JP4441691B2 - 交流／直流電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電源から直流に順変換し、また直流から交流に逆変換する機能を有した磁気エネルギー回生スイッチを用いた交流／直流電力の可逆変換装置に関し、電気自動車、ハイブリット自動車などの二次電池に、充電電源から充電するための充電器に好適な交流／直流電力変換装置に関するものである。

現在、運輸関係に掛かるエネルギーの半分近くを石油で賄っているが、電気自動車の普及は、石油に代わって原子力、さらに風力、太陽などの自然エネルギーからの炭酸ガス放出の少ない電力で賄える割合が増えることになり、その普及が期待される。また、二次電池とエンジンの両方で走るハイブリッド自動車は、燃料消費を格段に抑えられるので、これも同様に普及が期待される。電気の比率が大きいプラグイン・ハイブリッド自動車は、電気エネルギーを主とし、ガソリンエンジンを補助にして走る自動車であって、完全な電気自動車への橋渡し的な存在と考えられる。

電気自動車の充電には、電力系統からの商用交流電源を使う。各家庭まで配電線のインフラが整っている環境であれば、どこでも充電できる。家庭の車庫では、電気自動車に搭載された二次電池を、主として夜間に充電することになると予想される。その充電器は、１台あたり数ｋＷの容量であるものの、狭い地域に電力が集中すると地域の電圧や広域周波数の動揺をもたらすおそれがあるので、そのような問題を起こさないように運転制御するべきである。

電気温水器などの不急の負荷に対して、インターネット等の通信回線を介してリアルタイムで集中制御すれば、風力発電などの変動電力に対する緩衝のために負荷調整電源と同じ役割となって、電力安定化を図る発明は、本発明の出願人によってすでに出願され、公知となっている（特許文献１参照）。

さらに、電気自動車、プラグイン・ハイブリッド自動車は、各家庭に電力貯蔵装置が配備されたに等しいと考えられる。必要に応じて電気自動車、プラグイン・ハイブリッド自動車に搭載された二次電池の直流から交流への逆変換を行えば、各家庭の需要負荷に対する非常用電源（ＵＰＳ）となって、商用電力ラインの停電対策となることができる。
特開２００６−３５３０７９ 特許第３６３４９８２号

上述のように期待される電気自動車であるが、従来の二次電池の充電器は、ダイオード整流器やサイリスタ整流器のように交流から直流への順変換のみを行っているので、上述の目的には使えない。図２は、従来のＰＷＭインバータ・コンバータの構成を示す回路ブロック図である。図２に示すように、交流／直流の可逆電力変換は、ブリッジ構成のコンバータ１を用いて交流電源６の電源周波数より高速な周波数で、半導体スイッチのオン・オフを行って、矩形波電圧波形（ＰＷＭ：パルス幅変調と言われる）の擬似交流電圧を発生させ、その擬似交流の位相を交流電源６に対して遅らせると順変換、進ませると逆変換となる。ＰＷＭインバータ・コンバータは、交流インダクタ４を介して交流電源６に接続されていた。この場合、交流インダクタ４のインダクタンス値はＰＷＭの周波数が高周波のため、小さくてもよいという利点がある。

ＰＷＭインバータ・コンバータは高周波ノイズが発生するので、高周波ノイズを除去するフィルタが必要となる。また、多数回の半導体スイッチのスイッチング損失のために効率が落ち、さらに半導体スイッチの発熱を除去するための装置が大型になっている。

