JP4045626B2 - 特に自動車のための障害物検出用レーダ - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、障害物検出用レーダに関する。このレーダは特に自動車に応用することができ、この場合、障害物、さらに詳細には先行する他の自動車によって構成される障害物を検出するために使用することができる。
【０００２】
【従来の技術】
大規模な消費者の応用分野のために設計されるレーダは、できるだけ低価格で販売される必要があり、同時に信頼性または安全性に必要な技術的性能特性に応じたものでなければならない。レベル測定レーダ、道路交通管理レーダ、さらに詳細には速度調整または障害物検出のために使用される自動車用レーダについては特にそうである。自動車用の速度調整レーダは、運搬車両がその速度を先行する車両の速度に関して調節でき、例えば安全基準に従うことができるようにするために、運搬車両とこの先行車両との間の距離および速度を検出するために特に設計される。この種類のレーダは特に、いかなる大気条件においても機能するものでなければならない。
【０００３】
障害物からレーダまでの距離を測定するための周知の手法の一つは、レーダによって送り出される信号の相回転を、この信号のレーダから障害物までの往復経路を通じて使用することである。送られる信号ｅ（ｔ）は次の関係式によって定義される。
ｅ（ｔ）＝Ａ ｃｏｓ（２πＦｔ） （１）
ただし、
Ｆはレーダ信号の周波数を表し、
ｔは時間を表し、
Ａはレーダ信号の振幅を表す。
【０００４】
障害物とレーダとの間の往復経路に該当する距離２Ｄにわたる伝播の後に、この信号について得られる相回転φすなわち移相は、次の関係式によって定義される。
φ＝２πＦτ （２）
ただしτは、往復距離２Ｄを通じて移動するレーダ波によって取られる時間を表す。実際には次の通りである。
τ＝２Ｄ／ｃ （３）
ただしｃは、光の速度を表す。
関係式（２）と（３）から下記が得られる。
Ｄ＝ｃφ／４ｎＦ （４）
【０００５】
関係式（４）は、簡単な位相測定によって、レーダと障害物との間の距離Ｄの測定のアクセスできるようになることを示している。しかし実際には、受信機が直角位相で２つの受信チャネルを有する場合に移相φが２πより大きくなるか、またはただ一つの受信チャネルを含む場合にπより大きくなると、この測定は不明確になる。これは、周波数が通常１ＧＨｚより大きい場合に、レーダ使用において位相による距離の直接測定を妨げる。そして通常実行される一つの手法は、２つの異なる周波数Ｆ₁ 、Ｆ₂ で発信および受信されるレーダ信号に該当する微分位相測定の使用からなる。
【０００６】
第１周波数Ｆ₁ における伝送順序は第１移相φ₁ へのアクセスをもたらす。
φ₁ ＝４πＤ／ｃ×Ｆ₁ （５）
【０００７】
同様に、第２周波数Ｆ₂ における伝送順序は第２移相φ₁ へのアクセスをもたらす。
φ₂ ＝４πＤ／ｃ×Ｆ₂ （６）
【０００８】
関係式（５）、（６）から、距離Ｄの測定が下記の通り導き出される。
Ｄ＝ｃ／４π（φ₂ −φ₁ ／Ｆ₂ −Ｆ₁ ） （７）
ただし、
φ₂ −φ₁ ＝Δφ
およびＦ₁ −Ｆ₂ ＝ΔＦ
であると想定すると、下記の式が得られる。
Ｄ＝ｃΔφ／４πΔＦ （８）
【０００９】
費用上の理由から、民間への応用や特に自動車への応用のために使用されるレーダ装置は、送信機と受信機の観点からホモダイン方式の解決法に、またアンテナの観点からモノスタティック方式の解決法に依存することが多い。
【００１０】
しかし、この形式の装置には、特にさまざまな雑音の存在に関連する主な制限があり、この雑音の電力は、特にミキサの出力側におけるビデオ信号のスペクトル下部分における熱雑音の電力よりはるかに大きい。これらの雑音は、発振器の振幅雑音、サーキュレータ・アンテナ構成物の不整合によって発振器に起因する漏えいの振幅雑音、ミキサの固有雑音、機械的振動がある場合のアンテナの見掛け常波比（ＳＷＲ）、および降雨クラッタに関係するもので、またはさらにレーダ・アンテナへの放水に関係する。実際には、マイクロ波成分に関係する雑音は、特に７６ＧＨｚで動作する自動車レーダの場合であるミリメートル波モードでレーダが動作するときには、より大きくなる。実際には、Gunn型発振器の振幅雑音と、または発振器機能のために使用されるトランジスタの振幅雑音と、ミキサ機能のために使用されるダイオードの雑音とは、受信される信号の位相の推定を実質的に妨害し、また復調された受信信号の周波数が低いときには、この推定を不可能にさえする。
