JP5408161B2

JP5408161B2 - 自励式スイッチング電源回路

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Inventors: 克彦興津; 俊裕飴井; 健二波多野
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Description

本発明は、自励式スイッチング電源回路に関し、更に詳しくは、トランスの一次巻線の励磁電流を停止させた際に、トランスに蓄積されたエネルギーを二次出力巻線から負荷へ放出するフライバック型の自励式スイッチング電源回路に関するものである。

スイッチング電源回路は、商用交流電圧を直流電圧に変換して出力する安定化電源として、ＤＣ−ＤＣコンバータを備えたバッテリーチャージャーやモーターなどに用いられている。スイッチング素子の駆動方式（スイッチング方式）を大別すると、自励発振方式と他励発振方式とに分けられ、自励発振方式は、トランスなどのインダクタンス部品の帰還巻線に表れる電圧を、駆動信号としてスイッチング素子の制御端子に正帰還させ、発振動作を行うものであり、この自励発振方式を採用する自励式スイッチング電源回路が従来から知られている（特許文献１）。

この従来の自励式スイッチング電源回路１００を図８を用いて説明すると、自励式スイッチング電源回路１００は、ブリッジ整流器７と平滑コンデンサ１とからなるコンデンサインプット型整流平滑回路を電源スイッチ４を介して商用交流電源ＡＣに接続し、商用交流電圧を整流平滑化した不安定な直流電圧を平滑コンデンサ１の高圧側端子１ａと低圧側端子１ｂ間に発生させ、直流入力電源としている。

２は、トランスで、その一次側に一次巻線２ａと、一次巻線２ａと同一方向に巻回された第１帰還巻線２ｂ、及び一次巻線２ａと逆方向に巻回され第２帰還巻線２ｄが配設され、二次側に二次出力巻線２ｃが配設されている。また、３は、発振用電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと記す）である。２１は、回路起動時において、このＦＥＴ３のゲートに順方向バイアス（換言すればスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨ以上のゲート電圧）を与えるために用いられている起動用抵抗であり、起動用抵抗２１に直列に接続された電気抵抗２５は、起動用抵抗２１に対して小さい抵抗値であり、これにより平滑コンデンサ１の充電電圧（直流入力電源の入力電圧）を分圧し、低い直流電圧が出力された場合には、回路が起動しないようにしている。

６は、ゲートへの過大入力を防ぐツェナダイオード、１２は、帰還抵抗１１とともに、帰還巻線２ｂとＦＥＴ３のゲートとの間に直列に接続される起動用コンデンサ、２４は、ゲートへの過大入力を阻止する為の電気抵抗、５は、コレクタをゲートへエミッタを低圧側端子１ｂへ接続したオフ制御トランジスタ素子である。このオフ制御トランジスタ５のベースは、ＦＥＴ３と一次電流検出抵抗５１の接続点に電気抵抗５２を介して接続するとともに、オフ制御用コンデンサ５３を介して低圧側端子１ｂに接続している。

二次出力巻線２ｃ側には、整流用ダイオードと平滑コンデンサからなる出力側整流平滑回路２６が接続され、二次出力巻線２ｃの出力を整流平滑化して、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間へ出力する。

このように構成された自励式スイッチング電源回路１００は、電源スイッチ４をＯＮとして商用交流電源ＡＣに接続した起動時から、ブリッジ整流回路６で全波整流した正弦波電圧で平滑コンデンサ１が充電され、平滑コンデンサ１の高圧側端子１ａと低圧側端子１ｂ間に、図９に示すように、０Ｖから１４１Ｖに向かって上昇する直流入力電源の入力電圧が表れる。直流入力電源の入力電圧が上昇すると、起動用抵抗２１を介して起動用コンデンサ１２が充電され（図中下の電極が＋で上が−の極性）、起動用コンデンサ１２の充電電圧は徐々に上昇し、図１１示すように、ＦＥＴ３のゲート電圧が上昇する。起動用コンデンサ１２の充電電圧がスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨに達し、ＦＥＴ３のゲートに順方向バイアス電圧が印加されると、ＦＥＴ３がターンオンする。

ＦＥＴ３がターンオンし、直列に接続された一次巻線２ａに平滑コンデンサ（直流入力電源）１から励磁電流が流れ始めると、トランス２の各巻線には誘導起電力が生じ、トランス２に励磁エネルギーが蓄積される。一次巻線２ａに流れる電流が上昇することにより、オフ制御用コンデンサ５３が一次電流検出抵抗５１の両端の電圧で充電され、オフ制御トランジスタ５のベース電圧が上昇する。このＦＥＴ３のオン期間中は、帰還巻線２ｂに発生する誘起電圧が、起動用コンデンサ１２の充電電圧に重畳し、ＦＥＴ３のゲート電圧をそのスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨ以上の電圧に維持する。