直流から交流への逆変換の場合、直流電圧が交流電圧の出力のピーク値（最大尖頭電圧）以上である必要がある。直流電源の電圧が、例えば二次電池２の放電に伴って低下すると、直流電圧を上昇させる必要がある。
図３は、従来のＤＣアップコンバータを備えたＰＷＭインバータ・コンバータの構成を示す回路ブロック図である。図３のように、例えば二次電池２とコンデンサ７の間にＤＣアップコンバータ１０で電圧調整をするなどの手段を講じる必要があった。二次電池の電圧変動は大きく、例えばリチウム二次電池では、放電後は電圧が７０％近くに低下する。
本発明は、上述のような従来の交流／直流電力の可逆変換装置の問題点に鑑み為されたものであり、ＤＣアップコンバータによる電圧調整を不要とした効率の高い交流／直流電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明は、交流から直流への順変換、及び直流から交流への逆変換機能を備えた交流／直流電力変換装置に関し、本発明の上記目的は、４個の逆導通型半導体スイッチにて構成されるブリッジ回路１と、該ブリッジ回路１の直流端子間に接続され、磁気エネルギーを蓄積するコンデンサ７と、前記各逆導通型半導体スイッチのゲートに制御信号を与えて、前記各逆導通型半導体スイッチのオン・オフ制御を行う制御装置とを具備した磁気エネルギー回生スイッチと、一端が交流電源６に接続され、他端が前記ブリッジ回路１の交流端子に接続された交流インダクタ４と、一端が直流電源２に接続され、他端が前記ブリッジ回路１の直流端子に接続された直流インダクタ３とを備えるとともに、
前記コンデンサ７の静電容量Ｃと前記交流インダクタ４のインダクタンスＬとで決まる共振周波数が前記交流電源６の周波数よりも高くなるように前記コンデンサ７の静電容量Ｃ及び／又は前記インダクタ４のインダクタンスＬが設定され、前記制御装置は、前記交流電源６の電圧位相に同期して、前記逆導通型半導体スイッチのうち対角線上に位置するペアの２個の逆導通型半導体スイッチを同時にオン・オフさせ、かつ２組のペアが同時にオンすることのないように前記制御信号を制御するとともに、前記制御信号の位相を前記交流電源６の位相よりも遅らせることによって順変換を、前記制御信号の位相を前記交流電源６の位相よりも進ませることによって逆変換を行うことを特徴とする交流／直流電力変換装置によって達成される。

また、本発明の上記目的は、前記交流インダクタ４と前記交流電源６との間に前記制御装置によって開閉制御される交流スイッチ５を挿入し、前記制御装置が、前記交流電源６の停電または瞬低を検出した時に、前記交流スイッチ５を開いて前記交流電源６を遮断し、前記交流電源６に替わる模擬の同期信号を発生させるとともに、前記制御信号の位相を進ませることによって逆変換に切換え、前記直流電源２からの直流電力を逆変換して、交流負荷に交流電力を供給し続けることによって効果的に達成される。

さらに、本発明の上記目的は、前記直流インダクタ３と前記直流電源２との間、又は前記直流インダクタ３と前記ブリッジ回路１の直流端子との間に直流スイッチ１１を挿入することによって効果的に達成される。
さらに、前記制御装置が、外部との通信を行う通信手段を備えることによって効果的に達成される。
さらに、前記直流電源２は、電池、エンジン発電機の直流出力のそれぞれの単独または複合であることによって効果的に達成される。
さらに、前記直流電源２に直流負荷が接続されていることによって効果的に達成される。

また、本発明は、前記交流／直流電力変換装置を用いた二次電池の充放電制御システムに関し、本発明の上記目的は、電力系統の交流電源及び直流電源として二次電池を接続した、１または複数の前記交流／直流電力変換装置と、外部集中制御拠点９のサーバーとがインターネット等の通信回線８を介して相互に通信可能に接続され、前記サーバーは前記電力系統の電力の需給状態を監視するとともに、前記二次電池の充電状態を監視し、
前記需給状態に応じて、前記制御装置に対して順変換又は逆変換の指令を送り、前記二次電池の充放電を制御することにより、前記電力系統の電力安定化を図ることを特徴とする二次電池の充放電制御システムによって達成される。

本発明に係る交流／直流電力変換装置では、従来のＰＷＭコンバータに比べて大きなインダクタンスを持つ交流インダクタが必要になる。しかしながら、原則的に交流電源の１周期に１回の逆導通型半導体スイッチのオン・オフであるため、電流波形は高調波が非常に少なくなる。単相応用では若干、低次の高調波のひずみが残るものの、三相応用にすれば、低次の高調波のひずみは解消する。逆導通型半導体スイッチのオン・オフ回数の減少によりスイッチング損失の大幅な低減が図れる。

従来のＰＷＭコンバータに比べ、ＤＣリンク部のコンデンサの物理的なサイズ、静電容量が１０分の１から２０分の１に低減される。本発明は、磁気エネルギー回生スイッチを応用しているため、コンデンサ７は、磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーを蓄積・電荷を放電することで回生するだけの静電容量でよいので、従来のＰＷＭコンバータのＤＣリンク部のコンデンサに比べて小型にできる。

