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WO2008096664A1 - 磁気エネルギー回生スイッチを用いた交流／直流電力変換装置 - Google Patents

磁気エネルギー回生スイッチを用いた交流／直流電力変換装置 Download PDF

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WO2008096664A1
WO2008096664A1 PCT/JP2008/051600 JP2008051600W WO2008096664A1 WO 2008096664 A1 WO2008096664 A1 WO 2008096664A1 JP 2008051600 W JP2008051600 W JP 2008051600W WO 2008096664 A1 WO2008096664 A1 WO 2008096664A1
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power
inductance
secondary battery
power supply
phase
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PCT/JP2008/051600
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English (en)
French (fr)
Inventor
Ryuichi Shimada
Kazuhiro Usuki
Original Assignee
Tokyo Institute Of Technology
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Publication date
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Priority to US12/525,542 priority patent/US8097981B2/en
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    • Y04S10/12—Monitoring or controlling equipment for energy generation units, e.g. distributed energy generation [DER] or load-side generation
    • Y04S10/126—Monitoring or controlling equipment for energy generation units, e.g. distributed energy generation [DER] or load-side generation the energy generation units being or involving electric vehicles [EV] or hybrid vehicles [HEV], i.e. power aggregation of EV or HEV, vehicle to grid arrangements [V2G]

Definitions

  • the present invention is a charger for charging a secondary battery such as an electric vehicle or a hybrid vehicle mainly from a charging power source in a garage, and forward-converts from an AC power source to DC and reverse-converts from DC to AC.
  • the present invention relates to a reversible converter for AC Z DC power using a magnetic energy regenerative switch with functions.
  • the diffusion of electric vehicles can be covered by electricity that emits less carbon dioxide from natural energy such as nuclear power, wind power, and the sun instead of oil. Since it will increase, its spread is expected.
  • a hybrid vehicle running on both a secondary battery and an engine can be expected to reduce fuel consumption, so this is expected as well, but a plug-in hybrid vehicle with a large proportion of electricity uses less electrical energy.
  • the gasoline engine is a car that runs with assistance, and is considered to be a bridge to a fully electric car. Electric vehicles are charged using commercial AC power from the power grid, but can be charged anywhere because the distribution line infrastructure is in place.
  • Fig. 2 is a circuit block diagram showing the configuration of a conventional PWM inverter converter.
  • AC Z-DC reversible power conversion is performed by using a converter configuration converter 1 Turns on and off faster than the frequency of 6 to generate a square-wave voltage waveform (PWM: called pulse-wise modulation) and generates a pseudo-AC voltage, and delays the phase of the pseudo-AC relative to the AC power supply 6
  • PWM square-wave voltage waveform
  • AC inductance 4 has the advantage that it can be small because the PWM frequency is high.
  • Fig. 3 is a circuit block diagram showing the configuration of a PWM inverter converter equipped with a DC up-compressor. For example, as shown in Fig. 3, a DC up-converter is installed between the secondary battery 2 and the capacitor 7. It was necessary to take measures such as voltage adjustment at 0.
  • the voltage fluctuation is large, and in a lithium secondary battery, the voltage drops to nearly 70% after discharge.
  • the present invention has been made in view of the problems of the conventional AC Z DC power reversible converter as described above, and has a high efficiency AC DC power converter that eliminates the need for voltage adjustment by a DC up-converter.
  • the purpose is to provide Means for solving the problem
  • the present invention relates to an AC / DC power converter having forward conversion function from AC to DC and reverse conversion function from DC to AC, and the object of the present invention is to provide four reverse conducting semiconductor switches.
  • a bridge circuit a capacitor 7 connected between the DC terminals of the bridge circuit and storing magnetic energy when the current is interrupted, and a control signal applied to the gate of each of the reverse conducting semiconductor switches,
  • a magnetic energy regenerative bidirectional switch comprising a control device for performing on / off control of a conductive semiconductor switch, and an AC inductor having one end connected to the AC power source 6 and the other end connected to the AC terminal of the bridge circuit.
  • a DC inductance 3 having one end connected to the secondary battery 2 of the DC power source and the other end connected to the DC terminal of the bridge circuit,
  • the resonant frequency determined by the capacitance C of the capacitor 7 and the AC inductance 4 is higher than the frequency of the AC power supply 6.
  • the control device sets the voltage of the AC power source 6 to Synchronously, the pair located on the diagonal line of the reverse conducting semiconductor switch is simultaneously turned on and off, and the control signal is controlled so that two pairs are not simultaneously turned on.
  • the forward conversion is performed by delaying the phase of the AC power supply from the phase of the AC power supply, and the reverse conversion is performed by causing the phase of the control signal to advance from the phase of the AC power supply. Accomplished by a conversion device.
  • the object of the present invention is to insert an AC switch 5 that is controlled to be opened / closed by the control device between the AC inductance 4 and the AC power source 6.
  • the AC switch 5 is opened to cut off the AC power supply 6 to generate a simulated synchronization signal in place of the AC power supply and to reverse the conversion by advancing the phase of the control signal. This is effectively achieved by switching back to the secondary battery 2 or reversely converting the DC power from the other DC power source or continuing to supply AC power to the AC load.
  • the object of the present invention is to insert a DC switch between the DC inductance 3 and the secondary battery 2 or between the DC inductance 3 and the direct current terminal of the bridge circuit.