一次巻線２ａに流れる電流は、ＦＥＴ３がターンオンした後の経過時間に比例して上昇し、一次電流検出抵抗５１の両端の電圧で充電されるオフ制御用コンデンサ５３の充電電圧も上昇し、オフ制御トランジスタ５のベース電圧が所定のバイアス電圧に達すると、オフ制御トランジスタ５はオン動作する。その結果、オフ制御トランジスタ５のコレクタ−エミッタ間が導通状態になり、ＦＥＴ３のゲートは、実質的に低圧側端子１ｂと短絡状態となり、ＦＥＴ３はターンオフする。

ＦＥＴ３がターンオフし、トランス２に流れる電流が実質的に遮断されると、各巻線にはいわゆるフライバック電圧（誘導逆起電力）が生じ、二次出力巻線２ｃに発生するフライバック電圧は、出力側平滑整流回路２６により整流平滑化され、出力線２０ａ、２０ｂ間に接続される負荷に供給される電力として出力される。このオフ期間中に、起動用コンデンサ１２は、ツェナダイオード６、帰還抵抗１１を充電路とする帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧と、起動用抵抗２１を充電路とする平滑コンデンサ１の充電電圧（直流入力電源の入力電圧）とにより充電される。

誘導逆起電力によって二次出力巻線２ｃに蓄積されていた電気的エネルギーの放出が終わると、ゲートに対して逆バイアスとして作用していた帰還巻線２ｂのフライバック電圧が降下し、オフ期間中に起動用コンデンサ１２に充電された充電電圧により、ＦＥＴ３のゲート電圧がスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨを越え、ＦＥＴ３が再びターンオンし、このようにして一連の発振動作が繰り返される。

上述のように、オフ期間中の起動用コンデンサ１２は、帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧と平滑コンデンサ１とから充電されるが、商用交流電源ＡＣに接続した起動直後は、直流入力電源の入力電圧にほぼ比例するフライバック電圧は低く、専ら起動用抵抗２１を介して平滑コンデンサ１に表れる直流入力電源から充電される。

一方、起動用抵抗２１には、ＦＥＴ３の動作状態にかかわらず、常に平滑コンデンサ１から放電電流が流れるので、起動用抵抗２１による電力消費を低下させるために１０ＭΩ以上の高抵抗値の抵抗が用いられる。従って、起動当初は、起動用コンデンサ１２の充電速度も遅く、図１０、図１１に示すように、０．７乃至１．８ｍｓｅｃ程度のオフ期間が必然的に発生する間欠発振を繰り返す。

この自励式スイッチング電源回路１００は、出力線２０ａ、２０ｂに流れる出力電流を監視する電流監視回路５４と、出力線２０ａ、２０ｂ間の出力電圧を監視する電圧監視回路５５を有し、これらの監視値からトランス２の一次側で、出力電流と出力電圧を一定値である設定電流及び設定電圧以下に制御する出力制御回路５６を備えている。

すなわち、出力制御回路５６は、オフ期間中にトランス２の第２帰還巻線２ｄに発生するフライバック電圧で充電される駆動用コンデンサ３７を備え、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂに流れる出力電流若しくはこれらの間の出力電圧が設定電流若しくは設定電圧を越えると、フォトカプラ発光素子３５が発光し、フォトカプラ発光素子３５にフォトカップルするフォトカプラ受光素子３６は、駆動用コンデンサ３７からオフ制御トランジスタ５のベースへその受光量に比例した放電電流を流す。

その結果、ＦＥＴ３がターンオンした後、一次巻線電流が流れることによる一次電流検出抵抗５１に発生する電圧に、上記放電電流が電気抵抗５２を流れることによる電圧がオフ制御トランジスタ５のベースに加わり、ベース電圧の上昇が加速される。これにより、オフ制御トランジスタ５は、速やかにオン動作してＦＥＴ３がターンオフするので、オン時間が短縮され、出力電流若しくは出力電圧が低下して設定電流と設定電圧以下となることで定電流制御と定電圧制御が行われる。

このうち設定電圧は、出力線２０ａ、２０ｂ間に接続される負荷の動作電圧に設定され、設定電流は、自励式スイッチング電源回路１００の各回路素子を保護するため、負荷が安定して動作する際の動作電流より高い値に設定される。

自励式スイッチング電源回路１００の出力電流と出力電圧は、電源スイッチ４をＯＮとしてスイッチ商用交流電源ＡＣに接続した起動時から、上述したように間欠発振動作を繰り返しながら、出力電流が徐々に上昇し、図１２のＰＳ’で示すように、設定電流に達すると定電流制御下で徐々に出力電圧が上昇する。その後、出力電圧が負荷の動作電圧である設定電圧に達すると、定電圧制御化で出力電流が徐々に減少し、負荷の動作電流に達したときに、発振動作を繰り返しながら、負荷に見合った出力電圧と出力電流を安定出力する。