コンデンサの静電容量Ｃと、交流インダクタのインダクンスＬとで決まる共振周波数が、交流電源の周波数より高くなるように設定されているので、逆導通型半導体スイッチはコンデンサの電圧が略ゼロ電圧でオフし、かつ電流は交流インダクタの存在によって急速には上がらない。スイッチング用の半導体スイッチ（本発明においては逆導通型半導体スイッチ）にとって理想であるゼロ電圧・ゼロ電流でのスイッチングが実現する。

以下、本発明に係る最良の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。
図１は、本発明に係る交流／直流電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。
なお、本発明に係る交流／直流電力変換装置では、特許文献２で開示されている「スナバーエネルギーを回生する電流順逆両方向スイッチ」を、磁気エネルギーを回生させることを目的で使用しており、本発明においては、「磁気エネルギー回生スイッチ」と称している。
図１において、磁気エネルギー回生スイッチのブリッジ回路１を構成する逆導通型半導体スイッチのペア（ＳＷ１，ＳＷ３）と（ＳＷ２，ＳＷ４）を交互にオン・オフさせて、交流電源６との間に挿入された交流インダクタ４と磁気エネルギー回生スイッチのコンデンサ７との間に、磁気エネルギーが、電流として行き来する共振による電気振動を連続して発生させることができる。

図１０は、磁気エネルギー回生スイッチを通過する電流の向きを一方向としたもの（図１０では、ＭＥＲＳと表記）と、その双対回路（図１０では、Ｄｕａｌ ＭＥＲＳと表記）を示す回路ブロック図である。
図１０のＭＥＲＳは、電圧源とインダクタと直列に接続され、磁気エネルギーを蓄積するインダクタを駆動する回路を示している。図１０のＤｕａｌ ＭＥＲＳでは、電圧源は電流源に、インダクタはコンデンサに、また、コンデンサはインダクタに置き換えられ、図１０のＭＥＲＳの接続方法が直列から並列になる回路である。
図１１は、コンデンサに直流電流源を接続して、直流から電力を入力する交流電力発振回路と、さらに交流側に交流電源を接続したものを示す図である。

図１０及び図１１で示した磁気エネルギー回生スイッチの発展を経て、本発明に係る交流／直流電力変換装置は、直流から交流電力への可逆の変換が、最小の構成で、かつ交流電源６の１周期の時間内に１回のオン・オフ制御しか行わないことで、逆導通型半導体スイッチでのスイッチング損失を低減することができる。
また、図１で示した本発明に係る交流／直流電力変換装置は、磁気エネルギー回生スイッチを構成する４個の逆導通型半導体ＳＷ１乃至ＳＷ４から成るブリッジ回路１と、ブリッジ回路１の直流端子間に接続されたコンデンサ７を、交流電源６との結合用に設置した交流インダクタ４との共振周波数が交流電源６の周波数に近くなるように設定する（コンデンサ７の静電容量Ｃと交流インダクタ４のインダクタンスＬを選定する）ことで、逆導通型半導体スイッチのオン・オフに伴う波形ひずみを抑制している。さらに、交流インダクタ４は、電源周波数の直列フィルタを構成するので外部系統や交流負荷などからの高周波ノイズの侵入をなくすことができる。
また、コンテンサ７の静電容量Ｃと交流インダクタ４のインダクタンスＬとで決まる共振周波数を、交流電源６の電源周波数より高く設定することで、コンデンサ７は毎回、放電の後、その両端電圧が略ゼロになる期間が生じ、半導体スイッチ（本発明においては逆導通型半導体スイッチ）にとって理想であるゼロ電圧・ゼロ電流でのオン・オフが実現することで、さらなる抵損失につながる。

本発明に係る交流／直流電力変換装置を、コンデンサ７の両端から直流電源２を直流インダクタ３を介して結合することで、交流電源の電源周波数の近傍の周波数で共振による電気振動をするコンデンサ７の平均電圧が、直流電圧より高いときは順変換、逆に直流電圧より低いときは逆変換をすることができる。電気振動するコンデンサ７の両端電圧は、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のゲートに印加する制御信号の位相を、交流電源６の電圧位相に対して進み、または遅れ制御をすることにより増減できる。
本発明に係る交流／直流電力変換装置では、従来の可逆変換が可能なコンバータで行われていたＰＷＭ制御は行わない。ＰＷＭ制御に伴うノイズの発生は無いので、高調波フィルタが不要である。