【００１１】
自動車の速度を調整するためのレーダの特定の事例では、レーダによって検出された物標の放射方向の速度がゼロに近いときに、位相測定の質を保存すべきであることが重要である。検出された物標は実際に運搬車両に先行する車両であるから、ゼロに近い放射方向の速度は調整モードに該当する。それから、レーダ・エコーのドップラー周波数はゼロに近くなり、距離の推定は特定の雑音に荒らされる位相測定に基づいて行われる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、特に、ホモダイン・レーダ原理の選択によってもたらされる技術的制限があるにもかかわらず、上記の欠点を克服することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
このために、本発明が対象とするものは、少なくとも４つの周波数Ｆ₁ 、Ｆ₂ 、Ｆ₃ 、Ｆ₄ を使用する物標検出のためのレーダであり、これら４つの周波数は次の関係にある。
Ｆ₁ −Ｆ₃ ＝Ｆ₂ −Ｆ₄
さらに次の関係にもある。
（Ｆ₁ ＋Ｆ₃ ）−（Ｆ₂ ＋Ｆ₄ ）＝Ｃｔｅ
ただし、Ｃｔｅは定周波数値であり、物標からの距離の測定は２つの信号間の位相差に基づいて行われ、このうちの第１信号は、周波数Ｆ₁ と周波数Ｆ₃ とにそれぞれ該当する２つの受信された信号間の差によって構成され、第２信号は、周波数Ｆ₂ と周波数Ｆ₄ に該当する２つの受信された信号間の差によって構成される。
【００１４】
本発明の主な利点は、いくつかの形式のレーダに適合可能であり、実現が簡単で経済的なことである。
【００１５】
本発明の他の特徴および利点は、添付の図面を参照して行う次の説明から明らかになる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
図１は、ブロック図を使用して、民間への応用、特に自動車への応用に使用される従来の技術によるレーダの実施形態例を示す。この形式のレーダでは、物標の分離と速度の測定はドップラー周波数のフィルタリングによって行われ、距離の測定はドップラー処理の後の位相測定によって得られる。位相測定を伴うこの形式のレーダは一般に、送信機と受信機の観点からホモダイン方式による解決法に、またアンテナの観点からモノスタティック方式による解決法に依存する。このレーダは、例えば、自動車応用の分野において特に７６ＧＨｚで動作するマイクロ波発振器２の変調を制御するための手段１を含む。この制御手段１は、例えば、発振器によって放出される周波数を２つの周波数Ｆ₁ 、Ｆ₂ に変調する。発振器２によって伝送される周波数は、サーキュレータ４と増幅手段（図示せず）を通じてアンテナ３の方に送られる。アンテナ３によって受信された信号は、サーキュレータ４を通じてミキサ５に送られ、それから発振器２によって得られた信号によって変調される。これらの信号は、順番に第１周波数Ｆ₁ に、それから第２周波数Ｆ₂ に変調および復調される。ミキサ５の出力側で得られるビデオ信号は、レーダの受信機に送られる。
【００１７】
図２は、２つの周波数Ｆ₁ 、Ｆ₂ で変調された信号の送信タイミング図表２１と受信タイミング図表２２とを示す。上記の関係式（４）〜（８）によって示したように、周波数を使用して、距離の不明確さを、Ｄ＝０とＤ＝Ｃ／４ΔＦの間で不明確ではない測定値によって除去する。図２によれば、第１送信が第１変調周波数Ｆ₁ で行われ、次いで遊休時間またはレーダによって使用されないある周波数での送信が続く。それから第２送信が第２変調周波数Ｆ₂ で始まり、遊休時間が続き、次いで送信が第１周波数Ｆ₁ で始まり、以下このように連続する。受信位相は送信位相と同時に、また同じ変調周波数で起る。先に説明したように、図１と図２に従って動作するある形式のレーダは、さまざまな雑音の存在に関する主な制限があり、この雑音の電力は、特にミキサ５の出力側におけるビデオ信号のスペクトル下部分における熱雑音の電力よりはるかに大きい。これらの雑音は、発振器２の振幅雑音と、サーキュレータ４とアンテナ３によって形成される構成物の不整合を通じて発振器に起因する漏えいの振幅雑音とに関連するものである。