特許第３６９１４７８号公報

この従来の自励式スイッチング電源回路１００の出力線２０ａ、２０ｂ間には、種々の負荷が接続されるが、モーターやＤＣ−ＤＣコンバータのような負荷は、安定動作するまでの動作電圧と動作電流が比例せず、例えば、図１２にＬで示すように、初期の動作電流が０．４Ａ程度と高く、その後、動作電圧の上昇に伴って動作電流が緩やかに低下して、動作電圧５．５Ｖ、動作電流０．１８Ａ前後（図中Ｓ１）で安定動作を行う。

一方、自励式スイッチング電源回路１００は、商用交流電源ＡＣに接続した起動直後に間欠発振動作を繰り返すので、その出力特性は、図１２のＰＳ’で示すように、起動後の初期出力電流（短絡電流）が０．０２Ａ程度と低く、その後０．４Ｖ程度の出力電圧のまま出力電流が上昇する。従って、間欠発振動作を繰り返しながら、出力電流が上昇する図中Ｓ２において、その出力電圧と出力電流が、図中Ｌで示す負荷の動作特性に一致し、これを越えた電力を発生させる必要がないので、間欠発振動作の状態を繰り返す。その結果、自励式スイッチング電源回路１００の出力は、負荷が安定動作する図中Ｓ１に達することがなく、いわゆる起動不良となる。

このような起動不良は、起動直後から起動用コンデンサ１２の充電速度を上げて、間欠発振動作のオフ期間を短縮し、初期出力電流（短絡電流）を高くすることにより防止できるが、起動用抵抗２１の抵抗値を下げる必要があり、抵抗値を下げた起動用抵抗２１を用いると、負荷が接続されていない待機中であっても電流が流れることから待機消費電力が上昇してしまうという別の課題が生じる。

本発明は、このような従来の問題点を考慮してなされたものであり、高抵抗値の起動用抵抗を用いて待機消費電力を低下させたまま、起動直後から連続発振動作に移行し、起動不良が発生しない自励式スイッチング電源回路を提供することを目的とする。

上述の目的を達成するため、請求項１に記載の自励式スイッチング電源回路は、高圧側端子と低圧側端子間に、商用交流電源を整流平滑化した直流入力電源を発生させる平滑コンデンサと、一次巻線と二次出力巻線と帰還巻線を有するトランスと、前記高圧側端子と低圧側端子間に、一次巻線と直列に接続された発振用電界効果トランジスタと、前記高圧側端子と発振用電界効果トランジスタのゲート間に接続された起動用抵抗と、一側が前記低圧側端子に接続する帰還巻線の他側と発振用電界効果トランジスタのゲート間に接続され、発振用電界効果トランジスタをオン制御する電圧をゲートへ印加する起動用コンデンサと、発振用電界効果トランジスタのゲートと前記低圧側端子間に接続され、発振用電界効果トランジスタがターンオンした所定時間後に、起動用コンデンサの充電電圧を放電し、発振用電界効果トランジスタをオフ制御する制御用スイッチング素子とを備え、発振用電界効果トランジスタがターンオフして二次出力巻線に発生するフライバック電圧を、整流平滑化して出力する自励式スイッチング電源回路において、前記高圧側端子と発振用電界効果トランジスタのゲートとの間に、起動用抵抗と並列にバイパス充電回路を接続し、バイパス充電回路は、直流入力電源の電圧が上昇する過渡期間の少なくとも一期間中に、前記高圧側端子から起動用コンデンサを充電する充電電流を流すことを最も主要な特徴とする。

商用交流電源に接続した起動直後は、平滑コンデンサの充電電圧である直流入力電源の入力電圧は、０Ｖからピーク電圧まで上昇し、この０Ｖから上昇する過渡期間の少なくとも一期間に、起動用抵抗を介した充電路に加えて、バイパス充電回路を介した充電路で起動用コンデンサが充電される。その結果、高抵抗値の起動用抵抗を用いても、発振用電界効果トランジスタがターンオフしてから次にターンオンするまでのオフ期間が短縮され、過渡期間中であっても連続発振動作を行うので、起動直後に負荷の動作電流を上回る初期出力電流を出力し、起動不良が発生しない。

直流入力電源の電圧がピーク値に達するまでの過渡期間が経過した後の直流入力電源の電圧は、商用交流電源の半周期を周期としたリプル電圧が重畳する定常状態に移行し、定常状態に移行した後は、バイパス充電回路に流れる充電電流が停止するので、高抵抗値の起動用抵抗とすることにより、消費電力が低下する。

また、請求項２に記載の発明は、バイパス充電回路が、直列に接続した起動用補助抵抗と結合コンデンサとからなることを特徴とする。

起動用補助抵抗が直列に接続されることにより、結合コンデンサの充電電圧は、過渡期間に直流入力電源の入力電圧との間に電位差が生じ、結合コンデンサを充電する充電電流が直列に接続された起動用補助抵抗を介して起動用コンデンサに流れ、起動用コンデンサを補助充電する。

