JP4329113B2

JP4329113B2 - スイッチング電源装置

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Publication number: JP4329113B2
Application number: JP2001101809A
Authority: JP
Inventors: 伸隆上園
Original assignee: Ｔｄｋラムダ株式会社
Priority date: 2001-03-30
Filing date: 2001-03-30
Publication date: 2009-09-09
Anticipated expiration: 2021-03-30
Also published as: JP2002305876A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源装置に関わり、特に主スイッチング素子のオン時にトランスにエネルギーを蓄え、前記主スイッチング素子のオフ時に前記トランスに蓄えたエネルギーを出力側に送り出すスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
従来のこの種のスイッチング電源装置として例えば自励式または他励式のフライバックコンバータ一が知られており、図１０はいわゆるＲＣＣ（リンギング・チョーク・コンバータ）と呼ばれる自励式のフライバックコンバータを示しているが、同図において、直流電源Ｅからの直流入力電圧Ｖｉが印加される入力端子＋Ｖｉ，−Ｖｉの両端間には、入力コンデンサＣ１が接続されると共に、トランスＴ１の１次巻線Ｎp1とＭＯＳ型ＦＥＴからなる主スイッチング素子Ｑ１の直列回路が接続される。トランスＴ１には、他に２次巻線Ｎs1と主スイッチング素子Ｑ１の駆動巻線Ｎd1が設けられており、駆動巻線Ｎd1のドット側端子は、起動抵抗Ｒ１を介して主スイッチング素子Ｑ１の制御端子すなわちゲートに接続され、駆動巻線Ｎd1の非ドット側端子は、主スイッチング素子Ｑ１のソースに接続される。一方、トランスＴ１の２次巻線Ｎs1には、ダイオードＤ11とコンデンサＣ12とからなる２次側整流平滑回路が接続されており、コンデンサＣ12の両端間に接続した出力端子＋Ｖo1，−Ｖo1から負荷ＲＬに、直流出力電圧Ｖｏを供給するようになっている。
【０００３】
次に、図１１の各波形図を参照して、上記回路の動作を説明する。なお、この図１１では、定格負荷（Ａ）時および軽負荷（Ｂ）時における主スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース電圧ＶDS1 と、主スイッチング素子Ｑ１のドレインを流れる電流ＩQ1がそれぞれ示されている。
【０００４】
起動抵抗Ｒ１に電流が流れて主スイッチング素子Ｑ１がオンすると、トランスＴ１の１次巻線Ｎp1に直流入力電圧Ｖｉが印加され、駆動巻線Ｎd1のドット側端子に正極性の電圧が誘起される。この電圧は、主スイッチング素子Ｑ１をさらにオンする正帰還の電圧となる。一方、トランスＴ１の２次巻線Ｎs1もドット側端子に正極性の電圧が誘起されるが、ダイオードＤ11に対し逆方向に加わるため、このダイオードＤ11はオフする。したがって、主スイッチング素子Ｑ１のオン期間中はトランスＴ１にエネルギーが蓄えられ、コンデンサＣ12の放電により負荷ＲＬに負荷電流が供給される。
【０００５】
主スイッチング素子Ｑ１がオンすると、トランスＴ１の１次巻線Ｎp1ひいてはスイッチング素子Ｑ１を流れる電流ＩQ1は時間に比例して増大する。しかし、ある値に達すると主スイッチング素子Ｑ１の特性によりそれ以上電流は流れなくなり、主スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース電圧ＶDS1 が増大する。それと同時に、トランスＴ１の１次巻線Ｎp1ひいては駆動巻線Ｎd1の電圧が下がって、主スイッチング素子Ｑ１がオフし、それまで１次巻線Ｎp1を流れていた電流の慣性により、今度はトランスＴ１の１次巻線Ｎp1および２次巻線Ｎs1の非ドット側端子に正極性の電圧が発生する。これにより、ダイオードＤ11がオンして、主スイッチング素子Ｑ１のオン期間中に蓄えられたトランスＴ１のエネルギーが、ダイオードＤ11を通してコンデンサＣ12側に送り出される。