これらの雑音はまた、例えばミキサ５の固有騒音、機械的振動がある場合のアンテナ３の見掛けＳＷＲ、そしてアンテナへの降雨クラッタまたは放水の存在にも起因する。ミリメートル波領域では、特に自動車への応用のための７６ＧＨｚの周波数では、マイクロ波成分に関係する雑音は極めて重大である。特に、Gunn型発振器の振幅雑音、または発振器２によって使用されるトランジスタの振幅雑音、ならびに例えばミキサ５によって使用されるショットキー・ダイオードの１／Ｆ騒音は、復号された受信信号の周波数が低いときは、受信される信号の位相の推定を妨害し、また不可能にさえする。この場合は実際には、レーダによって検出された目標の放射方向の速度がゼロに近い場合に該当する。したがって、自動車の速度を調整するためにレーダを応用する場合には、これは調整モード、すなわち車両間の安全距離が維持され、車両が実質的に同じ速度で移動するモードに該当する。
【００１８】
特に上記の場合において、位相の質の測定を可能にするために、本発明によるレーダの動作原理は、以後（Ｆ₁ 、Ｆ₂ ）および（Ｆ₃ 、Ｆ₄ ）と呼ぶ少なくとも２対の周波数での正弦波の送信と受信に依存する。
【００１９】
第１対は第１周波数Ｆ₁ と第２周波数Ｆ₂ からなり、第２対は第３周波数Ｆ₃ と第４周波数Ｆ₄ からなる。これら４つの周波数は次の関係式に該当する。
Ｆ₁ −Ｆ₃ ＝Ｆ₂ −Ｆ₄ ＝ΔＦ （Ａ）
（Ｆ₁ ＋Ｆ₃ ）／２−（Ｆ₂ ＋Ｆ₄ ）／２＝ΔＦ’ （Ｂ）
【００２０】
差分周波数ΔＦ、ΔＦ’の選択は、後述のいくつかの制約に合致する。
【００２１】
図３は、約１５０ｍの範囲に適合する自動車用レーダの特定の事例における、これらの４つの周波数Ｆ₁ 、Ｆ₂ 、Ｆ₃ 、Ｆ₄ での例示的な送信タイミング図表３１と受信タイミング図表３２、３３、３４、３５とを示す。
【００２２】
送信周波数は、例えば後述のように互いに順次連続する。第１周波数Ｆ₁ での送信の次に第３周波数Ｆ₃ での送信が続き、この後に第２周波数Ｆ₂ での送信が続き、次いで第４周波数Ｆ₄ での送信が続き、それから新しい送信が第１周波数Ｆ₁ で始まる。各位相の送信の持続時間は例えば２．５μ秒である。周波数Ｆ₁ 、Ｆ₂ 、Ｆ₃ 、Ｆ₄ の値は、例えば下記の通りである。
Ｆ₁ ＝７６ＧＨｚ（実質上の値）
Ｆ₂ ＝Ｆ₁ ＋ΔＦ’、ただしΔＦ’＝２３０ｋＨｚ
Ｆ₃ ＝Ｆ₁ ＋ΔＦ、ただしΔＦ＝７５０ｋＨｚ
Ｆ₄ ＝Ｆ₂ ＋ΔＦ＝Ｆ₁ ＋ΔＦ＋ΔＦ’
【００２３】
Ｆ₁ 、ΔＦ、ΔＦ’を固定することにより、４つの周波数Ｆ₁ 、Ｆ₂ 、Ｆ₃ 、Ｆ₄ は上記の関係式（Ａ）、（Ｂ）から導き出される。
【００２４】
図４は、ブロック図を使用して、本発明によるレーダの可能な一実施形態を示す。
【００２５】
これは、例えばマイクロ波発振器４２の変調を制御するための手段４１を含む。この発振器の出力側は、カップラ４４を通じてサーキュレータ４３の入力側に接続されている。発振器４２は、例えば、図３を参照して定義されたように、周波数Ｆ₁ 、Ｆ₂ 、Ｆ₃ 、Ｆ₄ でマイクロ波信号を発生させる。送信のために設計されたサーキュレータ４３の第１出力部は、例えばマジックＴ接合４５に接続され、このマジックＴ接合４５は例えばモノパルス型アンテナ４６に接続されている。この種類のアンテナは、例えば和信号Σと差分チャネルΔとを含む。受信については、和信号Σは、例えばマジックＴ接合４５を通じてサーキュレータ４３の上記の第１出力部に、入力側で接続されている。和チャネルにおいて受信された信号は、第１ミキサ４７の第１入力部に接続されたサーキュレータ４３の第２出力部に向けて送られ、このミキサの他の出力部はカップラ４４を通じてマイクロ波発振器の出力側に接続されている。差分チャネルΔにおいて受信された信号は、マジックＴ接合４５を通じて第２ミキサ４８の第１入力部に送られ、このミキサの他の入力部はカップラ４４を通じてマイクロ波発振器４２の出力側に接続されている。
【００２６】
レーダは、図３に示すように、例えば４周波数Ｆ₁ 、Ｆ₂ 、Ｆ₃ 、Ｆ₄ で連続して送受信する。受信は送信方形波パルス中に行われる。各周波数で受信される信号は、ミキサ４７、４８によって例えばホモダイン様式で、同じ周波数での送信のために使用される発振器に関して復号される。これはビデオ信号を発生させ、この周波数はレーダ物標のドップラー周波数に対応し、位相はレーダと物標の間の距離によって決まる。こうして、変調の後に、所定の物標から受信される信号は次の関係式に従って得られる。