  • it is more effectively achieved by providing the control device with a communication means for performing communication with the outside.
  • the present invention relates to a charge / discharge control system for a secondary battery using the AC Z-DC power converter, and the object of the present invention is connected to an AC power source of a power system and a secondary battery of a DC power source.
  • One or a plurality of the AC / DC power converters and a server at the external central control base 9 are connected to each other via a communication line 8 such as the Internet, and the server is connected to the power system.
  • the charging status of the secondary battery is monitored, According to the supply and demand state, a forward conversion or reverse conversion instruction is sent to the control device, and charging and discharging of the secondary battery is controlled, thereby stabilizing the power of the power system. This is achieved by a secondary battery charge / discharge control system.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram showing the configuration of an AC / DC power converter according to the present invention.
  • FIG. 2 is a circuit block diagram showing the configuration of a conventional PWM inverter com- parator.
  • FIG. 3 is a circuit block diagram showing the configuration of a PWM inverter / comparator equipped with a DC upconverter.
  • FIG. 4 is a diagram showing the phase relationship between the AC power supply voltage and the semiconductor switching gate signal.
  • Fig. 5 shows the simulation result 1 (inverted inverter operation with a DC voltage of 140V, phase advance of 30 degrees).
  • Fig. 6 shows the simulation result 2 (inverse conversion chamber with DC voltage of 100V, phase advance 30 degrees).
  • Figure 7 shows the simulation result 3 (forward conversion converter with 140V DC voltage, phase delay 30 degrees).
  • Figure 8 shows the simulation result 4 (forward conversion converter with DC voltage of 100V, phase delay 30 degrees).
  • FIG. 9 is a functional block diagram of the control device.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining the progress of the magnetic energy regeneration switch.
  • Fig. 1 1 shows the reverse of DC to AC from an oscillator using a magnetic energy regenerative switch. It is a figure for demonstrating the progress to a converter.
  • the present invention uses a magnetic energy regeneration switch 1 disclosed in Japanese Patent No. 3 6 3 4 9 8 2 to connect an AC inductance 4 and a capacitor 7 between the AC power source 6 and a semiconductor switch pair (SW1, SW3 ) And (SW2, SW4) are alternately turned on and off, and the resonance vibration that magnetic energy comes to and from the capacitor 7 continues.
  • Figure 10 shows a circuit that drives an inductance that stores magnetic energy using magnetic energy regenerative switches in series.
  • Figure 10 shows both the well-known magnetic energy regenerative switch (MERS) and its dual circuit (Dual MERS).
  • the voltage source is the current source, L is the C, and the series is the parallel. It is a circuit.
  • Fig. 11 shows an AC power oscillation circuit in which a DC current source is connected to a capacitor and power is input from DC, and an AC power supply is connected to the AC side.
  • the present invention provides a reversible conversion from DC to AC power with a minimum configuration, and is turned on and off once per cycle.
  • the switching loss is reduced by performing only control, and the resonance frequency with the AC inductance 4 that the DC capacitor 7 of the bridge is installed for coupling with the AC power supply 6 is set close to the frequency of the AC power supply 6.
  • AC inductance 4 forms a series filter of power supply frequencies, so that high frequency noise from external systems and AC loads can be eliminated.
  • the capacitor 7 is discharged each time. A period when the voltage becomes zero occurs, and an ideal zero voltage / zero current on / off is realized for a semiconductor switch, which further reduces loss.
  • the voltage of the oscillating capacitor 7 can be increased or decreased by controlling the delay of the phase of the gate signal of the semiconductor switch with respect to the phase of the AC power source 6.
  • the PWM control performed in the conventional reversible converter is not performed, and there is no accompanying noise, so that the harmonic fill is unnecessary.
  • the control device not only operates these power sources but also includes communication means (not shown) for communication with the outside.
  • the control unit 9 (server) is connected via a communication line 8 such as the Internet. It has the function of sending data to and receiving commands, and can change the charging power by external commands, thereby contributing to the stabilization of local power.
  • FIG. 1 shows an embodiment, in which a reverse conducting semiconductor switch is configured as a bridge, and a capacitor 7 for storing magnetic energy is connected to a DC terminal. Unlike the conventional single-phase inverter, this capacitor 7 has a small capacity and only stores magnetic energy, so the voltage is charged and discharged to the peak and zero voltage in each half cycle.
  • the charge / discharge current waveform is the angular frequency ⁇ of the AC power supply 6.
  • the relational expression between capacitance C and AC inductance L is
  • the voltage source capacitor 7 of the single-phase inverter has a significantly smaller capacity than the conventional PWM converter.
  • the coupling with the DC circuit has a DC inductance 3 that is sufficiently smooth as seen from the oscillation frequency.
  • the vibration frequency is ⁇ .
  • the voltage is about the average value of AC voltage.
  • the voltage of the DC power source 2 can be reversely converted even if it is smaller than the voltage source of the conventional PWM inverter.
  • the DC power source 2 may be a single battery or a combination of various batteries, the DC output of an engine generator, a fuel cell, and a DC load.
  • a lithium ion secondary battery that can be charged and discharged is assumed. And explain.
  • a large reactance is required to shape the current waveform.
  • the reactance voltage is selected from 50% to 100%. If this inductance is connected to the AC system via a transformer, leakage of the transformer may be used, so there is little increase in new loss.
  • the AC inductance 4 is connected to an AC power source 6 via an AC load and an AC switch 5.