【０００６】
ところで、上記自励式のリンギングチョークコンバータは、主スイッチング素子Ｑ１の発振周波数が負荷電流に反比例し、図１１に示すように軽負荷になる程高くなる。しかし、発振周波数が高くなると、その分だけ主スイッチング素子Ｑ１のオン，オフ切換時における損失（スイッチングロス）が大きくなり、効率の悪化を招くという問題を有していた。
【０００７】
一方、この種のスイッチング電源装置においては、トランスの２次巻線に誘起した電圧を整流する整流回路に整流ダイオードを使用すると、この整流ダイオードの順方向電圧による損失が大きいため、例えば電界効果トランジスタ（ＭＯＳ型ＦＥＴ）のような整流スイッチング素子を代わりに用いた同期整流回路が知られている。
【０００８】
例えば特開平７-１１５７６６号公報には、フライバック型のスイッチング電源装置において、主スイッチング素子をオフするのに伴ない、ＭＯＳ型ＦＥＴからなる整流スイッチング素子のボディダイオードを通してカレントトランスに電流が流れると、カレントトランスの２次巻線に接続した抵抗によってこの電流に見合う電圧が発生し、この電圧と基準電圧とを比較する比較器の出力がＨ（ハイ）レベルになって、駆動回路を通して整流スイッチング素子がオンする。その後、トランスに蓄えられたエネルギーが出力側に移動し、整流スイッチング素子を流れる電流がゼロになると、比較器の出力がＬ（ロー）レベルになって、整流スイッチング素子をオフさせる同期整流回路が開示されている。そしてこの場合は、整流スイッチング素子に電流が流れなくなったときに、整流スイッチング素子をオフさせる制御信号を与えることにより、トランスの補助巻線電圧を反転させて、主スイッチング素子のオン信号を送出するようにしている。
【０００９】
また、特許第２９７６１８０号公報にも、整流スイッチング素子を流れる電流をカレントトランスで検出して、この整流スイッチング素子をオン，オフさせる同期整流回路が開示されている。具体的には、ダイオードと整流スイッチング素子であるＭＯＳ型ＦＥＴとの並列回路にカレントトランスの１次巻線を直列に接続し、カレントトランスの２次巻線に抵抗を並列に接続し、この抵抗とＭＯＳ型ＦＥＴのゲートとの間にカレントトランスの出力インピーダンスを下げるバッファアンプを接続して構成され、フライバックコンバータを構成するトランスの励磁エネルギーが電気エネルギーとして放出し終わると、カレントトランスの出力信号の極性を反転させ、整流スイッチング素子をオフにする。これにより、出力電流が小さくなって不連続期間が生じたときの逆電流の発生を防止して、効率の向上を図るようにしている。
【００１０】
このように、上記同期整流回路においては、主スイッチング素子に同期して整流スイッチング素子を単にオンさせるだけでなく、整流スイッチング素子を流れる逆電流を阻止するために、強制的にオフさせるように構成している。
【００１１】
しかし、上記従来技術では、カレントトランスを流れる電流を監視して整流スイッチング素子をオンさせるため、立ち上りが遅く整流スイッチング素子の効率向上を果たせない。また、上記特許第２９７６１８０号公報では、カレントトランスに電流が流れると、バッファアンプを構成する一方のトランジスタを経由して、出力電圧がＭＯＳ型ＦＥＴのゲートに供給されるようになっているが、近年は出力電圧がＤＣ２Ｖや３．３Ｖなどの低電圧化の要求が高まっているので、こうした低出力電圧の下で整流スイッチング素子を駆動することができない。
【００１２】
そこで本発明は上記問題点に鑑み、軽負荷や無負荷の状態になっても、主スイッチング素子のスイッチングロスが大きくならず、しかも整流スイッチング素子の効率を向上するとともに、電源装置の低出力電圧化に対応できることを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明のスイッチング電源装置は、主スイッチング素子のオン時にトランスにエネルギーを蓄え、前記主スイッチング素子のオフ時に前記トランスに蓄えたエネルギーを出力側に送り出すスイッチング電源装置において、前記トランスの１次側に巻回される１次補助巻線と、前記主スイッチング素子と逆にオン・オフ動作する双方向導通性スイッチ素子からなる整流素子および平滑コンデンサからなり前記１次補助巻線に誘起した電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記トランスの２次巻線に接続される整流スイッチング素子と、この整流スイッチング素子を流れる電流を検出するカレントトランスと、前記トランスの２次側に巻回される２次補助巻線と、この２次補助巻線に発生した電圧を前記整流スイッチング素子にオン信号として供給する整流スイッチング素子駆動回路と、前記カレントトランスの２次巻線に発生した検出信号により、前記整流スイッチング素子を流れる電流が逆向きになる前に前記整流スイッチング素子をオフさせる整流スイッチング素子停止回路とを備えて構成される。
【００１４】
軽負荷や無負荷の状態では、主スイッチング素子のオフ時において、トランスに蓄えられたエネルギーが全て出力側に移ると、それまで１次補助巻線から整流素子を経て平滑コンデンサに一旦蓄えられたエネルギーが、前記１次補助巻線に向けて逆向きの電流として流れ、トランスの１次巻線から入力側に戻される。これにより、前記補助巻線と１次補助巻線で逆向きに電流を流す期間が確保され、主スイッチング素子への駆動信号のパルス幅の安定化が図られる。したがって、自励式のフライバックコンバータにおいては、軽負荷や無負荷の状態において、主スイッチング素子の発振周波数が極端に高くなることを防止でき、主スイッチング素子のスイッチングロスを低減できる。
【００１５】
また、整流スイッチング素子に電流が流れ始めると、整流スイッチング素子がインピーダンスの高いカレントトランスではなく、インピーダンスの低い２次補助巻線に誘起された電圧により急激に立ち上がるので、整流スイッチング素子は電流の流れが最大値に近い時点で素早くオンする。したがって、従来のカレントトランスによる駆動に比べて、整流スイッチング素子のオン抵抗を小さくすることができ、整流スイッチング素子ひいては電源装置の効率を向上できる。また、２次補助巻線に誘起した電圧を、そのまま整流スイッチング素子の駆動信号として供給しているので、出力電圧に左右されることなく、２次補助巻線のターン数を適宜変えるだけで、整流スイッチング素子をオンさせるに十分な電圧を供給することができ、電源装置の低出力電圧化に対応できる。しかも、整流スイッチング素子を流れる電流が逆向きになる前に、整流スイッチング素子はオフするので、逆電流の発生を確実に阻止できる。
【００１６】
【発明の実施形態】
以下、本発明におけるスイッチング電源装置の各実施例を添付図面を参照して説明する。図１から図３は本発明の第１実施例を示し、回路図をあらわしたした図１において、１は直流入力電圧を供給する直流電源、２は１次側と２次側とを絶縁するトランスであり、直流電源１の両端間にトランス２の１次巻線３と例えばＭＯＳ型ＦＥＴからなる主スイッチング素子４との直列回路が接続される。また、トランス２の２次巻線５には、同期整流回路を構成する整流素子として、例えばＭＯＳ型ＦＥＴからなる整流スイッチング素子６が接続される。そして、この整流スイッチング素子６と平滑コンデンサ７とにより、トランス２の２次側の整流平滑回路を構成している。なお、８は整流スイッチング素子６に内蔵するボディダイオード、＋Ｖｏ，−Ｖｏは、平滑コンデンサ７の両端間に接続した出力端子、Ｃは入力端子間に接続された入力コンデンサである。
【００１７】
本実施例は、いわゆるフライバック式ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を有し、主スイッチング素子４がオンすると、直流電源１からの入力電圧がトランス２の１次巻線に印加され、トランス２にエネルギーが蓄積される。一方、主スイッチング素子４がオフすると、トランス２に蓄えられたエネルギーが、整流スイッチング素子６またはボディダイオード８を通して、平滑コンデンサ７や出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏ間に接続する負荷（図示せず）に送り出されるようになっている。
【００１８】