制御装置は、上述の電力変換に関する運転を行うばかりでなく、外部との通信を行う通信手段（図示せず）を備えており、インターネットなどの通信回線８を介して外部集中制御拠点９（サーバーで構成される）にデータを送り、また指令を受け取る機能を具備している。直流電源２として二次電池を使用し、外部からの指令によって二次電池の充放電を制御することにより、地域の電力系統の電力安定化に寄与することもできる。

図1は、本発明に係る交流／直流電力変換装置の実施例を示している。４個の逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をブリッジ回路１の構成にし、ブリッジ回路１の直流端子間に磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積し、電荷を放電することで回生するコンテンサ７を接続する。コンデンサ７は、従来の単相ＰＷＭインバータと異なり、磁気エネルギーを静電エネルギーの形で蓄積（コンデンサは充電）・回生（コンデンサは放電）するだけであるため、静電容量が小さくなる。また、コンデンサ７の両端電圧は、共振による電気振動の各半サイクルで、ピーク（最大尖頭電圧）と略ゼロ電圧まで充放電する。

コンデンサ７の充電・放電の周波数ｆ（共振周波数）は、交流電源６の電源周波数ｆ _０に近くなるように選択されるべきで、コンデンサ７の静電容量Ｃと交流インダクタ４のインダクタンスＬとの関係式は、次式（１）である。
ｆ _０ ＝２π／√ＬＣ ．．．（１）
さらに、コンデンサ７の静電容量Ｃの値を上述の式（１）を満たす値より若干小さくすることで、共振周波数が高くなる。すなわち、コンデンサ７の充電・放電の各半周期２／ｆの時間が、交流電源６の半周期２／ｆ _０ の時間内になり、コンデンサ７の充電・放電をした後に、コンデンサ７の両端電圧が略ゼロの期間が生じる。コンデンサ７の両端電圧が略ゼロのときに、逆導通型半導体スイッチのオン・オフを切り換えることで、スイッチングを容易にすることができる。図１で示した本発明に係る交流／直流電力変換装置のコンデンサ７は、図２で示した従来の単相ＰＷＭインバータ・コンバータの電圧源コンデンサ７と異なり、大幅に小さな静電容量になっていることが本発明の特徴である。

コンデンサ７の両端電圧が振動することから、直流回路との結合は、共振周波数から見て十分に平滑をすることのできる直流インダクタ３を以ってする。また、コンデンサ７の両端電圧は交流電源６の電圧の平均値程度である。したがって、直流電源２の電圧は、従来のＰＷＭインバータの電圧源の電圧と比較した場合よりも低くても逆変換が可能である。

直流電源２は、種々の電池やエンジン発電機の直流出力、燃料電池などの単独または複合でよい。さらに、直流電源２には直流負荷も接続してもよい。以降の説明では、本発明に係る交流／直流電力変換装置に好適な実施例として、直流電源２に充電・放電が可能な二次電池を想定して説明をする。

本発明に係る交流／直流電力変換装置は、交流インダクタ４を介して交流電源６に接続する。電流波形を整形するために大きなリアクタンスを必要とする。本発明に係る交流／直流電力変換装置の実施例では、リアクタンス電圧が５０％から１００％を選択する。交流インダクタ４は、トランスを介して交流の電力系統に接続する場合、交流インダクタ４の替わりにトランスの漏れインダクタンスを利用してもよく、トランスの漏れインダクタンスを利用した場合には、新たな損失が増えることは少ない。

交流インダクタ４は、交流負荷と交流スイッチ５を介して交流電源６に接続する。交流スイッチ５は、上流の交流電力に停電などの異常がある場合、交流電源６から切り離しても、本発明に係る交流／直流電力変換装置が逆変換を行い、交流負荷に交流電力を供給することで、交流負荷を運転し続けることができるようにしている。
また、二次電池２に充電・放電の必要の無い場合には、直流インダクタ３を直流スイッチ１１で切り離し、磁気エネルギー回生スイッチを単独で共振電圧源として運転し、交流電源６の位相に対して進みまたは遅れの無効電力を系統から受電するようにできる。

制御装置は、交流電源６の電圧位相を検出する機能と、４個の逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４をオン・オフをするのに必要なゲートに印加する制御信号を送る機能を持つ。ブリッジ回路１を構成する逆導通型半導体スイッチのペア（（ＳＷ１，ＳＷ３）、または（ＳＷ２，ＳＷ４）に同時に制御信号を送るが、ブリッジ回路１のそれぞれのレグの上アームと下アームの逆導通型半導体スイッチ（（ＳＷ１，ＳＷ４）、または（ＳＷ２，ＳＷ３））に同時にオン信号を送らない。コンデンサ７の両端電圧があるときに短絡するからである。
オン状態となっている逆導通型半導体スイッチのペア（（ＳＷ１，ＳＷ３）、または（ＳＷ２，ＳＷ４））のペアの逆導通型半導体スイッチの片方の逆導通型半導体スイッチ（例えばペア（ＳＷ１，ＳＷ３）のうちのＳＷ１）をオフにすると、コンデンサ７の放電・充電が停止し、電圧波形の整形が可能である。
図４は、交流電源６の電圧位相と制御信号の位相の定義について示している。
より詳しくは、制御信号の位相の変化について、交流電源６の電圧位相との差を、制御信号の「進み角度」とし、制御信号の位相の変化が交流電源６の電圧位相より時間的に先となる場合を「進み」として正の角度で表現し、また、制御信号の位相の変化が交流電源６の電圧位相より時間的に後になる場合を「遅れ」として負の角度で表現している。
逆導通型半導体スイッチのゲートに印加する制御信号の位相は、交流電源６の電圧位相より遅れで制御すると、電力が交流から直流に変換される順変換モードに、進みで制御した場合は逆変換モードになる。順変換／逆変換は、制御信号の位相の「進み」から「遅れ」へと連続的に制御することができる。

図９は制御装置の機能を示している。制御装置は、インターネットなどの通信回線８を介して、外部集中制御拠点９のサーバーと連係し、二次電池の充電電力の増減をダイナミックに行うことが可能になる。その効果は、自然エネルギー、例えば風力発電や太陽光発電のように、数十秒の周期で時間的に発電電力が変化する発電装置において、本発明に係る交流／直流電力変換装置を用いた二次電池の充放電制御システムでは、充電電源（二次電池）がその緩衝となる変動負荷要素となり得るものである。二次電池の充電電力は時間変化しても問題なく、最終的に充電された積算エネルギーだけに関心があるからである。

上述の本発明に係る交流／直流電力変換装置を用いた二次電池の充放電制御システムの場合、電力網、あるいは、電力事業者は、発電電力による系統周波数維持のための運転、すなわち負荷周波数制御（ＬＦＣ制御）を軽減することができる。例えば、プラグイン・ハイブリッド自動車が多数普及した場合、本発明に係る交流／直流電力変換装置を用いた二次電池の充放電制御システムによって、プラグイン・ハイブリッド自動車の二次電池の充電中に、インターネットなどの通信回線８を介して集中制御することで、夜間の電力系統の安定に寄与し、負荷周波数制御（ＬＦＣ制御）のために発電設備、故障時予備の発電設備が不要になり、さらに、太陽光発電、風力発電の変動緩衝にもなることが期待される。
将来、電力の市場化が進めば、例えば、風力発電事業者から、外部集中制御拠点９を介してリアルタイムに電力の発生と同量の消費を行い、電力系統は通過するのみの、電力の直接売買をすることが可能になる。

外部集中制御拠点９は、多数の交流／直流電力変換装置のデータを収集し、電力系統のデータなどから、最適な運転制御データを個々の交流／直流電力変換装置に送るものである。

図５乃至図８は、図１におけるシミュレーションによる解析結果を示している。図５乃至図８におけるシミュレーションの回路定数は以下の通りである。
1．逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４： 導通損失は無視している、
2．直流電源２（二次電池）： １００Ｖ、または１４０Ｖ、
3．直流インダクタ３： １２０ｍＨ、
4．交流インダクタ４： ３０ｍＨ
6．交流電源６： ５０Ｈｚ、ピーク電圧（尖頭最大電圧）値 １４１Ｖ、
7．コンデンサ７： １５０マイクロＦ。

図４は、制御信号と交流電源６の電圧位相の関係を示し、進み角度が６０度の場合である。
図５は、直流電力から交流電力への逆変換時で、直流電源２の電圧が１４０Ｖ、進み角度が３０度の場合を示す。
図６は、直流電力から交流電力への逆変換時で、直流電源２の電圧が１００Ｖ、進み角度が３０度の場合を示す。
図７は、交流電力から直流電力への順変換時で、直流電源２の電圧が１４０Ｖ、遅れの角度３０度（進み角度が−３０度）の場合を示す。
図８は、交流電力から直流電力への順変換時で、直流電源２の電圧が１００Ｖ、遅れの角度３０度（進み角度が−３０度）の場合を示す。
表１は、制御信号の位相制御をしたときの電力制御を示しており、直流電源２の電圧を１４０Ｖのとき、進み角度（位相進み角度と表記）を変化させたときの、交流電源６から出力される電流（交流電流と表記）、交流電源６で測定した力率、交流電源６で測定した電力を示しており、値が負の場合は、交流電源６から直流電源２への順変換をしていることを意味している。

