制御部６、チョッパ制御部２と、寿命判別部１６ｂとを一つの集積回路ＩＣに集積化することで、回路規模のコンパクト化を可能とし、集積回路ＩＣの低コスト化や小型化を図れるという利点がある上に、チョッパ制御部２の制御のための一部の信号として制御部７の脈流検出回路３の検出出力を兼用することで、外部回路の簡素化も図れるという利点がある。加えて、制御部７の検出用コンデンサＣ５を寿命末期検出回路１６の寿命検出部１６ａの回路要素として兼用するため、外部回路の一層の簡素化を図ることができる。これにより集積回路の端子数の簡略化を図ることができるようになって、集積回路のパッケージを小型化することができる。

（実施形態８）
本実施形態は、実施形態４の構成に加えて、図１１に示すように、実施形態６で述べた寿命末期検出回路１２を設けたことに特徴がある。尚、その他の構成は上記実施形態４，６と同様であるので、同じ回路要素には同じ符号を付し、説明は省略する。

したがって、本実施形態の放電灯点灯装置によれば、放電灯負荷ＬＡが外れて無負荷状態となった際には、実施形態４と同様にこの無負荷状態を検出して、インバータ回路５及び直流変換回路１の動作を停止させることができる。加えて放電灯負荷ＬＡが寿命末期となって半波放電が生じた際には、実施形態６と同様に半波放電時の直流電圧を検出して、インバータ回路５及び直流変換回路１の動作を停止させることができる。

つまり、本実施形態の放電灯点灯装置によれば、無負荷時、寿命末期においてもインバータ回路５及びチョッパ回路からなる直流変換回路１の回路素子にストレスがかかることを回避できる。

また、本実施形態の構成では、実施形態４と同様な利点の他に、制御部７の検出用コンデンサＣ５を寿命末期検出回路１２の寿命検出部１２ａの回路要素として兼用するとともに、無負荷検出回路１１の回路要素として兼用するようにしているので、外部回路の一層の簡素化を図ることができる。これにより集積回路の端子数の簡略化を図ることができるようになって、集積回路のパッケージを小型化することができる。

（実施形態９）
本実施形態は、実施形態４の構成に加えて、図１２に示すように、実施形態７で述べた寿命末期検出回路１６を設けたことに特徴がある。尚、その他の構成は上記実施形態４，７と同様であるので、同じ回路要素には同じ符号を付し、説明は省略する。

したがって、本実施形態の放電灯点灯装置によれば、放電灯負荷ＬＡが外れて無負荷状態となった際には、実施形態４と同様にこの無負荷状態を検出して、インバータ回路５及び直流変換回路１の動作を停止させることができる。加えて放電灯負荷ＬＡが寿命末期となってランプ電圧が上昇した際には、実施形態７と同様にこのランプ電圧の上昇を検出して、インバータ回路５及び直流変換回路１の動作を停止させることができる。

つまり、本実施形態の放電灯点灯装置によれば、無負荷時、寿命末期においてもインバータ回路５及びチョッパ回路からなる直流変換回路１の回路素子にストレスがかかることを回避できる。

また、本実施形態の構成では、実施形態７と同様な利点の他に、制御部７の検出用コンデンサＣ５を寿命末期検出回路１６の寿命検出部１６ａの回路要素として兼用するとともに、無負荷検出回路１１の回路要素として兼用するようにしているので、外部回路の一層の簡素化を図ることができる。これにより集積回路の端子数の簡略化を図ることができるようになって、集積回路のパッケージを小型化することができる。

（実施形態１０）
本実施形態は、実施形態４の構成に加えて、図１３に示すように、放電灯負荷ＬＡに生じる直流電圧又は、放電灯負荷ＬＡのランプ電圧（高周波電圧）に基づいて放電灯負荷ＬＡの寿命末期状態を検出する寿命末期検出回路１７を設けたことに特徴がある。尚、その他の構成は上記実施形態４と同様であるので、同じ回路要素には同じ符号を付し、説明は省略する。

寿命末期検出回路１７は、放電灯負荷ＬＡに印加される直流電圧を検出する第１寿命検出部１７ａと、放電灯負荷ＬＡに印加されるランプ電圧を検出する第２寿命検出部１７ｂと、第１寿命検出部１７ａにより検出した直流電圧又は第２寿命検出部１７ｂにより検出したランプ電圧に基づいて放電灯負荷ＬＡの寿命を判別する寿命判別部１７ｂとを備えている。