ｘ_i （ｔ）＝ｃｏｓ（２πＦｄｔ−４π／ｃ×Ｆ_i Ｄ） （９）
ただし、
− ｉは使用される周波数Ｆｉに対応する指数。例えばｉが連続して１、２、３、４であれば、Ｆｉは上に定義したようにＦ₁ 、Ｆ₂ 、Ｆ₃ 、Ｆ₄ になる。
− Ｆｄは物標のドップラー周波数である。
− Ｄはレーダと物標の間の距離である。
− ｔは時間を表す。
− ｃは光の速度を表す。
【００２７】
使用されるアンテナが例えばモノパルス型アンテナである、自動車の速度調整レーダへの応用の場合には、信号ｘ_i （ｔ）による検出は和チャネルΣによって行われる。
【００２８】
この信号ｘ_i （ｔ）は、例えば送信機／受信機の１／Ｆ騒音、アンテナの振動、クラッタなどの上記のさまざまな妨害現象に起因する追加騒音ｂ_i （ｔ）によって汚染される。こうして、ミキサ４７、４８の出力側において、ｉ番目の周波数Ｆ_i に該当する下記の信号ｒ_i （ｔ）が得られる。
ｒ_i （ｔ）＝ｘ_i （ｔ）＋ｂ_i （ｔ） （１０）
【００２９】
本発明によれば、レーダ処理手段は、下記の差分信号を形成するように、さまざまな周波数で受信した信号を増幅し、それからデマルチプレクスし、そして抽出する。
ｒ₁ （ｔ）−ｒ₃ （ｔ）
ｒ₂ （ｔ）−ｒ₄ （ｔ）
【００３０】
上記の演算を行うために、第１増幅器５０は、例えば和チャネルΣを目的とした第１ミキサ４７の出力側に接続される。例えば差動増幅器に基づく第１減算素子５１の正の入力部は、例えば、第１周波数Ｆ₁ での送信／受信段階中に閉鎖されるように制御されるスイッチ５２を通じて、第１増幅器５０の出力側に接続される。第１減算素子５１の負の入力部は、第３周波数Ｆ₃ での送信／受信段階中に閉鎖されるように制御されるスイッチ５３を通じて、第１増幅器５０の出力側に接続される。減算素子５１は、その正入力と負入力との間の差を取る。これはまた例えば、差分信号ｒ₁ （ｔ）−ｒ₃ （ｔ）を得ることを可能にするため、その入力部とスイッチとの間に配線された図示されていない、例えば自己保持回路を使用して、第１周波数Ｆ₁ で受信した信号と、次いで第３周波数Ｆ₃ で受信した信号との周期について保持操作を行う。それからこの信号は、例えばアナログ／ディジタル変換器５４によってディジタル方式で変換され、アナログ／ディジタル変換器５４の一つの入力部は第１減算素子５１の出力側に接続されている。アナログ様式では、第２減算素子５５が差分信号ｒ₂ （ｔ）−ｒ₄ （ｔ）をアナログ／ディジタル変換器５４に送る。このために、その正の入力部と負の入力部は、それぞれ第２周波数Ｆ₂ での送信／受信段階中に閉鎖されるように制御されるスイッチ５６を通じて、また第４周波数Ｆ₄ での送信／受信段階中に閉鎖されるように制御されるスイッチ５７を通じて、第１増幅器の出力側に接続される。スイッチのための制御手段はマイクロ波発振器４２の制御手段と同期されるが、図示されていない。アナログ／ディジタル変換器も、例えば差分信号を抽出する機能を持っている。このために、これは例えば図示されていない手段によって発生する抽出信号によって制御される。
【００３１】
それから、差分信号ｒ₁ （ｔ）−ｒ₃ （ｔ）およびｒ₂ （ｔ）−ｒ₄ （ｔ）は、一組の高分解能ドップラー・フィルタによってろ過され、検出の前に特に速度によって物標を分離する。この一組のドップラー・フィルタは、例えば高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実施するための手段４９によって得られる。このために、アナログ／ディジタル変換器がディジタル化されたデータを高速フーリエ変換手段４９に送る。
【００３２】
別のアプローチとして、高速フーリエ変換の計算は線形演算であるから、高速フーリエ変換を計算するための手段４９の出力部に差分信号ｒ₁ （ｔ）−ｒ₃ （ｔ）およびｒ₂ （ｔ）−ｒ₄ （ｔ）を形成することからなるものがある。いずれの場合でも、有効信号の検出は、差分信号から形成される電力値スペクトル密度係数の最大値の検出と、しきい値との比較によって行われる。
【００３３】
差分信号ｒ₁ （ｔ）−ｒ₃ （ｔ）およびｒ₂ （ｔ）−ｒ₄ （ｔ）から形成される電力値スペクトル密度係数は、それぞれ
【数１１】