  • the AC switch 5 allows the AC load to continue to operate even if it is disconnected from the AC power supply 6 if there is an abnormality such as a power failure in the upstream AC power.
  • the control device has the function of detecting the voltage phase of the AC power supply 6 and the function of sending the necessary gate signals to the four semiconductor switches (SW1 to SW4). Signals are sent simultaneously to the paired semiconductors (SW1-SW3, SW2-SW4) located on the diagonal, but the ON signals are not sent simultaneously to the upper and lower semiconductors. This is because the capacitor voltage is short-circuited.
  • control device The functions of the control device are shown in Fig. 9, and it is possible to dynamically increase or decrease the charging power in coordination with the server at the external centralized control base 9 via the communication line 8 such as the Internet.
  • the effect has been described in Patent Document 1 using an electric water heater as an example.
  • natural energy such as wind power generation and solar power generation can be applied to a power generation apparatus that changes with time in a period of several tens of seconds.
  • the charging power source (secondary battery) of the present invention can also be a variable load that serves as a buffer. This is because there is no problem even if the charging power of the secondary battery changes over time, and ultimately, only the accumulated energy charged is of interest.
  • the power grid or the power company can reduce the operation to maintain the system frequency by the generated power, that is, LFC control.
  • LFC control the generated power
  • the AC / DC power converter according to the present invention contributes to the stability of the power system at night by performing centralized control via the Internet during charging in the garage.
  • power generation facilities and spare power generation facilities at the time of failure will be unnecessary for LFC control, and that it will also serve as a buffer for fluctuations in solar and wind power generation.
  • the external centralized control base 9 collects data from a large number of AC Z-DC power converters, and sends optimal operation control data to individual AC Z-DC power converters from the power system. .
  • DC power supply (secondary battery) 100V or 140V
  • Figure 4 shows the relationship between the voltage phase of the gate signal and the lead angle of 60 degrees.
  • Figure 5 shows the case of reverse conversion from direct current to alternating current at 140V and a reverse conversion advance angle of 30 degrees.
  • Figure 6 shows the case where the reverse conversion advance angle is 30 degrees at 100V during reverse conversion from DC to AC.
  • Figure 7 shows the case where the reverse conversion delay angle is 30 degrees at 140V during forward conversion from AC to DC.
  • Figure 8 shows the case where the reverse conversion delay angle is 30 degrees at 100 V during forward conversion from AC to DC.
  • Table 1 shows power control by phase control. Table 1 When DC voltage is 1400 V, power by phase control
  • the AC power source 6 can be shut off at 5 and the AC power can be reversely converted from the DC power source 2 and the AC load can continue to operate, there is a control device for the AC switch 5 for this purpose. Since the phase control of the gate control signal can control forward conversion from AC to DC and vice versa, the communication system such as the Internet receives commands from the external integrated external centralized control base 9 and Alternatively, it can have a function contributing to power stabilization of the micro grid.
  • the AC Z-DC power converter according to the present invention requires a large AC inductance 4 compared to the conventional PWM converter.
  • the current waveform is harmonic with one cycle on / off. There are very few waves. Slightly lower-order harmonic distortion remains, but this will be canceled if it is made three-phased. Switching loss can be greatly reduced by reducing the number of on / off cycles.
  • the size and capacity of the DC link capacitor are reduced from 1/10 to 1/20. If the principle of the magnetic energy regenerative switch is used as in the present invention, the DC link capacitor 7 only needs to have a capacity for storing the magnetic energy, and thus can be made smaller than the PWM converter.
  • the semiconductor switch Since the resonance frequency determined by the capacitor capacitance C and AC inductance L is set to be higher than the AC power supply frequency, the semiconductor switch is turned off at zero voltage and the current is inductive.
  • the ideal zero voltage / zero current switching is realized for so-called semiconductor switches that do not rise rapidly due to the presence of an event.
  • the AC / DC power converter of the present invention is adopted in the charging system of electric vehicles and plug-in hybrid vehicles that are expected to become widely used in the future, it will become possible to perform forward and reverse bidirectional charging and discharging. It is thought that the power system with nuclear power will not have sufficient frequency adjustment capability at night, but it will support conventional variable speed pumped storage power generation.
  • the power grid will be burdened by transacting the electricity sales of wind power generators from the electric power market and receiving power in real time according to changes in the amount of wind power generation.
  • the postage which is the borrowing fee for transmission lines and distribution lines
  • Electric vehicles can operate with fully renewable energy. It becomes a business model that promotes the introduction of natural energy. Or, it can be said that the electric vehicle to be recharged is operated with energy that does not emit carbon dioxide gas reliably at night and only during the time when nuclear power generation is mainly used.
  • the realization of these business models is played by a major external integrated central control base9.
  • the external integrated external centralized control base 9 knows not only the frequency control of the power system, but also the AC voltage and phase connected to all AC DC power converters (chargers) distributed in the region. Therefore, it is possible to play a role of local power system, distributed microgrid power stabilization device, and power storage device by controlling the AC Z-DC power converter so as to buffer local voltage fluctuations and charging and discharging. There is sex.
  • the core is the forward-reverse bidirectional AC Z DC power converter of the present invention.

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Abstract

交流電源から二次電池を充電し、また二次電池から交流電圧へと逆変換する交流／直流電力変換装置であって、単相ブリッジ構成の4つの逆導通型半導体スイッチの直流端子にコンデンサCを接続、直流インダクタンスを介して二次電池を接続し、交流電源側とは交流インダクタンスLで結合して電源電圧位相に同期して対向するペアの半導体スイッチを交互にオン・オフさせ、LCの共振周波数よりも低い周波数の交流電源を接続すれば、スイッチはゼロ電圧ゼロ電流でオン・オフすることになり、スイッチのゲート位相の制御のみで交流と直流との可逆の電力変換が可能になる。

Description

明細書 磁気エネルギー回生スィツチを用いた交流ノ直流電力変換装置 技術分野
本発明は、 主として電気自動車、 ハイブリッ ド自動車などの二次電池 に、 車庫において充電電源から充電するための充電器であって、 交流電 源から直流に順変換し、 また直流から交流に逆変換する機能を有した磁 気エネルギー回生スィツチを用いた交流 Z直流電力の可逆変換装置に関 する。 背景技術
現在、運輸関係に掛かるエネルギーの半分近くを石油で賄っているが、 電気自動車の普及は、 石油に代わって原子力、 さらに風力、 太陽などの 自然エネルギーからの炭酸ガス放出の少ない電力で賄える割合が増える ことになるので、 その普及が期待される。 また、 二次電池とエンジンの 両方で走るハイプリッ ド自動車は、 燃料消費を格段に抑えられるので、 これも同様に期待されるが、 電気の比率が大きいプラグィン · ハイプリ ッ ド車は、 電気エネルギーを主とし、 ガソリンエンジンは補助にして走 る自動車であって、完全な電気自動車への橋渡し的存在かと考えられる。 電気自動車の充電には、 電力系統からの商用交流電源を使うが、 各家 庭まで配電線のインフラが整っているのでどこでも充電できる。 家庭の 車庫では、これらの二次電池を、主として夜間に充電することになるが、 その充電器は、 1台あたり数 kWの容量であるものの、 狭い地域に電力 が集中すると地域の電圧や広域周波数の動揺をもたらすおそれがあるの で、 そのような問題を起こさないように運転制御するべきである。 電気温水器などの不要不急の負荷に対して、 インタ一ネッ トを介して リアルタイムで集中制御すれば、 風力などの変動電力に対する緩衝のた めに負荷調整電源と同じ役割となって、 電力安定化を図る計画は、 同じ 出願人によってすでに提案されている （特開 2 0 0 6 - 3 5 3 0 7 9 )。 さらに、 電気自動車、 ハイブリッ ド自動車は、 各家庭に電力貯蔵装置 が配備されたに等しいので、 必要に応じて直流から交流への逆変換を行 えば、 各象庭の需要負荷に対する非常用電源 （UPS) となって、 商用電 力ラインの停電対策となることが出来る。 発明の開示
発明が解決しょうとする課題
このように期待される電気自動車であるが、 従来のバッテリー充電器 は、 ダイォード整流器やサイリス夕整流器のように交流から直流への順 変換のみを行っているので上記の目的には使えない。 第 2図は従来の PWM インバー夕 · コンバータの構成を示す回路ブロック図であるが、 第 2図に示すように、 交流 Z直流の可逆電力変換はプリッジ構成のコン バー夕 1を用いて交流電源 6の周波数より高速なオン · オフを行って方 形波電圧波形 （PWM：パルスワイズモジュレーションと言われる） の擬 似交流電圧を発生させ、 その擬似交流の位相を交流電源 6に対して遅ら せると順変換、 進ませると逆変換となるが、 交流インダク夕ンス 4を介 して交流電源 6に接続していた。 この場合、 交流インダク夕ンス 4の値 は PWMの周波数が高周波のため、 小さくてもよいという利点がある。
PWM コンバータは高周波ノイズが発生するので、 そのフィル夕が必 要となる。 また、 多数回の半導体スィッチのスイッチング損失のため、 効率が落ち、さらに半導体の発熱除去のための装置が大型になっている。 逆変換の場合、 直流電圧が交流電圧の出力のピーク値以上である必要 があり、 直流電圧が二次電池 2の放電に伴って低下すると、 直流電圧を 上昇させる必要がある。 第 3図は D Cアップコンパ一夕を備えた PWM インバー夕 ' コンバータの構成を示す回路ブロック図であり、 例えば、 第 3図のように二次電池 2 とコンデンサ 7の間に D Cアツプコンバー夕 1 0で電圧調整をするなどの手段を講じる必要があった。 電圧変動は大 きく、 リチウム二次電池では放電後は電圧が 70 %近くに低下する。 本発明は、 上述のような従来の交流 Z直流電力の可逆変換装置の問題 点に鑑み為されたものであり、 D Cアップコンバ一夕による電圧調整を 不要とした効率の高い交流 直流電力変換装置を提供することを目的と する。 課題を解決するための手段