11は、整流スイッチング素子６またはボディダイオード８を流れる電流を検出する電流検出器としてのカレントトランスである。カレントトランス11は、その１次巻線12をトランス２の２次巻線５と整流スイッチング素子６との間に挿入接続し、２次巻線13の両端間に抵抗14が接続される。そして、抵抗14の一端はコンデンサ15と抵抗16とを並列接続して構成されるスピードアップ回路17の一端が接続され、抵抗14の他端はカレントトランス11の１次巻線12から整流スイッチング素子６に至るラインに接続される。これらのカレントトランス11，抵抗14およびスピードアップ回路17は、カレントトランス11の２次巻線13に発生した検出信号により整流スイッチング素子６をオフさせる整流スイッチング素子停止回路18を構成している。
【００１９】
前記トランス２は、１次巻線３および２次巻線５の他に、独立した２次補助巻線としての補助巻線21を２次側に備えており、この補助巻線21に発生した電圧を前記整流スイッチング素子６にオン信号として供給する整流スイッチング素子駆動回路22が、補助巻線21から整流スイッチング素子６のゲートに至る間に設けられる。整流スイッチング素子駆動回路22は、補助巻線21の一端（非ドット側端子）に抵抗23とダイオード24との直列回路を接続し、ダイオード24のカソードに、抵抗25，26とＮＰＮ型のトランジスタ27とからなるインピーダンス変換回路としてのエミッタ・ホロワを接続し、トランジスタ27のエミッタを整流スイッチング素子６のゲートに接続している。また、一端をトランジスタ27のベースに接続した抵抗26の他端は、別のＰＮＰ型のトランジスタ28のエミッタが接続され、このトランジスタ28のエミッタと整流スイッチング素子６のゲートとの間に、放電用のダイオード29が接続されるとともに、トランジスタ28のエミッタ・ベース間に抵抗30が接続される。そして、トランジスタ28のベースが前記スピードアップ回路17の他端に接続され、トランジスタ28のコレクタと、前記補助巻線21の他端（ドット側端子）が、カレントトランス11の１次巻線12から整流スイッチング素子６に至るラインに接続される。
【００２０】
前記トランス２はさらに、独立した１次補助巻線としての補助巻線31を１次側に備えており、この補助巻線31には、前記主スイッチング素子４と逆にオン・オフ動作する双方向導通性スイッチ素子からなる整流素子32および平滑コンデンサ33からなり、前記補助巻線31に誘起した電圧を整流平滑する整流平滑回路34が接続されている。前記平滑コンデンサ33の両端間にはダミー抵抗35が接続される。36は前記主スイッチング素子４を駆動するために独立した発振回路を内臓した制御回路であり、この制御回路36は出力電圧Ｖｏの安定化を図るために出力電圧Ｖｏを検出する電圧検出回路37と共に電圧帰還制御ループを形成している。前記制御回路36と前記整流素子32との間に、前記整流素子32の駆動回路となるＮＯＴ回路38が挿入接続されている。前記整流素子32のソースがコンデンサ33の他端に接続する接地ラインに接続されると共に、整流素子32のドレインが補助巻線31のドット側端子に接続される。
【００２１】
上記構成につき、その同期整流回路の作用を図２の波形図を参照しながら説明する。なお、この図２において、最上段の波形（ａ）は主スイッチング素子４のゲート・ソース間電圧であり、以下、波形（ｂ）はカレントトランス11の１次巻線12から整流スイッチング素子６に至るラインを基準として、トランジスタ27のコレクタに発生する電圧であり、波形（ｃ）は抵抗14の両端間電圧であり、波形（ｄ）は整流用スイッチング素子６のゲート・ソース間電圧であり、波形（ｅ）はカレントトランス11の１次巻線12から整流スイッチング素子６に至るラインを基準として、トランジスタ28のエミッタに発生する電圧を示している。
【００２２】
図２に示すように、主スイッチング素子４のゲート・ソース間に所定の電圧が印加され、主スイッチング素子４がオンすると、トランス２の１次巻線３に入力電圧が印加され、２次巻線５および補助巻線21のドット側端子に正極性の電圧が誘起される。しかし、この場合はダイオード24がオフするので、整流スイッチング素子６はオフになる。また、ダイオード８もオフしているので、トランス２の２次巻線５ひいてはカレントトランス11の１次巻線12にも電流は流れず、トランジスタ27はオフし、トランジスタ28はオンする。結局、トランス２の１次巻線３には励磁電流だけが流れ、この励磁電流に見合うエネルギーがトランス２に蓄積されると共に、出力端子＋Ｖｏ，−Ｖｏに接続する負荷には、平滑コンデンサ７からエネルギーが出力電流として供給される。