および
【数１２】

で表され、高速フーリエ変換ＦＦＴの計算出力部における該当スペクトルは、それぞれ
【数１３】

【数１４】

で表される。
【００３４】
ｋ位フィルタにおいて検出された物標の速度のＶ_r の測定は、次の関係式によって得られる。
Ｖ_r ＝λＦ_d ／２＝λ／２×ｋ／Ｎ×Ｆ_e （１１）
ただし、
− ｋは、検出が行われるフィルタの番号、
− λは、レーダの波長、
− Ｎは、高速フーリエ変換ＦＦＴの点の全数、
− Ｆ_e は、信号の抽出周波数、
− Ｆ_d は、物標に対応するドップラー周波数である。
【００３５】
ｋ位フィルタにおける検出物標の距離の測定値は、位相差の計算によって得られる。
【数１５】

【数１６】

はスペクトル
【数１７】

上の移相であり、
【数１８】

はスペクトル
【数１９】

上の移相であり、
【数２０】

と
【数２１】

は上記に定義されている。位相差
【数２２】

は、実際に、差分信号ｒ₁ （ｔ）−ｒ₃ （ｔ）とｒ₂ （ｔ）−ｒ₄ （ｔ）の位相差に対応する。フーリエ変換を使用する方法以外のどの方法も、この移相を決定するために使用できる。実際に、本発明によれば、物標からの距離の測定は、例えば一方では第１および第３送信周波数に、他方では第２および第４送信周波数にそれぞれ該当する、２つの受信される信号ｒ₁ （ｔ）、ｒ₃ （ｔ）およびｒ₂ （ｔ）、ｒ₄ （ｔ）の差分ｒ₁ （ｔ）−ｒ₃ （ｔ）およびｒ₂ （ｔ）−ｒ₄ （ｔ）によってそれぞれ構成される、２信号間の位相差に基づいて行われる。
【００３６】
この結果は、上記の関係式（９）から連続ステップによって導き出される。騒音がないときには、この結果は次のようになる。
【数２３】