本発明は、 交流から直流への順変換、 及び直流から交流への逆変換機 能を備えた交流/直流電力変換装置に関し、 本発明の上記目的は、 4個 の逆導通型半導体スィッチにて構成されるブリッジ回路と、 該ブリッジ 回路の直流端子間に接続され、 電流遮断時の磁気エネルギーを蓄積する コンデンサ 7と、 前記各逆導通型半導体スィツチのゲートに制御信号を 与えて、 前記各逆導通型半導体スィツチのオン オフ制御を行う制御装 置とを具備した磁気エネルギー回生双方向スィツチと、 一端が交流電源 6に接続され、 他端が前記ブリッジ回路の交流端子に接続された交流ィ ンダク夕ンス 4と、 一端が直流電源の二次電池 2に接続され、 他端が前 記プリッジ回路の直流端子に接続された直流ィンダクタンス 3とを備え るとともに、
前記コンデンサ 7の静電容量 Cと前記交流インダクタンス 4のしとで 決まる共振周波数が前記交流電源 6の周波数よりも高くなるように前記
C及び/又は Lが設定され、 前記制御装置は、 前記交流電源 6の電圧に 同期して、 前記逆導通型半導体スィッチのうち対角線上に位置するペア を同時にオン Zオフさせ、 かつ 2組のペアが同時にオンすることのない ように前記制御信号を制御するとともに、 前記制御信号の位相を前記交 流電源の位相よりも遅らせることによって前記順変換を、 前記制御信号 の位相を前記交流電源の位相よりも進ませることによって前記逆変換を 行うことを特徴とする交流 Z直流電力変換装置によって達成される。
また、 本発明の上記目的は、 前記交流インダク夕ンス 4と前記交流電 源 6との間に前記制御装置によって開閉制御される交流スィッチ 5を挿 入し、 前記制御装置が、 前記交流電源 6の停電または瞬低を検出した時 に、 前記交流スィッチ 5を開いて前記交流電源 6を遮断し、 前記交流電 源に替わる模擬の同期信号を発生させるとともに前記制御信号の位相を 進ませることによって逆変換に切換え、 前記二次電池 2又は他の直流電 源からの直流電力を逆変換して、 交流負荷に交流電力を供給し続けるこ とによって効果的に達成される。
さらに、 本発明の上記目的は、 前記直流インダク夕ンス 3と前記二次 電池 2との間、 又は前記直流インダク夕ンス 3と前記ブリッジ回路の直 流端子との間に直流スィッチを挿入することにより、 或いは、 前記制御 装置に、 外部との通信を行う通信手段を備えることによって、 さらに効 果的に達成される。
また、 本発明は、 前記交流 Z直流電力変換装置を用いた二次電池の充 放電制御システムに関し、 本発明の上記目的は、 電力系統の交流電源及 び直流電源の二次電池に接続された、 1 または複数の前記交流/直流電 力変換装置と、 外部集中制御拠点 9 .のサーバーとがィンターネッ ト等の 通信回線 8を介して相互に通信可能に接続され、 前記サーバーは前記電 力系統の電力の需給状態を監視するとともに、 前記二次電池の充電状態 を監視し、 前記需給状態に応じて、 前記制御装置に対して順変換又は逆変換の指 令を送り、 前記二次電池の充放電を制御することにより、 前記電力系統 の電力安定化を図ることを特徴とする二次電池の充放電制御システムに よって達成される。 図面の簡単な説明
第 1図は、 本発明に係る交流 Z直流電力変換装置の構成を示す回路ブ ロック図である。
第 2図は従来の PWMインバー夕 · コンパ一夕の構成を示す回路プロ ック図である。
第 3図は D Cアップコンバータを備えた PWMインバ一夕 · コンパ一 夕の構成を示す回路ブロック図である。
第 4図は交流電源電圧と半導体スィツチゲー卜信号の位相関係を示す 図である。
第 5図はシミュレーショ ン結果 1 (直流電圧 140V の逆変換インバ一 夕運転、 位相進み 30度） を示す図である。
第 6図はシミュレーショ ン結果 2 (直流電圧 100V の逆変換ィンバー 夕運転、 位相進み 30度） を示す図である。
第 7図はシミュレーショ ン結果 3 (直流電圧 140V の順変換コンバー 夕運転、 位相遅れ 30度） を示す図である。
第 8図はシミュレ一ショ ン結果 4 (直流電圧 100V の順変換コンバー 夕運転、 位相遅れ 30度） を示す図である。
第 9図は制御装置の機能ブロック図である。
第 1 0図は磁気エネルギー回生スィツチの進歩を説明するための図で ある。
第 1 1 図は磁気エネルギー回生スィツチによる発振器から直流交流逆 変換装置への進歩を説明するための図である 発明を実施するための最良の形態
本発明は特許第 3 6 3 4 9 8 2号公報に開示された磁気エネルギー回 生スィッチ 1を用いて交流電源 6との間においた交流インダク夕ンス 4 とコンデンサ 7を半導体スィッチペア （SW1， SW3) と （SW2、 SW4) を交互にオン · オフさせて、 磁気エネルギーがコンデンサ 7 との間に行 き来する共振振動が連続する。 第 1 0図に、 磁気エネルギー回生スイツ チを直列に用いて、 磁気エネルギーを蓄積するィンダク夕ンスを駆動す る回路を示す。
第 1 0図には、.すでに公知となっている磁気エネルギー回生スィツチ (MERS)とその双対回路（Dual MERS)をともに示すが、電圧源が電流源 に、 Lは Cに、 直列は並列になる回路である。 第 1 1図は、 コンデンサ に直流電流源を接続して、直流から電力を入力する交流電力発振回路と、 さらに交流側に交流電源をつなぐ方式を示す。