【００２３】
その後、主スイッチング素子４のゲート・ソース間電圧がゼロになって、主スイッチング素子４がオフすると、トランス２の１次巻線３への入力電圧の印加が遮断されるので、今度は２次巻線５および補助巻線21の非ドット側端子に正極性の電圧が誘起される。すると、ボディダイオード８がオンして、トランス２の２次巻線５からカレントトランス11の１次巻線12およびボディダイオード８を経由して、平滑コンデンサ７や負荷にエネルギー（出力電流）が供給される。また、補助巻線21側に接続されたダイオード24もオンするので、補助巻線21から抵抗23およびダイオード24を通じて電流が流れる。
【００２４】
カレントトランス11の２次巻線13は補助巻線21に比べてターン数が多く、線材の断面積も小さいので、補助巻線21よりもインピーダンスが高い。そのため、インピーダンスの低い補助巻線21は電圧が急峻に立ち上がって、ダイオード24がオンし、トランジスタ27のベース電位が上昇して、このトランジスタ27が素早くオンする。これにより、補助巻線21に誘起した電圧は、整流スイッチング素子６の駆動信号として、この整流スイッチング素子６のゲートに素早く供給される。一方、抵抗14に発生する電圧は、トランジスタ28のベースのインピーダンスが低い関係で、補助巻線21の電圧よりも緩やかに立ち上がるので、トランジスタ28のベース電位は徐々に上昇し、やがてトランジスタ28はターンオフする。
【００２５】
トランス２の２次巻線５から発生する出力電流は、主スイッチング素子４のターンオフ直後に最大値に達し、その後この２次巻線５のインダクタンスに依存して傾斜降下する。本実施例では、前記整流スイッチング素子駆動回路22により、主スイッチング素子４のターンオフ直後になるべく近づくように、補助巻線21に誘起した電圧を整流スイッチング素子６に駆動信号として素早く供給することで、整流スイッチング素子６のオン抵抗を小さくして、効率を向上させることが可能になる。また、整流スイッチング素子６を通じて平滑コンデンサ７や負荷に出力電流を流すことにより、同期整流による損失の低減が図られる。
【００２６】
その後、カレントトランス11の２次巻線13に発生する電流波形すなわち抵抗14の両端間に発生する電圧波形は傾斜降下し、トランジスタ28のベース電位が低下する。そして、抵抗14の両端間に発生する電圧があるレベルにまで低下すると、スイッチ手段としてのトランジスタ28がオンする。そして、抵抗25，26の接続点（トランジスタ27のベース）の電位が急に低下して、トランジスタ27がカットオフし、整流スイッチング素子６への駆動信号の供給が遮断される。このとき、整流スイッチング素子６のゲートに蓄積した電荷は、ダイオード29，トランジスタ28およびダイオード８を介して出力側に速やかに放電される。このように、整流スイッチング素子６への駆動信号を遮断するタイミングは、カレントトランス11の２次巻線13に発生する検出信号が傾斜下降するのを利用して、この検出信号のレベルで決定される。
【００２７】
このように本実施例では、トランス２の２次巻線５に接続され、整流素子として整流スイッチング素子６を用いたスイッチング電源装置の同期整流回路において、整流スイッチング素子６を流れる電流を検出するカレントトランス11と、トランス２に巻回される補助巻線21と、補助巻線21に発生した電圧を整流スイッチング素子６にオン信号として供給する整流スイッチング素子駆動回路22と、カレントトランス11の２次巻線13に発生した検出信号により、整流スイッチング素子６を流れる電流が逆向きになる前に整流スイッチング素子６をオフさせる整流スイッチング素子停止回路18とを備えて構成される。
【００２８】