下記のように書くこともできる。
【数２４】

ただし、Ｆ₁ ＝Ｆ₀ −ΔＦ／２およびＦ₃ ＝Ｆ₀ ＋ΔＦ／２で、ΔＦは上記に定義されている。
したがって次式が得られる。
【数２５】

【００３７】
同じ方法で次の関係式が得られる。
【数２６】

および、
【数２７】

ΔＦ’は上記に定義されている。
距離Ｄは次式で得られる。
【数２８】

位相差
【数２９】

の推定値は、２つの異なった方法で行うことができる。
【数３０】

ＩｍとＲは、それぞれ虚部と実部とを表す。ただし、
【数３１】

【００３８】
一般的意味での「騒音」の存在下では、物標の距離を測定するための本発明による手順は特に、周波数ゼロから前方へ減少する電力スペクトル密度と遅い変動とを有するマイクロ波に由来する騒音を、除去するかまたは大幅に減衰させるために使用することができる。
【００３９】
実際に、これらの騒音は、これらが減算によって極めて大幅に減衰するように、一方では周波数Ｆ₁ 、Ｆ₃ に対応し、他方では周波数Ｆ₂ 、Ｆ₄ に対応する受信チャネルに相関すると思われる。したがって、
ｒ₁ （ｔ）−ｒ₃ （ｔ）〜ｘ₁ （ｔ）−ｘ₃ （ｔ）
【００４０】
したがって、差分信号ｒ₁ （ｔ）−ｒ₃ （ｔ）は、差分信号ｘ₁ （ｔ）−ｘ₃ （ｔ）に実質的に等しい。
【００４１】
同じ方法で、
ｒ₂ （ｔ）−ｒ₄ （ｔ）〜ｘ₂ （ｔ）−ｘ₄ （ｔ）となる。
【００４２】
したがって、差分信号ｒ₂ （ｔ）−ｒ₄ （ｔ）は差分信号ｘ₂ （ｔ）−ｘ₄ （ｔ）に実質的に等しい。
【００４３】
したがって、差分信号ｒ₁ （ｔ）−ｒ₃ （ｔ）とｒ₂ （ｔ）−ｒ₄ （ｔ）から実際に得られた位相差の推定は、それ自体全く騒音はない。
【００４４】
本発明による装置はさらに、レーダ受信機に関してゼロに近い距離で現れる振動に関連するアンテナの定常波比（ＳＷＲ）における、降雨クラッタや変調などの、寄生現象の減衰を可能にする。実際に、差分信号ｒ₁ （ｔ）−ｒ₃ （ｔ）とｒ₂ （ｔ）−ｒ₄ （ｔ）は下記の距離Ｄの関数として感度の関係式に従う。
２ｓｉｎ（２π／ｃ×ΔＦ Ｄ）
この効果は、低いドップラー周波数で感度を減衰する簡単な取消しフィルタによるパルス列変調によってレーダで得られた結果と似ている。位相差の取出し、したがって距離の取出しはさらに改善される。
【００４５】
周波数ΔＦとΔＦ’における差の選択は、例えば本発明によれば特に下記の妥協案の結果である。
− 周波数の差ΔＦ＝Ｆ₁ −Ｆ₃ ＝Ｆ₂ −Ｆ₄ は、例えば、レーダの到達距離内で穴を作ることなく、また同時にこの到達距離の限界内で物標に最大感度を提供して、最初の距離で受信された信号の高い減衰を可能にすべきである。到達距離が例えば約１５０ｍである自動車用レーダへの応用では、周波数の差は約７５０ｋＨｚとすることができる。
− 周波数の差ΔＦ’＝（Ｆ₁ ＋Ｆ₃ ）／２−（Ｆ₂ ＋Ｆ₄ ）／２は、位相差
【数３２】

の測定において不明瞭さを生じさせてはならない。関係式（１５）に従って下記の通りになる。
４π／ｃ・ＤΔＦ’はｘより小さい。
【００４６】
例えば自動車への応用では、３００ｍ以上の距離の不明瞭な測定は回避され、周波数の差ΔＦ’は例えば２５０ｋＨｚ未満に選択されることが考えられる。さらに、この差ΔＦ’は、測定された位相の動的範囲をレーダの到達距離に調節するために、できるだけ大きくすべきである。レーダの到達距離が１５０ｍの場合には、周波数の差ΔＦ’は、例えば２５０ｋＨｚに選択できる。これは特に最大到達距離については最大位相πになる。
【００４７】
これらの値は、例えば、図４のブロック図で説明されているように、レーダの変調を制御するための手段によって適用される。自動車用の周波数ホッピング・モノパルス・レーダのこの例示的実施形態では、検出は、一方では周波数Ｆ₁ およびＦ₃ に対応する差分信号Σｒ₁ −ｒ₃ と、他方ではＦ₂ およびＦ₄ に対応する差分信号Σｒ₂ −ｒ₄ によって、特に上述の素子によって、モノパルス受信機の和チャネルΣで行われる。高速フーリエ変換計算手段４９は、信号Σｒ₁ −ｒ₃ と信号Σｒ₂ −ｒ₄ にそれぞれ関係するスペクトル
【数３３】

【数３４】

を配分するので、距離の測定は位相差を計算することによって行われる。すなわち、例えば関係式（１８）によれば、
【数３５】

である。
【００４８】
この計算は例えば、高速フーリエ変換計算手段４９の出力部に連結されているか、またはさらにこの手段を含むコンピュータ（図示せず）によって行われる。
【００４９】
角偏位測定値は、例えば移相間の関係
【数３６】