一方、直流入力電源の入力電圧が、定常状態でほぼ安定すると、結合コンデンサは飽和して、直流入力電源の電圧との電位差がなくなるので、起動用補助抵抗に充電電流が流れない。

また、請求項３に記載の発明は、過渡期間が経過した後の直流入力電源の電圧よりツェナ電圧が低いツェナダイオードを、パイパス充電回路に直列に接続したことを特徴とする。

起動後に０Ｖから上昇する直流入力電源の電圧がツェナ電圧に達するまでは、結合コンデンサに充電電流が流れず、ツェナダイオードが結合コンデンサに直列に接続されることにより、過渡期間中の結合コンデンサの充電電圧と直流入力電源の電圧との電位差が減少する。その結果、パイパス充電回路から起動用コンデンサを充電する充電電流が減少するので、バイパス充電回路を設けることにより加速される起動用コンデンサの充電速度をツェナダイオードのツェナ電圧で遅らせることができる。

請求項１の発明によれば、高抵抗値の起動用抵抗を用いても、起動直後の直流入力電源の電圧が上昇する過渡期間に連続発振動作に移行させることができ、消費電力を増加させることなく、起動不良の発生を防止できる。

請求項２の発明によれば、起動用補助抵抗と結合コンデンサを直列に接続する簡単な構成で、起動直後の過渡期間に起動用コンデンサを充電する充電電流が流れ、過渡期間が経過した後に、自然に充電電流が停止するバイパス充電回路を形成できる。

請求項３の発明によれば、起動直後の起動用コンデンサの充電速度をツェナダイオードのツェナ電圧で任意に調整できるので、発振用電界効果トランジスタがターンオフしてからターンオンするまでのオフ期間を調整でき、トランスのエネルギー放出によって各巻線の極性が反転する前にターンオンし各回路素子に過大な逆電流が流れることを防止できる。

本発明の一実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路１０の回路図である。自励式スイッチング電源回路１０の要部回路図である。自励式スイッチング電源回路１０が起動した直後の直流入力電源１の入力電圧Ｖ_ＩＮと結合コンデンサ９の充電電圧Ｖ_Ｃを比較して示す波形図である。同起動直後のＦＥＴ３のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓを示す波形図である。同起動直後のＦＥＴ３のドレイン−ソース間の電流Ｉｄｓを示す波形図である。同起動直後のＦＥＴ３のゲート−ソース間の電圧Ｖｇｓを示す波形図である。自励式スイッチング電源回路１０の出力特性ＰＳと負荷の動作特性Ｌを示す波形図である。従来の自励式スイッチング電源回路１００の回路図である。自励式スイッチング電源回路１００が起動した直後のＦＥＴ３のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓを示す波形図である。同起動直後のＦＥＴ３のドレイン−ソース間の電流Ｉｄｓを示す波形図である。同起動直後のＦＥＴ３のゲート−ソース間の電圧Ｖｇｓを示す波形図である。自励式スイッチング電源回路１００の出力特性ＰＳ’と負荷の動作特性Ｌを示す波形図である。

以下、本発明の一実施の形態を図１乃至図７を用いて詳細に説明する。図１は、本発明の一実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路１０の構成を示す回路図である。本実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路１０は、図８で示した従来の自励式スイッチング電源回路１００と主要な回路及び回路素子が共通するものであるので、同一の構成には同一の番号を付けて、その詳細な説明を省略する。

図１に示すように、自励式スイッチング電源回路１０は、電源スイッチ４を介してブリッジ整流器７と平滑コンデンサ１からなるコンデンサインプット型整流平滑回路を１００Ｖの商用交流電源ＡＣに接続するもので、ピーク値が１４１Ｖの交流電圧をブリッジ整流器７で全波整流し、正弦波の半周期を繰り返す波形の電圧で平滑コンデンサ１を充電して平滑化し、平滑コンデンサ１の高圧側端子１ａと低圧側端子１ｂ間に発生するリプル電圧が重畳された直流電圧を、直流入力電源（以下、平滑コンデンサ１を単に直流入力電源といい、平滑コンデンサ１の充電電圧を入力電圧という）としている。従って、直流入力電源の入力電圧は、電源スイッチ４を閉じ、自励式スイッチング電源回路１０が商用交流電源ＡＣに接続した起動直後の０Ｖから１４１Ｖのピーク値に向かって上昇し（以下、商用交流電源ＡＣに接続する前の電圧からピーク値まで上昇する期間を過渡期間という）、ピーク値に達すると、商用交流電源ＡＣを全波整流した電圧波形により平滑コンデンサ１が充放電を繰り返し、ピーク値の近傍でリプル電圧波形が表れる定常状態に移行する。