ここで、第１寿命検出部１７ａは、直流カット用コンデンサＣ８と共振用インダクタＬ２との接続点と、グラウンドとの間に接続される抵抗Ｒ５４，Ｒ５５の直列回路と、抵抗Ｒ５５に並列接続されるコンデンサＣ１１と、抵抗Ｒ５５とコンデンサＣ１１との接続点にアノードが接続されるダイオードＤ４と、ダイオードＤ４のカソードが接続される検出用コンデンサＣ５とで構成されている。また、第２寿命検出部１７ｂは、共振用インダクタＬ２と放電灯負荷ＬＡとの接続点に一端が接続される抵抗Ｒ５６と、抵抗Ｒ５６の他端にカソードが接続されアノードがグラウンドに接続されるダイオードＤ５と、抵抗Ｒ５６の他端にアノードが接続されるダイオードＤ６と、ダイオードＤ６のカソードに一端が接続され他端がグラウンドに接続される抵抗Ｒ５７と、抵抗Ｒ５７に並列接続されるコンデンサＣ１２と、抵抗Ｒ５７とコンデンサＣ１２との接続点にアノードが接続されるダイオードＤ７と、ダイオードＤ７のカソードが接続される検出用コンデンサＣ５とで構成されている。そして、これら各寿命検出部１７ａ，１７ｂは、ともに集積回路ＩＣに外付けされている。

尚、寿命判別部１７ｃは、上記実施形態６の寿命判別部１２ｂと同様の寿命判別回路１３と、ラッチ回路１４と、アンドゲート素子１５とで構成され、集積回路ＩＣに一体化されている。

以下に、本実施形態の寿命末期検出回路１７の動作について説明する。まず、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のデューティ比が約５０％で放電灯負荷ＬＡを点灯させる場合に、放電灯負荷ＬＡがまだ寿命末期でなければ、放電灯負荷ＬＡには直流電圧がほとんど発生せず、また放電灯負荷ＬＡのランプ電圧も定格値となっている。そのため、第１寿命検出部１７ａのコンデンサＣ１１の電圧と、第２寿命検出部１７ｂのコンデンサＣ１２の電圧とはともに閾値Ｖｔｈｃ以上にならないので、検出用コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５も閾値Ｖｔｈｃ以上にならない。したがって、寿命判別回路１３はハイレベルの信号を出力し、このハイレベルの信号は、ラッチ回路１４を介してアンドゲート素子１５に入力される。そして、アンドゲート素子１５は、ラッチ回路１４からの信号と、電圧検出回路１０からの信号との論理積を出力するのであるが、寿命末期でないときのラッチ回路１４からの信号は常にハイレベルであるので、アンドゲート素子１５の出力は電圧検出回路１０に依存することになる。つまり、電圧検出回路１０の出力がハイレベルの信号であれば、ハイレベルの信号を出力して直流変換回路１及びインバータ回路５を動作させ、電圧検出回路１０の出力がローレベルの信号であれば、ローレベルの信号を出力して直流変換回路１及びインバータ回路５を停止させる。

一方、放電灯負荷ＬＡが寿命末期になって、放電灯負荷ＬＡに流れる電流が正負非対称となり、片側でほぼ短絡状態、もう一方ではほぼ無負荷状態となるような半波放電が生じた際には、放電灯負荷ＬＡは直流電圧が印加された状態となる。このとき、第１寿命検出部１７ａはこの直流電圧を抵抗Ｒ５４，Ｒ５５で取り出してコンデンサＣ１１及び検出用コンデンサＣ５を充電する。そして、コンデンサＣ１１が充電され続けてコンデンサＣ１１の電圧が閾値Ｖｔｈｃ以上となった際には、同様に検出用コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５も閾値Ｖｔｈｃ以上となる。また、放電灯負荷ＬＡが寿命末期になって、放電灯負荷ＬＡを点灯させるのに必要なランプ電圧が上昇し、定格値よりも高い電圧となった際には、第２寿命検出部１７ｂはこの上昇したランプ電圧を取り出してコンデンサＣ１２及び検出用コンデンサＣ５を充電する。そして、コンデンサＣ１２が充電され続けてコンデンサＣ１２の電圧が閾値Ｖｔｈｃ以上となった際には、同様に検出用コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５も閾値Ｖｔｈｃ以上となる。

以上述べたように放電灯負荷ＬＡが寿命末期となって、第１寿命検出部１７ａ又は第２寿命検出部１７ｂによって検出用コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５が閾値以上となると、寿命判別回路１３はローレベルの信号をラッチ回路１４へ出力し、これ以降ラッチ回路１４は、解除信号が入力されるまでローレベルの信号をアンドゲート素子１５へ出力する。ここで、閾値Ｖｔｈｃ＞閾値Ｖｔｈｂであるから、電圧検出回路１０の出力はハイレベルの信号となっており、アンドゲート素子１５は、寿命判別回路１３の出力と電圧検出回路１０の出力の論理積、つまりはローレベルの信号を出力する。そして、アンドゲート素子１５から出力されたローレベルの信号は、インバータ制御部６の発振回路６０に入力されるとともに、ノットゲート素子ＮＴによりハイレベルの信号に変換されてＲＳフリップフロップＦＦのリセット端子Ｒに入力され、これによりインバータ回路５と、チョッパ回路からなる直流変換回路１との動作が停止される。