これらの磁気エネルギー回生スィツチの発展を経て、 本発明は第 1図 に示すように、 直流から交流電力への可逆の変換が、 最小の構成で、 か つ、 1サイクルに 1回のオン · オフ制御しか行わないことで、 スィッチ ング損を低減し、 かつ、 そのブリッジの直流コンデンサ 7が交流電源 6 との結合用に設置した交流インダクタンス 4との共振周波数を交流電源 6の周波数に近く設定することで、 オン · オフに伴う波形ひずみを抑制 している。 さらに交流インダク夕ンス 4は電源周波数の直列フィル夕を 構成するので外部系統や交流負荷などからの高周波ノイズの侵入をなく すことが出来る。
またコンテンサ 7と交流インダク夕ンス 4とで決まる共振周波数を交 流電源周波数より高く設定することで、 コンデンサ 7は毎回、 放電のあ と電圧がゼロになる期間が生じ、 半導体スィツチにとつて理想のゼロ電 圧 · ゼロ電流でのオン · オフが実現することでさらに抵損失になる。
コンデンサ 7の両端から直流電源 2を直流インダク夕ンス 3を介して 結合することで、 交流電源周波数の 2倍の周波数で振動するコンデンサ 7の平均電圧が直流電圧より高いときは順変換、 逆に直流電圧より低い ときは逆変換になる。 振動するコンデンサ 7の電圧は、 半導体スィッチ のゲート信号の位相を交流電源 6の位相に対して進み、 または遅れ制御 をすることによって増減できる。
本発明では、 従来の可逆コンバ一夕で行われていた PWM制御は行わ ず、 伴うノイズも無いので高調波フィル夕が不要である。
制御装置は、 これらの電源の運転を行うばかりでなく、 外部との通信 を行う通信手段 （図示せず） を備えており、 インターネッ トなどの通信 回線 8を介して外部集中制御拠点 9 (サーバーで構成される。） へデータ を送りまた指令を受け取る機能を持っており、 外部からの指令によって 充電電力を変化させて、 その結果、 地域の電力の安定化に寄与すること ができる。
(実施例 1 )
第 1図に実施例を示すが、 逆導通型半導体スィツチをプリッジ構成に して直流端子に磁気エネルギーを蓄積するコンテンサ 7を接続する。 こ のコンデンサ 7は従来の単相インバー夕と異なり、 容量が小さく磁気ェ ネルギーを蓄積するだけであるため、 電圧は各半サイクルでピークと電 圧ゼロまで充放電する。
充電放電の電流波形が交流電源 6の角周波数 ω。に近くなるように選 択されるべきで、 静電容量 Cと交流インダク夕ンス Lとの関係式は、
L C = ω 0 - 2 ( 1)
である。 さらに、 Cの値を （1) 式より若干小さくすることで、 半サイクルの 放電の後に、 電圧ゼロでの期間が生じ、 半導体ズイッチのスイッチング を容易にすることが出来る。 単相インバ一夕の電圧源コンデンサ 7が従 来の PWMコンバータと異なり大幅に小さな容量になっていることが本 発明の特徴である。
コンデンサ 7の電圧が振動することから、 直流回路との結合には、 振 動周波数から見て十分平滑する直流ィンダク夕ンス 3を以つてする。 振 動周波数は ω。の 2倍で、 電圧は交流電圧の平均値程度である。
したがって、 直流電源 2の電圧は、 従来の PWMインバー夕の電圧源 より小さくても逆変換可能である。
直流電源 2には種々の電池やエンジン発電機の直流出力、 燃料電池な どの単独または複合でよく、 さらに直流負荷も接続されるが、 ここでは 充電 · 放電が可能なリチウムイオン二次電池を想定して説明をする。 交流インダク夕ンス 4を介して交流電源 6に接続される。 電流波形を 整形するために大きなリアクタンスを必要としている。 本実施例では、 リアクタンス電圧が 50 %カゝら 100 %を選択する。 このインダク夕ンスは トランスを介して交流系統に接続するなら、 トランスの漏れを利用して もよいので新たな損失が増えることは少ない。
交流ィンダク夕ンス 4は交流負荷と交流スィツチ 5を介して交流電源 6に接続してある。 交流スィッチ 5は上流の交流電力に停電などの異常 がある場合、 交流電源 6から切り離しても、 交流負荷を運転し続けるこ とが出来るようにしている。
また、 二次電池 2に充電放電の必要の無い場合には、 直流インダク夕 ンス 3を直流スィッチ 1 1で切り離して、 磁気エネルギー回生スィッチ を単独で共振電圧源として運転し、 交流電源 6の位相に対して進みまた は遅れの無効電力を系統から受電するようにできる。 制御装置は、 交流電源 6の電圧位相を検出する機能と、 4つの半導体 スィツチ（SW1〜SW4)に必要なゲート信号を送る機能を持つ。 対角線上 に位置するペアの半導体 （SW1 -SW3、 SW2-SW4) に同時に信号を送る が、 上下の半導体に同時にオン信号は送らない。 コンデンサ電圧が短絡 するからである。 オンの間にもペアのスィッチの片方のゲートを停止す るとコンデンサの放電充電が停止し、 電圧波形の整形が可能である。 ゲ 一卜信号の位相は、 交流電圧の位相より遅れて制御すると、 電力が交流 から直流に変換される順変換モード'に、 進んでいる場合は逆変換モード になる。 順変換 Z逆変換は、 位相の進みから遅れへと連続的に制御する ことが出来る。 第 4図に交流電源電圧とゲート信号の関係を示す。