を計算することによって得られる。
ただし、
【数３７】

と
【数３８】

は、周波数Ｆ₁ とＦ₃ に対応する差分チャネルΔ上の差分信号
【数３９】

と、和チャネルΣ上の差分信号
【数４０】

との、それぞれのスペクトル密度を表す。
【００５０】
差分チャネルΔ上の差分信号
【数４１】

を得るために、第３減算素子５８が、例えば差分受信チャネルΔ上で使用されている。このチャネルの正の入力部は、第１周波数Ｆ₁ に対応する送信／受信周波数段階中に閉鎖されるように制御されるスイッチ６０を通じて、第２増幅器５９の出力側に接続されている。負の入力部は、第３周波数Ｆ₃ に対応する送信／受信周波数段階中に閉鎖されるように制御されるスイッチ６１を通じて、第２増幅器５９に接続される。第２増幅器５９の入力側は、例えば差分チャネルΔのミキサ４８の出力側に接続されている。第３減算素子５８は、差分信号
【数４２】

をアナログ／ディジタル変換器５４に送る。それから、ディジタル化された信号は、高速フーリエ変換ＦＦＴを計算する手段４９に送られ、この手段４９はスペクトル
【数４３】

をもたらす。比
【数４４】

は、例えば上述の計算手段によって計算され、この手段は図４には示されていない。もう一つの可能な実施形態は、例えばミキサ４７、４８に続く増幅器５０、５９の出力側で信号を直接抽出および符号化することからなる。スイッチ５２、５３、５６、５７、６０、６１によって行う代わりにデマルチプレクシングが、コンピュータによって、例えば高速フーリエ変換の計算と次いで距離と角偏位の計算を行うものと同じコンピュータによって、ディジタル式に実施される。信号を処理するマイクロプロセッサに基づくこの種類のコンピュータは当業者には周知である。
【００５１】
本発明による操作原理は、特に速度調整と障害物検出のために設計された自動車用の周波数ホッピング・レーダに応用することができる。これはまた、上述の差分信号ｒ₁ （ｔ）−ｒ₃ （ｔ）とｒ₂ （ｔ）−ｒ₄ （ｔ）を得るために十分な数の受信チャネルを有することを条件として、他のレーダ形式、モノパルス型などに応用することもできる。本発明による検出の原理は、例えば周波数傾斜持続波レーダに応用することもできる。
【００５２】
本発明によるレーダは、特に一時的相関騒音、さらに一般的にはクラッタのある場合、または短い距離の場合に、持続波レーダにおいて位相差の測定によって得られる距離推定の質を向上させる。この実現は簡単で、標準的なレーダと比較して大きな追加費用がかかることはない。
【００５３】
受信が低周波妨害に特に敏感である、ミリメートル波域、特に７６ＧＨｚで動作する実施形態の周波数ホッピング・ホモダイン型自動車用レーダでは、実施すべき物理的変化のみが、マイクロ波発振器４２制御用の回路および受信機のアナログ・デマルチプレクシング回路５２、５３、５６、５７、６０、６１、５１、５５、５８に関係する。
【００５４】
結局、上記に定義した周波数の差ΔＦ、ΔＦ’の選択は、探索される到達範囲に応じて受信機の動的尺度の調節と減少を可能にする。約１５０ｍの到達範囲を有する自動車用レーダの例では、受信機の動的尺度を約１５ｄＢだけ減少することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】民間、特に自動車への応用に使用される従来の技術によるレーダの例示的一実施形態を示す図である。
【図２】二周波数レーダの送信／受信の例示的タイミング図である。
【図３】本発明によるレーダの送信／受信の例示的タイミング図である。
【図４】例えばモノパルス型アンテナに接続された本発明によるレーダの、可能な一実施形態のブロック図である。
【符号の説明】
１ マイクロ波発振器変調制御手段
２ マイクロ波発振器
３ アンテナ
４ サーキュレータ
５ ミキサ
２１ 送信タイミング図表
２２ 受信タイミング図表
３２ 周波数Ｆ₁ での受信タイミング図表
３３ 周波数Ｆ₂ での受信タイミング図表
３４ 周波数Ｆ₃ での受信タイミング図表
３５ 周波数Ｆ₄ での受信タイミング図表
４１ マイクロ波発振器変調制御手段
４２ マイクロ波発振器
４３ サーキュレータ
４４ カップラ
４５ マジックＴ接合
４６ モノパルス型アンテナ
４７ 第１ミキサ
４８ 第２ミキサ
４９ 高速フーリエ変換計算手段
５０ 第１増幅器
５１ 第１減算素子
５２ スイッチ
５３ スイッチ
５４ アナログ／ディジタル変換器
５５ 第２減算素子
５６ スイッチ
５７ スイッチ
５８ 第３減算素子
５９ 第２増幅器
６０ スイッチ
６１ スイッチ

Claims (15)