トランス２の一次巻線２ａは、発振用電界効果型トランジスタ（以下、ＦＥＴという）３と直列に、直流入力電源１に対して接続され、ＦＥＴ３のオンオフ動作によって、一次巻線２ａに流れる電流がオンオフ制御される。ＦＥＴ３は、ここではＭＯＳＦＥＴが用いられ、ドレインを一次巻線２ａに接続し、ソースを一次電流検出抵抗５１を介して直流入力電源１の低圧側端子１ｂに接続している。

また、ゲートは、直流入力電源１に対して直列に接続された起動用抵抗２１と電気抵抗２５の接続点Ｊ１に、ゲートへの過大入力を阻止する電気抵抗２４を介して接続している。起動用抵抗２１と電気抵抗２５のそれぞれの抵抗値は、図８に示す従来の回路と同様に、１４．１ＭΩと７５０ｋΩであり、これにより１４１Ｖ前後の不安定な直流入力電源１が起動用抵抗２１と電気抵抗２５の両端に加わえられても、起動用抵抗２１には約９．５μＡの微弱な電流が流れるだけであり、起動用抵抗２１による電力消費を著しく低下させることができる。

起動用抵抗２１と電気抵抗２５の接続点Ｊ１と、第１帰還巻線２ｂの間には、ＦＥＴ３のオン動作に作用する起動用コンデンサ１２及び帰還抵抗１１が直列に接続され、第１帰還巻線２ｂの他側は、直流入力電源１の低圧側端子１ｂに接続している。

本実施の形態では、従来の回路と異なり、図２に示すように、この起動用コンデンサ１２と帰還抵抗１１の接続点Ｊ２と直流入力電源１の高圧側端子１ａ間に、バイパス充電回路１４を構成する起動用補助抵抗８及び結合コンデンサ９と、ツェナダイオード１５を直列に接続している。

ここで、起動用補助抵抗８の抵抗値は、４７０ｋΩ、結合コンデンサ９の容量は０．００４７μＦとして、結合コンデンサ９が飽和するまでの時間を、後述するように、起動後過渡期間が経過するまでの５ｍｓｅｃより長い１４ｍｓｅｃ前後としている（図３参照）。

また、ツェナダイオード１５は、カソードを高圧側端子１ａ側のバイパス充電回路１４に、アノードを接続点Ｊ２に接続し、これにより直流入力電源１の電圧がツェナダイオード１５のツェナ電圧に達するまでは、過渡期間中であってもバイパス充電回路１４に充電電流が流れないようにしている。従って、ツェナ電圧は、少なくとも１４１Ｖのピーク値より低く、ここでは、ツェナ電圧が３９Ｖのツェナダイオード１５を用いている。

起動用抵抗２１と電気抵抗２５の接続点Ｊ１と低圧側端子１ｂ間には、ＦＥＴ３のゲート電圧を低下させてオフ制御するスイッチング素子であるオフ制御トランジスタ５が配置されている。ここでは、オフ制御トランジスタ５として、コレクタを接続点Ｊ１へ、エミッタを低圧側端子１ｂへ接続させたＮＰＮ型トランジスタを用いている。オフ制御トランジスタ５のベースは、オフ制御用コンデンサ５３を介して低圧側端子１ｂに接続するとともに、電気抵抗５２を介して一次電流検出抵抗５１の高圧側に接続し、一次電流検出抵抗５１による電圧降下が一定値以上となると、オフ制御用コンデンサ５３の充電電圧で表されるベース電圧が上昇し、オフ制御トランジスタ５がオン動作するようになっている。

第２帰還巻線２ｄの一側は、直列に接続された整流ダイオード５４と駆動用コンデンサ３７を介して直流入力電源１の低圧側端子１ｂに接続し、また他側は、直接直流入力電源１の低圧側端子１ｂに接続し、これにより閉ループが形成される。整流ダイオード５４は、駆動用コンデンサ３７との接続方向を順方向として配設され、第２帰還巻線２ｄに発生するフライバック電圧で駆動用コンデンサ３７が充電されるようになっている。整流ダイオード５４と駆動用コンデンサ３７の接続点は、フォトカプラ受光素子３６を介してオフ制御トランジスタ５のベースへ接続している。

フォトカプラ受光素子３６は、トランス２の二次側のフォトカプラ発光素子３５とフォトカップルして動作するもので、フォトカプラ発光素子３５からの光を受光している間に、駆動用コンデンサ３７から放電される放電電流をその受光量に比例して流す。

トランスの二次出力巻線２ｃには、二次出力巻線２ｃと直列に整流用ダイオードと、二次出力巻線２ｃと並列に平滑コンデンサとからなる出力側整流平滑回路２６が接続している。