本発明に係る交流／直流電力変換装置では、直流電源２の電圧が、交流電源６の実効値、平均値まで下がっても逆変換可能である。
従来のＰＷＭインバータでは、ＤＣリンク部の電圧（直流電源２の電圧に相当する）が、交流電源の電圧のピーク電圧（最大尖頭電圧）を必要とし、この電圧が低いと遅れ力率になるため、図３に示すように、ＤＣアップコンバータ１０で昇圧している例が多かった。
これに対して、本発明に係る交流／直流電力逆変換装置では、直流インダクタ３のブーストアップ効果により、直流電源２の電圧が、当初の７０％程度まで低下しても逆変換をすることができる。

停電時制御について、本発明に係る交流／直流電力変換装置では、制御信号の位相制御のみで順変換から逆変換に切換えることができるので、交流電源６が、停電または瞬低時には、急遽、直流電源２として二次電池を使用している場合、二次電池の充電を中断し、交流スイッチ５を開いて交流電源６を遮断し、直流電源２である二次電池より、電力を逆変換して、交流負荷を運転し続けることができる。制御装置で交流スイッチ５を制御する。

本発明に係る交流／直流電力変換装置では、制御信号の位相制御で、交流から直流への順変換、直流から交流への逆変換を制御できる。インターネットなどの通信回線８を介して、外部の統合的外部集中制御拠点９のサーバーからの指令を受けて、電力系統または、マイクログリッドの電力安定化に寄与する機能を有することができる。

これから普及が期待される電気自動車、プラグイン・ハイブリッド自動車の充電システムに本発明に係る交流／直流電力変換装置が採用されれば、二次電池の順変換／逆変換の双方向充放電が可能になる。今後、日本国内の様に、発電電源の原子力化が進む電力系統にとって、夜間の周波数調整能力が不足すると考えられるが、本発明に係る交流／直流電力変換装置を用いた二次電池の充放電システムが、従来の可変速揚水発電を援助するものになる。

さらに、電力の市場化が進めば、風力発電事業者の売電を電力市場から取引をして、風力発電量の変化に合わせて、リアルタイムに変化させて受電することで、電力系統に負担をかけない。送電線、配電線の借受料金である托送料を支払うことが可能であるなら、電気自動車の充電が、完全に風力エネルギーによっていると考えられるシステムが実現できる。電気自動車が完全に再生可能なエネルギーで運行できる。自然エネルギーの導入の促進になるビジネスモデルになる。または、夜間、原子力発電が主になった時間のみ、充電する電気自動車は、確実に炭酸ガスを出さないエネルギーで運行されると言える。

上述のビジネスモデルの実現は、外部集中制御拠点が大きな役割を担う。外部集中制御拠点は、電力系統の周波数制御ばかりではなく、地域に分散する全ての本発明に係る交流／直流電力変換装置を用いた二次電池の充放電システムに接続される交流電源の電圧と位相を把握しているので、地域の電圧変動を緩衝するように、本発明に係る交流／直流電力変換装置を制御して、二次電池を充電・放電させることで、地域の電力システム、分散マイクログリッドの電力安定化装置、電力貯蔵装置の役割を担う可能性がある。

炭酸ガス排出権取引など、各国の今後の政策や経済モデルによって運用方法は種々考えられるが、その中核となるのが本発明に係る交流／直流電力変換装置である。

本発明に係る交流／直流電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。 従来のＰＷＭインバータ・コンバータの構成を示す回路ブロック図である。 ＤＣアップコンバータを備えたＰＷＭインバータ・コンバータの構成を示す回路ブロック図である。 交流電源の電圧位相と逆導通型半導体スイッチの制御信号の位相の関係を示す図である。 シミュレーション結果１（直流電源の電圧１４０Ｖの逆変換運転、位相進み角度３０度）を示す図である。 シミュレーション結果２（直流電源の電圧１００Ｖの逆変換運転、位相進み角度３０度）を示す図である。 シミュレーション結果３（直流電源の電圧１４０Ｖの順変換運転、位相遅れ３０度（進み角度−３０度））を示す図である。 シミュレーション結果４（直流電源の電圧１００Ｖの順変換運転、位相遅れ３０度（進み角度−３０度））を示す図である。 制御装置の機能を示すブロック図である。 磁気エネルギー回生スイッチの進歩を説明するための図である。 磁気エネルギー回生スイッチによる交流電力発振回路から直流交流逆変換装置への進歩を説明するための図である。