この場合、整流スイッチング素子６（ボディダイオード８）に電流が流れ始めると、整流スイッチング素子６がインピーダンスの高いカレントトランス11の２次巻線13ではなく、インピーダンスの低い補助巻線21に誘起された電圧により急激に立ち上がるので、整流スイッチング素子６は電流の流れが最大値に近い時点で素早くオンする。したがって、従来のカレントトランスによる駆動に比べて、整流スイッチング素子６のオン抵抗を小さくすることができ、整流スイッチング素子６ひいては電源装置の効率を向上できる。また、補助巻線21に誘起した電圧を、そのまま整流スイッチング素子６の駆動信号として供給しているので、出力電圧に左右されることなく、補助巻線21のターン数を適宜変えるだけで、整流スイッチング素子６をオンさせるに十分な電圧を供給することができ、電源装置の低出力電圧化に対応できる。しかも、整流スイッチング素子６を流れる電流が逆向きになる前の所定レベルで、整流スイッチング素子６はオフするので、逆電流の発生を確実に阻止できる。さらに、並列運転時において、他の電源装置からの出力電流の吸い込みも起こらない。
【００２９】
また本実施例における整流スイッチング素子駆動回路22は、補助巻線21と整流スイッチング素子６との間に、抵抗25，26とトランジスタ27とによるエミッタ・ホロワを接続して構成される。この場合、エミッタ・ホロワが補助巻線21と整流スイッチング素子６とのインピーダンスを整合する回路として作用するので、従来技術に比べ整流スイッチング素子６がより高速に立ち上がり、効率がさらに向上する。
【００３０】
図３は補助巻線31及び整流平滑回路34の動作を示したものである。なお、波形（ａ）は主スイッチング素子４のドレイン・ソース間の電圧であり、波形（ｂ）はトランス２の１次巻線３間の電圧、波形（ｃ）は主スイッチング素子４のゲート・ソース間の電圧、波形（ｄ）は整流素子32のゲート・ソース間の電圧、波形（ｅ）は主スイッチング素子４のドレインを流れる電流、波形（ｆ）は整流素子32のドレインを流れる電流を示している。また、実線は負荷が定格負荷の状態の時、破線は負荷が接続されていない無負荷の時を示している。
【００３１】
定格負荷の状態の場合は、補助巻線31から整流素子32を介してコンデンサ33に流れ込む電流Ｉは、補助巻線31の特性により徐々に低下するが、トランス２のエネルギーが２次巻線５から出力側に全て移らない限り、主スイッチング素子４がオンするまで電流Ｉはゼロのままとなる。
【００３２】
ところが、軽負荷や無負荷の状態では、トランス２に蓄えられたエネルギーが、２次巻線５から出力側に全て移ると、今度はコンデンサ33から補助巻線31に向けて逆向きの電流Ｉが流れる。その理由は、整流素子32であるＭＯＳ型ＦＥＴが、オン時にドレイン・ソース間で双方向に電流Ｉを流せる特性（双方向導通性）を有するからである。補助巻線31を逆向きの電流Ｉが流れると、トランス２の１次巻線３および２次巻線５のドット側端子に正極性の電圧が誘起され、ダイオード２４はオフする一方で、トランス２の一次側は、一次巻線３→コンデンサＣ→主スイッチング素子４に内蔵するボディダイオード（図示せず）→一次巻線３に至る閉回路が形成さる。したがって、前記逆向きの電流Ｉはトランス２の一次巻線３を介してコンデンサＣに戻される。その後、主スイッチング素子４がオンすると、それまで主スイッチング素子４のボディダイオードを流れていた電流が、主スイッチング素子４のソースからドレインに向けての逆向きの電流Ｉとなる。そして、コンデンサＣに蓄えられたエネルギーがトランス２を介して全てコンデンサＣ側に戻ると、主スイッチング素子４のドレインからソースに向けて正方向の電流が流れる。
【００３３】
そして、制御回路36からＨ（高）レベルの駆動信号を供給するときには、主スイッチング素子４をオンにする一方で、整流素子32をオフにし、逆に制御回路36からＬ（低）レベルの駆動信号を供給するときには、主スイッチング素子４をオフにする一方で、整流素子32をオンにして、主スイッチング素子４と整流素子32を交互にオン・オフさせる。軽負荷や無負荷の状態において、トランス２の補助巻線31と１次巻線３で逆向きに電流を流す期間が確保され、主スイッチング素子４への駆動信号のパルス幅の安定化が図られることから、電圧制御を行なっていない出力回路の出力電圧は、異常に上昇せず安定化する。また、自励式のフライバックコンバータにおいては、軽負荷や無負荷の状態において、主スイッチング素子４の発振周波数が極端に高くなることを防止でき、主スイッチング素子４のスイッチングロスを低減することが可能になる。