したがって、本実施形態の放電灯点灯装置によれば、放電灯負荷ＬＡが外れて無負荷状態となった際には、実施形態４と同様にこの無負荷状態を検出して、インバータ回路５及び直流変換回路１の動作を停止させることができる。加えて放電灯負荷ＬＡが寿命末期となって半波放電、又はランプ電圧の上昇が生じた際には、これらのような放電灯負荷ＬＡの異常を検出して、インバータ回路５及び直流変換回路１の動作を停止させることができる。

つまり、本実施形態の放電灯点灯装置によれば、無負荷時、寿命末期においてもインバータ回路５及びチョッパ回路からなる直流変換回路１の回路素子にストレスがかかることを回避できる。

また、本実施形態の構成では、実施形態４と同様な利点の他に、制御部７の検出用コンデンサＣ５を寿命末期検出回路１７の各寿命検出部１７ａ，１７ｂの回路要素として兼用するとともに、無負荷検出回路１１の回路要素として兼用するようにしているので、外部回路の一層の簡素化を図ることができる。これにより集積回路の端子数の簡略化を図ることができるようになって、集積回路のパッケージを小型化することができる。

（実施形態１１）
本実施形態は上述の実施形態１〜１０の何れかの放電灯点灯装置を用いた照明器具に対応するもので、例えば図１４に示すように逆富士型の器具本体１００内に放電灯点灯装置を収納し、器具本体１００の両端下部に対向配置した一対のソケット１０１、１０１間に放電灯負荷ＬＡを装着するようなっている。勿論器具本体１００の形状などは本実施形態のものに限定されるものではない。

実施形態１の回路構成図である。 実施形態１の動作説明用波形図である。 実施形態２の回路構成図である。 実施形態３の回路構成図である。 実施形態４の回路構成図である。 実施形態５の回路構成図である。 実施形態５の動作説明用波形図である。 実施形態６の回路構成図である。 実施形態６の動作説明用波形図である。 実施形態７の回路構成図である。 実施形態８の回路構成図である。 実施形態９の回路構成図である。 実施形態１０の回路構成図である。 実施形態１１の斜視図である。 従来例の要部の回路構成図である。 従来例の動作説明用波形図である。

符号の説明

ＡＣ 交流電源
ＤＢ 整流器
１ 直流変換回路
３ 脈流検出回路
５ インバータ回路
６ インバータ制御部
７ 制御部
８ 脈流電圧検出回路
９ 定電流回路
１０ 電圧検出回路
Ｃ５ 検出用コンデンサ
Ｖｔｈａ，Ｖｔｈｂ 閾値

Claims (9)

1. 交流電源を整流する整流器と、該整流器の出力を所定の直流に変換する直流変換回路と、該直流変換回路で変換された直流を高周波に変換して高周波電力を放電灯負荷に供給するインバータ回路と、該インバータ回路のスイッチング素子に駆動信号を出力するインバータ制御部とを備えた放電灯点灯装置において、前記整流器の出力から脈流電圧を検出する脈流検出回路と、該脈流検出回路で検出される脈流電圧が所定電圧以上か未満かを検出する脈流電圧検出回路と、該脈流電圧検出回路の出力信号が所定電圧以上を示す信号のときには出力端子より定電流を吐き出し、前記出力信号が所定電圧未満を示す信号のときには定電流を前記出力端子より吸い込む定電流回路と、該定電流回路の出力端子に接続されて該定電流回路の定電流の吐き出し、吸い込みに応じて充放電される検出用コンデンサと、該検出用コンデンサの電位が所定電位以上であればインバータ回路を動作させる信号を、所定電位未満であればインバータ回路を停止させる信号を前記インバータ制御部に対して出力する電圧検出回路とを具備した制御部を備えていることを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 前記インバータ回路の負荷接続状態を判別する無負荷検出回路を備えるとともに、該無負荷検出回路の回路要素として前記検出用コンデンサが兼用されていることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
3. 前記直流変換回路が昇圧型チョッパ回路から構成され、前記脈流検出回路の脈流電圧の検出出力を、チョッパ制御内容を設定するための要素の一つとして用いる入力電源電圧信号として兼用していることを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。
4. 前記定電流回路の吐き出し時の電流値を、吸い込み時の電流値よりも大きくしていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
5. 前記放電灯負荷の寿命末期状態を判別する寿命末期検出回路を備えるとともに、該寿命末期検出回路の回路要素として前記検出用コンデンサが兼用されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の放電灯点灯装置。
6. 前記寿命末期検出回路は、前記放電灯負荷に印加される直流電圧を検出する寿命検出部と、該寿命検出部により検出した直流電圧に基づいて前記放電灯負荷の寿命を判別する寿命判別部とを備えていることを特徴とする請求項５に記載の放電灯点灯装置。
7. 前記寿命末期検出回路は、前記放電灯負荷に印加される高周波電圧を検出する寿命検出部と、該寿命検出部により検出した高周波電圧に基づいて前記放電灯負荷の寿命を判別する寿命判別部とを備えていることを特徴とする請求項５又は６に記載の放電灯点灯装置。
8. 前記脈流検出回路は、ヒステリシスを有していることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
9. 請求項１乃至８のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置を具備していることを特徴とする照明器具。

Images