制御装置の機能は、 第 9図に示すが、 インターネッ トなどの通信回線 8により、 外部集中制御拠点 9のサーバーと連係して、 充電電力の増減 をダイナミックに行うことが可能になる。 その効果は、 特許文献 1にお いては電気温水器を例に説明したが、 自然エネルギー、 例えば風力発電 や太陽光発電のように、 数十秒の周期で時間的に変化する発電装置にお いて、 本発明の充電電源 （二次電池） もその緩衝となる変動負荷となり うるものである。 二次電池の充電電力は時間変化しても問題なく、 最終 的には充電された積算エネルギーだけに関心があるからである。
この場合、 電力網、 あるいは、 電力事業者は、 発電電力による系統周 波数維持のための運転、 すなわち L F C制御を軽減することが出来る。 例えばプラグィン · 八イブリッ ド自動車が多数普及した場合、 本発明に 係る交流 直流電力変換装置によってガレージにおいて充電中にイン夕 一ネッ トを介して集中制御することで、夜間の電力系統の安定に寄与し、 L F C制御のために発電設備、 故障時予備の発電設備が不要になり、 さ らに太陽光発電、 風力発電の変動緩衝にもなることが期待される。
将来、 電力市場化が進めば、 例えば、 風力事業者から、 この外部集中 制御拠点 9を介してリアルタイムに電力の発生と同量の消費を行い、 電 力系統は通過するのみの、 電力の直接売買も可能になる。
外部集中制御拠点 9は、 多数の交流 Z直流電力変換装置のデータを収 集し、 電力系統のデ一夕などから、 最適な運転制御データを個々の交流 Z直流電力変換装置に送るものである。
[実施例のシミュレーション]
シミュレーションによる解析結果を示す。 回路定数は以下の通りであ る。
1. 逆導通型半導体スィッチ SI, S2, S3, S4 ( P— MOSFETで損失は 無視している）
2. 直流電源 （二次電池） 100V、 または 140V
3. 直流インダク夕ンス 120mH、
4. 交流インダクタンス 30mH
6. 交流電源 50Hz， ピーク値 141V、
7. 電圧源コンデンサ 150 // F ゲート信号の電圧位相の関係、進み角度 60度の場合を第 4図に示す。 直流から交流への逆変換時 140Vで逆変換進み角度 30度の場合を第 5 図に示す。
直流から交流への逆変換時 100Vで逆変換進み角度 30度の場合を第 6 図に示す。
交流から直流への順変換時 140Vで逆変換遅れ角度 30度の場合を第 7 図に示す。
交流から直流への順変換時 100Vで逆変換遅れ角度 30度の場合を第 8 図に示す。
表 1に位相制御による電力制御を示す。 表 1 直流電圧 1 4 0 Vの場合、 位相制御による電力
Figure imgf000013_0001
直流の電圧が交流の実効値、平均値まで下がっても逆変換可能である。 従来は、 PWM 電圧は交流電圧のピーク電圧を必要とし、 低いと遅れ力 率になるので、 第 3図に示すように、 D Cアップコンバータ 1 0で昇圧 している例が多かった。 本発明によれば直流インダク夕ンス 3のブース トアツプ効果により、直流電圧が 70 %程度まで減少しても逆変換できる。 停電時制御について、 ゲート制御信号の位相制御のみで順変換から逆 変換に切換えることができるのが本発明の特徴であるから、 交流電源 6 が停電または瞬低時には、 急遽、 充電をやめて交流スィッチ 5で交流電 源 6を遮断し、 直流電源 2より電力を逆変換して、 交流負荷を運転し続 けることができるので、そのために、交流スィツチ 5の制御装置がある。 ゲート制御信号の位相制御で交流から直流への順変換、 その反対の逆 変換を制御できるので、 インターネッ トなどの通信機能により、 外部の 統合的外部集中制御拠点 9の指令を受けて、 電力系統または、 マイクロ グリッ ドの電力安定化に寄与する機能を有することができる。
本発明に係る交流 Z直流電力変換装置では、 従来の PWMコンバータ に比べて大きな交流インダク夕ンス 4が必要になるが、 その結果、 原則 的に 1サイクル 1パルスのオン · オフで電流波形は高調波が非常に少な くなる。 若干、 低次調波のひずみが残るものの、 三相化すればこれも解 消する。 オン · オフ回数の減少によりスイッチング損失の大幅な低減が 図れる。 従来の PWMコンバータに比べ D Cリンク部のコンデンサのサイズ、 容量が 10分の 1から 20分の 1に低減される。本発明のように磁気エネ ルギ一回生スィッチの原理を用いると D Cリンクコンデンサ 7は磁気ェ ネルギ一を蓄積するだけの容量でよいので、 PWM コンバータに比べて 小型にできる。
コンデンサ静電容量 Cと、 交流インダク夕ンス Lとで決まる共振周波 数が交流電源周波数より高くなるように設定されているので、 半導体ス ィツチはコンデンサ電圧がゼロ電圧でオフし、 かつ電流はィンダク夕ン スの存在によって急速には上がらない、 いわゆる半導体スィツチにとつ て理想のゼロ電圧 · ゼロ電流でのスイッチングが実現する。 産業上の利用可能性