１ ブリッジ回路
２ 直流電源
３ 直流インダクタ
４ 交流インダクタ
５ 交流スイッチ
６ 交流電源
７ コンデンサ
８ 通信回線
９ 外部集中制御拠点
１１ 直流スイッチ

Claims (7)

1. 交流から直流への順変換、及び直流から交流への逆変換機能を備えた交流／直流電力変換装置であって、該交流／直流電力変換装置は、
   ４個の逆導通型半導体スイッチにて構成されるブリッジ回路（１）と、該ブリッジ回路（１）の直流端子間に接続され、磁気エネルギーを蓄積するコンデンサ（７）と、前記各逆導通型半導体スイッチのゲートに制御信号を与えて、前記各逆導通型半導体スイッチのオン・オフ制御を行う制御装置とを具備した磁気エネルギー回生スイッチと、
   一端が交流電源（６）に接続され、他端が前記ブリッジ回路（１）の交流端子に接続された交流インダクタ（４）と、
   一端が直流電源（２）に接続され、他端が前記ブリッジ回路（１）の直流端子に接続された直流インダクタ（３）と、
   を備えるとともに、
   前記コンデンサ（７）の静電容量Ｃと前記交流インダクタ（４）のインダクタンスＬとで決まる共振周波数が前記交流電源（６）の周波数よりも高くなるように前記コンデンサ（７）の静電容量Ｃ及び／又は前記交流インダクタ（４）のインダクタンスＬが設定され、
   前記制御装置は、前記交流電源（６）の電圧位相に同期して、前記逆導通型半導体スイッチのうち対角線上に位置するペアの２個の前記逆導通型半導体スイッチを同時にオン・オフさせ、かつ２組のペアが同時にオンすることのないように前記制御信号を制御するとともに、
   前記制御信号の位相を前記交流電源（６）の位相よりも遅らせることによって順変換を、
   前記制御信号の位相を前記交流電源（６）の位相よりも進ませることによって逆変換を行うことを特徴とする交流／直流電力変換装置。
2. 前記交流インダクタ（４）と前記交流電源（６）との間に前記制御装置によって開閉制御される交流スイッチ（５）を挿入し、
   前記制御装置が、前記交流電源（６）の停電または瞬低を検出した時に、前記交流スイッチ（５）を開いて前記交流電源（６）を遮断し、前記交流電源（６）に替わる模擬の同期信号を発生させるとともに、
   前記制御信号の位相を進ませることによって逆変換に切換え、前記直流電源（２）からの直流電力を逆変換して、交流負荷に交流電力を供給し続けることを特徴とする請求項１に記載の交流／直流電力変換装置。
3. 前記直流インダクタ（３）と前記直流電源（２）との間、又は前記直流インダクタ（３）と前記ブリッジ回路（１）の直流端子との間に直流スイッチ（１１）を挿入したことを特徴とする請求項１又は２に記載の交流／直流電力変換装置。
4. 前記制御装置が、外部との通信を行う通信手段を備えていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の交流／直流電力変換装置。
5. 前記直流電源（２）は、電池、エンジン発電機の直流出力のそれぞれの単独または複合であること特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の交流／直流電力変換装置。
6. 前記直流電源（２）に直流負荷が接続されていることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の交流／直流電力変換装置。
7. 電力系統の交流電源及び前記直流電源（２）として二次電池を接続した、１または複数の請求項１乃至６のいずれか１項に記載の交流／直流電力変換装置と、
   外部集中制御拠点（９）のサーバーとがインターネット等の通信回線（８）を介して相互に通信可能に接続され、
   前記サーバーは前記電力系統の電力の需給状態を監視するとともに、前記二次電池の充電状態を監視し、
   前記需給状態に応じて、前記制御装置に対して順変換又は逆変換の指令を送り、前記二次電池の充放電を制御することにより、前記電力系統の電力安定化を図ることを特徴とする前記二次電池の充放電制御システム。