出力電圧監視回路５５は、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間の出力電圧が所定の値に設定した設定電圧となったときに、直列に接続された分圧抵抗３０、３１の分圧抵抗３１による電圧降下が、ＮＰＮトランジスタ３２が能動状態で動作するように、分圧抵抗３０、３１の各抵抗値が定められている。従って、出力電圧が設定電圧を超えると、その差電圧に比例する電流がフォトカプラ発光素子３５に流れ、フォトカプラ発光素子３５は、差電圧に応じた発光量で発光する。

出力電流監視回路５４は、低圧側出力線２０ｂにシャント抵抗３３が直列に接続され、シャント抵抗３３に流れる出力電流が所定の値に設定した設定電流となったときに、シャント抵抗３３による電圧降下で、ＮＰＮトランジスタ３４が能動状態で動作するように定められている。従って、出力電流が設定電流を超えると、その差電流に比例する電流がフォトカプラ発光素子３５に流れ、フォトカプラ発光素子３５は、差電流に応じた発光量で発光する。

フォトカプラ発光素子３５は、前述したようにトランス２の一次側のフォトカプラ受光素子３６とフォトカップリングしている。その結果、出力電流が設定電流を越え、若しくは出力電圧が設定電圧を超えると、ＦＥＴ３のオン期間中に、ターンオン前に充電されていた駆動用コンデンサ３７から、その超えた値に応じた放電電流を電気抵抗５２と一次電流検出抵抗５１へ流す。電気抵抗５２に放電電流が流れることにより、オフ制御用コンデンサ５３の充電が加速され、オフ制御用コンデンサ５３が速やかにオン動作することによりＦＥＴ３のオン期間が短縮される。その結果、オン期間中にトランス２に蓄積されるエネルギーが減少し、設定値を超えていた出力電圧若しくは出力電流は設定電圧若しくは設定電流となるように制御される。

以下、このように構成された自励式スイッチング電源回路１０の動作を、特に電源スイッチ４を閉じ操作し、商用交流電源ＡＣに接続させた起動直後の動作を中心に説明する。電源スイッチ４をＯＮとして商用交流電源ＡＣに接続すると、ブリッジ整流回路７で整流された正弦波の半周期を繰り返す正弦波電圧により平滑コンデンサ１が充電される。平滑コンデンサ１に接続される抵抗成分を無視すれば、高圧側端子１ａと低圧側端子１ｂ間に、図９に示すように、０Ｖから１４１Ｖに向かって上昇する正弦波形の直流入力電源の入力電圧Ｖ_ＩＮが表れる。

直流入力電源１の入力電圧Ｖ_ＩＮが上昇する過渡期間には、直流入力電源１から起動用抵抗２１を介して起動用コンデンサ１２が充電される（図中下の電極が＋で上が−の極性）。このとき、起動用コンデンサ１２と帰還抵抗１１の接続点Ｊ２と直流入力電源１の高圧側端子１ａ間にも直流入力電源１の入力電圧Ｖ_ＩＮが加わるが、ツェナダイオード１５のツェナ電圧（３９Ｖ）に達するまでは、この間に電流が流れない。つまり、図３に示すように、直流入力電源１の入力電圧Ｖ_ＩＮが０Ｖから３９Ｖのツェナ電圧に達するまでの結合コンデンサ９の両端の充電電圧Ｖ_Ｃは、直流入力電源１の入力電圧Ｖ_ＩＮに一致し、起動用コンデンサ１２は、起動用抵抗２１に流れる充電電流のみで充電される。

起動用コンデンサ１２の充電電圧が徐々に上昇し、その充電電圧がＦＥＴ３のスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨに達すると、ＦＥＴ３のゲートに順方向バイアス電圧が印加され、ＦＥＴ３がターンオンする（ドレイン−ソース間が導通する）。ＦＥＴ３がターンオンし、直列に接続された一次巻線２ａに直流入力電源１から励磁電流が流れ始めると、トランス２の各巻線に誘導起電力が生じ、トランス２にエネルギーが蓄積される。帰還巻線２ｂに発生する誘起電圧は、起動用コンデンサ１２の充電電圧と重畳し、ＦＥＴ３のゲート電圧をそのスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨ以上の電圧（オン電圧）に維持する。

ＦＥＴ３がオン動作しているオン期間中は、励磁電流が流れることによる一次電流検出抵抗５１の両端の電圧で、オフ制御用コンデンサ５３が充電され、ターンオン後の経過時に比例して上昇する励磁電流に伴って、オフ制御用コンデンサ５３の充電電圧も上昇する。その充電電圧がオフ制御トランジスタ５のバイアス電圧に達すると、コレクタ−エミッタ間が導通状態になり、ＦＥＴ３のゲートはオフ制御トランジスタ５によって実質的に短絡状態となり、ＦＥＴ３がターンオフする。