1. 少なくとも４つの周波数Ｆ_１ 、Ｆ_２ 、Ｆ_３ 、Ｆ_４ を送信し及び受信する物標検出のためのレーダであって、
   これら４つの周波数は
   Ｆ_１ −Ｆ_３ ＝Ｆ_２ −Ｆ_４
   の関係にあって、さらに
   （Ｆ_１ ＋Ｆ_３ ）−（Ｆ_２ ＋Ｆ_４ ）＝Ｃｔｅ
   の関係にもあり、
   ただし、Ｃｔｅは定周波数値を表し、第１の信号（ｒ_１ （ｔ）−ｒ_３ （ｔ））は、物標から受信された周波数Ｆ_１ と周波数Ｆ_３ とにそれぞれ対応する２つの信号間の差分によって構成され、第２の信号（ｒ_２ （ｔ）−ｒ_４ （ｔ））は、物標から受信された周波数Ｆ_２ と周波数Ｆ_４ に対応する２つの信号間の差分によって構成され、該２つの信号間の位相差に基づいて物標からの距離の測定が行われるレーダ。
2. 受信信号が、同じ周波数で送信のために使用される発振器に関してホモダイン・モードで復調される、請求項１に記載のレーダ。
3. モノパルス・レーダである請求項１に記載のレーダ。
4. 少なくとも、
   − 一つのマイクロ波発振器と、
   − 周波数Ｆ₁ 、Ｆ₂ 、Ｆ₃ 、Ｆ₄ での発振器の変調を制御する手段と、
   − 第１差分信号
   

   

   と第２差分信号
   

   

   を得るための手段を含む受信和チャネル（Σ）と、
   − 第１差分信号
   

   

   を得るための手段を含む受信差分チャネル（Δ）と
   を含み、
   距離の測定値は、和チャネル上の差分信号
   

   

   間の位相差によって得られ、角偏位の測定値は、和チャネル（Σ）上の第１差分信号
   

   

   と差分チャネル（Δ）上の第１差分信号
   

   

   との間の比によって得られる、
   請求項１に記載のレーダ。
5. 受信和チャネル（Σ）が、受信信号のために設計された一つの入力部と、マイクロ波発振器の出力側に接続された他の入力部とを有する第１のミキサを含み、差分チャネル（Δ）は、受信信号を目的とする一つの入力部とマイクロ波発振器の出力側に接続された他の入力部とを有する第２ミキサを含む、請求項４に記載のレーダ。
6. 増幅器がミキサの出力部に接続されている請求項５に記載のレーダ。
7. 差分信号
   

   

   を得るための手段が、少なくとも一つの減算素子を含み、減算素子の正の入力部は、第１信号（ｒ₁ （ｔ）、ｒ₂ （ｔ））の周波数での送信／受信段階中に閉鎖されるように制御されるスイッチに接続され、減算素子の負の入力部は、第２信号（ｒ₃ （ｔ）、ｒ₄ （ｔ））に対応する周波数（Ｆ₃ 、Ｆ₄ ）での送信／受信段階中に閉鎖されるように制御されるスイッチに接続され、減算素子は第１信号と第２信号の間の差分を取る、請求項４から６のいずれかに記載のレーダ。
8. 差分信号がアナログ／ディジタル変換器によって抽出され、符号化されて、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）計算手段に送られ、位相差は、フーリエ変換によって測定される差分信号のスペクトル
   

   

   について測定される、請求項７に記載のレーダ。
9. ミキサから出力される信号は抽出され、符号化され、差分信号
   

   

   はディジタル式に定義され、それから高速フーリエ変換（ＦＦＴ）手段に送られ、位相差は、フーリエ変換によって決定される差分信号のスペクトル
   

   

   について測定される、請求項４に記載のレーダ。
10. 持続波に適用される周波数傾斜によって動作する請求項１に記載のレーダ。
11. ７６〜７７ＧＨｚの周波数帯で動作する請求項１に記載のレーダ。
12. Ｆ₁ −Ｆ₃ およびＦ₂ −Ｆ₄ が、実質的に７５０ｋＨｚに等しく、（Ｆ₁ ＋Ｆ₃ ）／２−（Ｆ₂ ＋Ｆ₄ ）／２が２５０ｋＨｚまたはこれ以下である、請求項１に記載のレーダ。
13. Ｆ₁ が実質的に７６ＧＨｚに等しい請求項１に記載のレーダ。
14. ４つの周波数Ｆ₁ 、Ｆ₂ 、Ｆ₃ 、Ｆ₄ を連続的に送信し、受信は送信方形波パルス中に行われる、請求項１に記載のレーダ。
15. 自動車に固定され、自動車に先行する障害物を検出する請求項１に記載のレーダ。

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