これから普及が期待される電気自動車、 プラグイン ·ハイプリッ ド自 動車の充電システムに本発明の交流/直流電力変換装置が採用されれば、 順変換 逆変換の双方向充放電が可能になり、 今後、 原子力化が進む電 力系統にとって、 夜間の周波数調整能力が不足すると考えられるが、 従 来の可変速揚水発電を援助するものになる。
さらに、 電力の市場化が進めば、 風力発電業者の売電を電力市場から 取引をして、 風力発電量の変化に合わせて、 リアルタイムに変化させて 受電することで、 電力系統には負担をかけず、 送電線、 配電線の借受料 金である托送料を支払うことが可能であるなら、 電気自動車の充電が、 完全に風力エネルギーによっていると考えられるシステムが実現できる。 電気自動車が完全に再生可能なエネルギーで運行できる。 自然エネルギ 一の導入の促進になるビジネスモデルになる。 または、 夜間、 原子力発 電が主になつた時間のみ、 充電する電気自動車は、 確実に炭酸ガスを出 さないエネルギーで運行されると言える。 これらのビジネスモデルの実現は外部の統合的外部集中制御拠点 9が 大きな役割を担う。 外部の統合的外部集中制御拠点 9は、 電力系統の周 波数制御ばかりではなく、 地域に分散する全ての交流 直流電力変換装 置 （充電器） に接続される交流電圧と位相を把握しているので、 地域の 電圧変動を緩衝するように交流 Z直流電力変換装置を制御して充電放電 させることで、 地域の電力システム、 分散マイクログリッ ドの電力安定 化装置、 電力貯蔵装置の役割を担う可能性がある。
炭酸ガス排出権取引など今後の政策や経済モデルによって運用方法は 種々考えられるが、 その中核となるのが本発明の順逆双方向の交流 Z直 流電力変換装置である。

Claims

請 求 の 範 囲
1 交流から直流への順変換、 及び直流から交流への逆変換機能を備え た交流 直流電力変換装置であって、 該交流 Z直流電力変換装置は、 4個の逆導通型半導体スィッチにて構成されるブリ ッジ回路と、 該ブ リ ッジ回路の直流端子間に接続され、 電流遮断時の磁気エネルギーを蓄 積するコンデンサ （ 7 ) と、 前記各逆導通型半導体スィ ッチのゲートに 制御信号を与えて、 前記各逆導通型半導体スィッチのオン Zオフ制御を 行う制御装置とを具備した磁気エネルギー回生双方向スィ ツチと、 一端が交流電源 （ 6 ) に接続され、 他端が前記ブリ ッジ回路の交流端 子に接続された交流インダクタンス （4 ) と、
一端が直流電源の二次電池 （ 2 ) に接続され、 他端が前記ブリ ッジ回 路の直流端子に接続された直流インダク夕ンス （ 3 ) と、
を備えるとともに、
前記コンデンサ （ 7 ) の静電容量 Cと前記交流インダク夕ンス （ 4) の Lとで決まる共振周波数が前記交流電源 （ 6 ) の周波数よりも高くな るように前記 C及び/又は Lが設定され、
前記制御装置は、 前記交流電源 （ 6 ) の電圧に同期して、 前記逆導通 型半導体スィ ツチのうち対角線上に位置するペアを同時にオン Zオフさ せ、 かつ 2組のペアが同時にオンすることのないように前記制御信号を 制御するとともに、 前記制御信号の位相を前記交流電源の位相より も遅 らせることによって前記順変換を、 前記制御信号の位相を前記交流電源 の位相より も進ませることによって前記逆変換を行うことを特徴とする 交流 Z直流電力変換装置。
2 前記交流インダク夕ンス （ 4) と前記交流電源 （ 6 ) との間に前記 制御装置によって開閉制御される交流スィ ッチ （ 5 ) を挿入し、 前記制御装置が、 前記交流電源 （ 6 ) の停電または瞬低を検出した時 に、 前記交流スィッチ （ 5 ) を開いて前記交流電源 （ 6 ) を遮断し、 前 記交流電源に替わる模擬の同期信号を発生させるとともに前記制御信号 の位相を進ませることによって逆変換に切換え、 前記二次電池 （ 2 ) 又 は他の直流電源からの直流電力を逆変換して、 交流負荷に交流電力を供 給し続けることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の交流ノ直流電力 変換装置。
3 前記直流インダク夕ンス （ 3) と前記二次電池 （ 2 ) との間、 又は 前記直流インダク夕ンス （ 3 ) と前記ブリッジ回路の直流端子との間に 直流スィッチを挿入したことを特徴とする請求の範囲第 1項又は第 2項 に記載の交流 Z直流電力変換装置。
4 前記制御装置が、 外部との通信を行う通信手段を備えていることを 特徴とする請求の範囲第 1項乃至第 3項のいずれかに記載の交流 Z直流 電力変換装置。
5 電力系統の交流電源及び直流電源の二次電池に接続された、 1 また は複数の前項に記載の交流 直流電力変換装置と、
外部集中制御拠点 （ 9 ) のサーバーとがインターネッ ト等の通信回線 を介して相互に通信可能に接続され、
前記サーバーは前記電力系統の電力の需給状態を監視するとともに、 前記二次電池の充電状態を監視し、
前記需給状態に応じて、 前記制御装置に対して順変換又は逆変換の指 令を送り、 前記二次電池の充放電を制御することにより、 前記電力系統 の電力安定化を図ることを特徴とする二次電池の充放電制御システム。
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