ＦＥＴ３のターンオフに伴って、各巻線には、いわゆるフライバック電圧（誘導逆起電力）が発生するが、平滑コンデンサ１への充電が進む過渡期間中、とりわけ、その初期段階では、直流入力電源１の入力電圧Ｖ_ＩＮが十分に上昇していないため、トランス２に蓄積されるエネルギーが少なく、フライバック電圧の電圧値が小さい。従って、この期間では、帰還巻線２ｂのフライバック電圧による起動用コンデンサ１２への充電が十分に行われない。

その一方で、平滑コンデンサ１への充電が進む過渡期間中に、直流入力電源１の入力電圧Ｖ_ＩＮがツェナダイオード１５のツェナ電圧（３９Ｖ）を越えると、図３に示すように、結合コンデンサ９の両端の充電電圧Ｖ_Ｃと直流入力電源１の入力電圧Ｖ_ＩＮ間に電位差が発生し、起動用補助抵抗８に結合コンデンサ９を充電しようとする充電電流が流れ始める。この充電電流は、高圧側端子１ａから接続点Ｊ２の方向に流れるので、起動用コンデンサ１２は、起動用抵抗２１に流れる充電電流に、起動用補助抵抗８と結合コンデンサ９とからなるバイパス充電回路１４に流れる充電電流が加わり充電される。その結果、ＦＥＴ３がターンオフ後にターンオンするまでのオフ期間が短縮され、この発振動作を繰り返すことにより、自励式スイッチング電源回路１０は、従来の自励式スイッチング電源回路１０の間欠発振動作（図９乃至図１１参照）と異なり、図４乃至図６に示すように連続発振動作を行う。

図４、図６に示すように、自励式スイッチング電源回路１０は、起動直後の直流入力電源１の入力電圧Ｖ_ＩＮが上昇する過渡期間中に連続発振動作に移行するので、図７の電源回路１０の出力特性ＰＳに示すように、起動後の初期出力電流（短絡電流）が０．５Ａ以上となり、動作特性Ｌで初期の動作電流が０．４Ａ程度の負荷が出力線２０ａ、２０ｂ間に接続されていても、起動中の出力特性ＰＳが動作特性Ｌに一致することなく、起動不良は発生しない。

平滑コンデンサ１への充電が進み、直流入力電源１の入力電圧Ｖ_ＩＮが上昇した状態において、自励式スイッチング電源回路１０が連続発振動作を行っている各発振周期のオフ期間は、トランス２に流れる電流が実質的に遮断され、各巻線には前述の通りフライバック電圧が生じ、二次出力巻線２ｃに発生するフライバック電圧は、出力側整流平滑回路２６によって整流平滑化され、出力線２０ａ、２０ｂ間に接続される負荷に供給される電力として出力される。また、第１帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧は、出力側に接続された負荷により二次巻線２ｃに発生するフライバック電圧と比例関係にあり、この第１帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧によっても、ツェナダイオード６を介して起動用コンデンサ１２が充電される。充電過渡期間中の入力電圧Ｖ_ＩＮの上昇に伴って、このフライバック電圧による起動用コンデンサ１２への充電電流が次第に大きくなり、起動用コンデンサ１２の充電は更に加速され、図４乃至図６に示すように、オフ期間が徐々に短縮される。

連続発振する自励式スイッチング電源回路１０は、起動後の０．５Ａ以上の初期出力電流から出力電流が上昇し、設定電流を越えると、上述の通り、設定電流との差電流に応じて駆動用コンデンサ３７の放電電流が電気抵抗５２に流れ、オフ制御用コンデンサ５３の充電が加速されてＦＥＴ３のオン時間が短縮されることにより設定電流に定電流制御される。図７に示すように、定電流制御下で出力電圧は徐々に上昇し、設定電圧を超えると、電圧監視回路５５が設定電圧との差電圧を検出し、同様に、差電圧に応じてＦＥＴ３のオン時間が短縮される定電圧制御が行われる。ここでは、設定電圧を、接続される負荷の通常の動作電圧に設定し、定電圧制御下では、各発振周期毎にトランス２に蓄積されるエネルギーを負荷が消費し、フライバック電圧が低下するまで、起動用コンデンサ１２の充電電圧では、ＦＥＴ３のゲート電圧をそのスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨ以上の電圧としないので、ターンオンが徐々に遅れ、出力電流が低下し、負荷の通常の動作電流に出力電流が一致しするＳ１（ここでは、出力電圧が５．５Ｖ、出力電流が約０．１８Ａ）で負荷のエネルギー消費に見合った安定した連続発振動作を繰り返す。

本実施の形態では、図３に示すように、結合コンデンサ９の過渡期間が直流入力電源１の入力電圧Ｖ_ＩＮの過渡期間、すなわち平滑コンデンサ１の過渡期間より長い時間となるように時定数が設定され、従って、入力電圧Ｖ_ＩＮがピーク値（１４１Ｖ）に達する定常状態に移行した後、結合コンデンサ９の充電電圧Ｖ_Ｃは入力電圧Ｖ_ＩＮに達し、バイパス充電回路１４に流れる充電電流が停止する。その結果、定常状態で安定した連続発振動作に移行した後は、オフ期間中に起動用コンデンサ１２は起動用抵抗２１を介した入力電圧Ｖ_ＩＮと第１帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧のみにより充電され、高抵抗値の起動用抵抗２１を用いることにより、連続発振動作中や負荷が接続されていない待機期間中の電力消費を低減させることができる。