【００３４】
さらに、主スイッチング素子４に駆動信号を供給する駆動信号ラインと整流素子32のゲートすなわち制御端子との間に、ＮＯＴ回路38を接続するだけで、主スイッチング素子４と逆に整流素子32を簡単にオン・オフ動作させることが可能になる。
【００３５】
また、整流素子32をオン・オフする際の基準となるソース電位が、制御回路36の基準電位となる接地レベルと一致するため、整流素子32にドライブ信号を供給する制御回路36の構成を簡素化することができる。
【００３６】
図４は本発明の第２実施例を示し、上記実施例と同一部分に同一符号を用いて説明すると、この実施例では整流スイッチング素子駆動回路22と整流スイッチング素子停止回路18との間に、両回路を分離するダイオード39を挿入接続して構成される。なお、その他の構成は第１実施例と共通している。
【００３７】
カレントトランス11の２次巻線13に電流が発生した直後は、抵抗14の両端間に発生した電圧はダイオード39により遮断されてスイッチング素子駆動回路22に影響を与えることがなく、トランジスタ27がオンする一方で、トランジスタ28がオフし、補助巻線21に誘起された電圧が整流スイッチング素子６のゲートに駆動信号として供給される。その後、カレントトランス11の２次巻線13に発生する電流波形が傾斜下降すると、抵抗14の両端間の電圧が同じように傾斜降下してダイオード31がオンする。これにより、トランジスタ27がオフすると共に、トランジスタ28がオンし、整流スイッチング素子６のゲートにチャージされている電荷がダイオード19，トランジスタ28を通して放電し、整流スイッチング素子６はオフする。このように本実施例では、整流スイッチング素子６をオンさせるときに、整流スイッチング素子停止回路18から外部への信号の送り出しを遮断するダイオード31を設けるだけで、整流スイッチング素子６のオン，オフ動作の一層の安定化を簡単に図ることができる。
【００３８】
図５および図６は本発明の第３実施例を示し、上記実施例と同一部分に同一符号を用いて説明する。図５の回路図において、この実施例では整流スイッチング素子駆動回路40として、ＰＮＰ型のトランジスタ41のコレクタを、抵抗43を介してＮＰＮ型のトランジスタ42のベースに接続すると共に、このトランジスタ41のベースをコレクタに直接接続したいわゆるサイリスタ（ＳＣＲ）回路44を、前記第１および第２実施例のエミッタ・ホロワ回路に代えて接続した点が注目される。そして、トランジスタ41のベース・エミッタ間には抵抗45が接続され、この抵抗４５とトランジスタ41のエミッタとの接続点が、前記ダイオード24のカソードに接続され、トランジスタ41のコレクタとトランジスタ42のエミッタが、前記整流スイッチング素子６のゲートに接続され、トランジスタ42のエミッタ・ベース間に、前記放電用のダイオード29が接続される。さらに、トランジスタ42のベースがトランジスタ28のエミッタに接続され、このトランジスタ28のエミッタとダイオード24のカソードとの間に、抵抗46とコンデンサ47の並列回路が接続される。その他の構成は、図４に示す第２実施例と同じである。
【００３９】
第１実施例や第２実施例におけるエミッタ・ホロワを用いた回路では、図６の一点鎖線で示すように、抵抗14の両端間電圧が下がるのに伴なって、トランジスタ27のベース電位が低下し、整流スイッチング素子６のゲート・ソース間電圧も傾斜下降するが、本実施例のサイリスタ回路44は、補助巻線21に電圧が誘起して、この電圧を整流スイッチング素子６のゲートに駆動電圧として一旦供給すると、整流スイッチング素子６のゲート電位はそのまま保持され、図６の実線のように略矩形波形になる。したがって、整流スイッチング素子６のオン抵抗が小さいままになり、一層効率の向上を図ることができる。なお、サイリスタ回路44の構成素子は、実施例中のものに限られない。
【００４０】
図７および図８は本発明の第４実施例を示し、上記実施例と同一部分に同一符号を用いて説明する。図６の回路図において、この実施例では前記整流スイッチング素子停止回路18における抵抗14に代わって、カレントトランス11の２次巻線13に発生した検出信号を微分するコンデンサ51と抵抗52からなる微分回路53を、カレントトランス11の２次巻線13間に接続して構成される。なお、その他の構成は前記第３実施例と同じである。