このように入力電圧Ｖ_ＩＮが上昇する過渡期間にバイパス充電回路１４に流れる充電電流で起動用コンデンサ１２の充電速度を加速させ、オフ期間を短縮させる本発明では、起動不良を防止できるが、一方、トランス２の二次側にフライバック電圧が残り、一次巻線２ａに直流入力電源１と逆極性のフライバック電圧が発生している間であっても、ＦＥＴ３のゲート電圧がスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨに達してターンオンし、ターンオンした際に過大な電流が発生して回路素子を破損させるという新た問題が発生する恐れが生じた。そこで、本実施の形態では、バイパス充電回路１４に直列にツェナダイオード１５を接続し、入力入力電圧Ｖ_ＩＮがツェナ電圧に達した後に、バイパス充電回路１４に充電電流を流すようにしている。つまり、ツェナダイオード１５を接続することにより、図３に示す起動直後から充電電流が流れるまでの時間が延長され、また、入力電圧Ｖ_ＩＮと結合コンデンサ９の充電電圧Ｖ_Ｃの差電圧、すなわち、起動用補助抵抗８を流れる充電電流を減少させることができるので、ツェナダイオード１５のツェナ電圧で起動用コンデンサ１２の充電速度を調整することができ、確実にフライバック電圧が消失した後にＦＥＴ３がターンオンするようにオフ期間を調整できる。

一方、接続する負荷によって、上記問題が生じる可能性がない場合には、ツェナダイオード１５を接続せずに、起動直後の入力電圧Ｖ_ＩＮが０Ｖであるときから、バイパス充電回路１４に流れる充電電流で起動用コンデンサ１２を充電し、より早期に連続発振動作に移行させてもよい。

また、相互に直列に接続される起動用補助抵抗８、結合コンデンサ９及びツェナダイオード１５の接続順は、ツェナダイオード１５のカソードを直流入力電源１の高圧側端子１ａ側に接続するものであれば、上記実施の形態にかかわらず任意である。

本発明は、商用交流電源ＡＣに接続するコンデンサインプット型のスイッチング電源回路に適している。

１直流入力電源（平滑コンデンサ）
１ａ高圧側端子
１ｂ低圧側端子
２トランス
２ａ一次巻線
２ｂ帰還巻線（第１帰還巻線）
２ｃ二次出力巻線
３発振用電界効果トランジスタ
５オフ制御トランジスタ（制御用スイッチング素子）
８起動用補助抵抗
９結合コンデンサ
１０自励式スイッチング電源回路
１２起動用コンデンサ
１４バイパス充電回路
１５ツェナダイオード
２１起動用抵抗

Claims

高圧側端子と低圧側端子間に、商用交流電源を整流平滑化した直流入力電源を発生させる平滑コンデンサと、
一次巻線と二次出力巻線と帰還巻線を有するトランスと、
前記高圧側端子と低圧側端子間に、一次巻線と直列に接続された発振用電界効果トランジスタと、
前記高圧側端子と発振用電界効果トランジスタのゲート間に接続された起動用抵抗と、
一側が前記低圧側端子に接続する帰還巻線の他側と発振用電界効果トランジスタのゲート間に接続され、発振用電界効果トランジスタをオン制御する電圧をゲートへ印加する起動用コンデンサと、
発振用電界効果トランジスタのゲートと前記低圧側端子間に接続され、発振用電界効果トランジスタがターンオンした所定時間後に、起動用コンデンサの充電電圧を放電し、発振用電界効果トランジスタをオフ制御する制御用スイッチング素子とを備え、
発振用電界効果トランジスタがターンオフして二次出力巻線に発生するフライバック電圧を、整流平滑化して出力する自励式スイッチング電源回路において、
前記高圧側端子と発振用電界効果トランジスタのゲートとの間に、起動用抵抗と並列にバイパス充電回路を接続し、
バイパス充電回路は、直流入力電源の電圧が上昇する過渡期間の少なくとも一期間中に、前記高圧側端子から起動用コンデンサを充電する充電電流を流すことを特徴とする自励式スイッチング電源回路。
バイパス充電回路は、直列に接続した起動用補助抵抗と結合コンデンサとからなることを特徴とする請求項１に記載の自励式スイッチング電源回路。
過渡期間が経過した後の直流入力電源の電圧よりツェナ電圧が低いツェナダイオードを、パイパス充電回路に直列に接続したことを特徴とする請求項２に記載の自励式スイッチング電源回路。