【００４１】
第１〜第３実施例では、抵抗14の両端間電圧が図８の破線で示すような波形になるが、本実施例では図８の実線で示す波形のように、カレントトランス11の２次巻線13に発生する電流の立上がりと立ち下がりで、抵抗52の両端間に正負のトリガ信号が発生する。したがって、負のトリガ信号が発生したときに、整流スイッチング素子６をオフさせるように構成すれば、整流スイッチング素子６のオン・オフ動作の一層の安定化を図ることができる。なお、微分回路53の構成素子は、第４実施例のものに限られない。
【００４２】
図９は本発明の第５実施例を示し、上記実施例と同一部分に同一符号を用いて説明する。この実施例では整流素子32を主スイッチング素子４と逆にオン・オフ動作する回路として、整流素子32のソースが補助巻線31の非ドット側端子に接続され、整流素子32のドレインがコンデンサ33の一端の電圧供給ラインに接続されている。なお、その他の構成は図１と同じである。そして、この実施例においても軽負荷や無負荷の状態になっても、主スイッチング素子のスイッチングロスが大きくならないという第１実施例と同様な効果を有する。
【００４３】
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲において種々の変形実施が可能であり、整流素子としてスイッチ素子を用いて同期整流を行なう種々のタイプのスイッチング電源装置に適用できる。また、ボディダーオード８の代わりに、外付けのダイオードを接続してもよい。また主スイッチング素子は例えばバイポーラトランジスタを用いることも可能である。
【００４４】
【発明の効果】
本発明のスイッチング電源装置によれば、整流スイッチング素子の効率を向上するとともに、電源装置の低出力電圧化に対応でき、また軽負荷や無負荷の状態になっても、主スイッチング素子のスイッチングロスが大きくならないスイッチング電源装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例を示す回路図である。
【図２】本発明の第１実施例を示す各部の波形図である。
【図３】本発明の第１実施例を示す各部の波形図である。
【図４】本発明の第２実施例を示す回路図である。
【図５】本発明の第３実施例を示す回路図である。
【図６】本発明の第３実施例を示す要部の波形図である。
【図７】本発明の第４実施例を示す回路図である。
【図８】本発明の第４実施例を示す要部の波形図である。
【図９】本発明の第５実施例を示す回路図である。
【図１０】従来例を示す回路図である。
【図１１】従来例を示す要部の波形図である。
【符号の説明】
２トランス
６整流スイッチング素子
11 カレントトランス
18 整流スイッチング素子停止回路
21 補助巻線（２次補助巻線）
22 整流スイッチング素子駆動回路
31 補助巻線（１次補助巻線）
34 整流平滑回路

Claims

主スイッチング素子のオン時にトランスにエネルギーを蓄え、前記主スイッチング素子のオフ時に前記トランスに蓄えたエネルギーを出力側に送り出すスイッチング電源装置において、前記トランスの１次側に巻回される１次補助巻線と、前記主スイッチング素子と逆にオン・オフ動作する双方向導通性スイッチ素子からなる整流素子および平滑コンデンサからなり前記１次補助巻線に誘起した電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記トランスの２次巻線に接続される整流スイッチング素子と、この整流スイッチング素子を流れる電流を検出するカレントトランスと、前記トランスの２次側に巻回される２次補助巻線と、この２次補助巻線に発生した電圧を前記整流スイッチング素子にオン信号として供給する整流スイッチング素子駆動回路と、前記カレントトランスの２次巻線に発生した検出信号により、前記整流スイッチング素子を流れる電流が逆向きになる前に前記整流スイッチング素子をオフさせる整流スイッチング素子停止回路とを備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。