KR100661748B1

KR100661748B1 - Ｆｍｃｗ 레이더의 누설신호 제거장치

Info

Publication number: KR100661748B1
Application number: KR1020040086829A
Authority: KR
Inventors: 박정동; 김완주; 최재현; 정명숙
Original assignee: 국방과학연구소
Priority date: 2004-10-28
Filing date: 2004-10-28
Publication date: 2006-12-27
Anticipated expiration: 2024-10-28
Also published as: KR20060037777A

Abstract

본 발명은 단일안테나를 사용한 FMCW 레이더의 누설신호 제거장치에 관한 것으로, FMCW 레이더의 송수신장치에서 구형도파관을 이용하여 국부발진신호에 대한 경로 길이와 누설송신신호에 대한 경로 길이를 일치시키고, 중간주파수회로부에 잡음을 형성하는 누설송신신호에 의한 비트신호를 제거하는 고역통과여파기 및 노치여파기를 구성함으로써 단일안테나를 사용하여 감도가 우수한 FMCW 레이더를 구현할 수 있는 효과가 있다.

Description

ＦＭＣＷ 레이더의 누설신호 제거장치{APPARATUS FOR REMOVING LEAKAGE SIGNAL OF FMCW RADAR}

도 1은 종래 기술에 의한 FMCW 레이더의 구성을 나타낸 블록도.

도 2는 종래 기술에 의한 FMCW 레이더의 주파수 변조된 송수신신호의 파형도.

도 3은 종래 기술에 의한 FMCW 레이더의 송수신장치에서 발생하는 누설비트신호의 파형도.

도 4는 본 발명에 의한 FMCW 레이더의 구성을 나타낸 블록도.

도 5는 본 발명에 의한 FMCW 레이더의 각 구성요소에서 출력되는 비트신호의 파형도.

**도면의 주요부분에 대한 부호의 설명**

10, 100: 변조신호발생부 20, 200: 송수신장치부

21, 201: 전압제어발진기 22, 202: 방향성결합기

23, 203: 서큘레이터 24, 204: 송수신안테나

25, 205: 주파수혼합기 30, 300: 중간주파수회로부

31, 302: 저잡음증폭기 32, 303: 대역통과여파기

33, 305: 중간주파수증폭기 40, 400: 신호처리부

41, 403a, 403b: A/D컨버터 42, 404: DSP부

206: 구형도파관 301: 고역통과여파기

304: 노치여파기 306: 전력분배기

401: 자동이득조절장치 402: 로그포락선검파기

본 발명은 연속 파형 주파수 변조(Frequency Modulated Continuous Wave: FMCW) 레이더의 누설신호 제거장치에 관한 것으로, 특히 송수신장치에 있어서 국부발진신호에 대한 경로 길이를 누설송신신호에 대한 경로 길이와 일치시키고, 중간주파수회로부에 고역통과여파기와 노치여파기를 추가하여 누설송신신호의 영향을 제거할 수 있게 한 FMCW 레이더의 누설신호 제거장치에 관한 것이다.

레이더(RADAR: Radio Detection And Ranging)는 전자기파를 방출하고 해당 영역 내의 물체에 의해 반사되는 반사파를 수신하여 목표물의 존재와 그 거리를 탐지하는 감지장치로서, 기상 여건이나 주야에 관계없이 전천후 기능을 가지고 단거리부터 수평선 너머 지구 반대편의 장거리 물체까지 탐지할 수 있는 장점을 가진다.

본 발명에서 다루고자 하는 호모다인(homodyne) FMWC 레이더는, 연속파형 신호를 주파수 변조하여 안테나를 통해 표적으로 송신하는 동시에 표적으로부터 반사되는 신호를 수신한다. 이 때, 송신신호와 전자파의 진행 거리만큼 시간 지연된 수 신신호와 시간 지연 측정을 위해 기준 신호로 사용하는 국부발진신호 사이의 주파수 차이가 비트신호(beat signal)를 발생시키므로, 이를 디지털 신호로 변환한 후 고속푸리에변환(Fast Fourier Transform: FFT)을 사용하여 비트신호의 스펙트럼을 추출함으로써 표적의 유무 및 표적과의 거리 정보를 획득할 수 있다.

본 방식을 응용한 장치로는, 군수 분야에 있어서 다양한 신관(fuze)용 근거리 감지센서 및 전파 고도계, 근거리용 레이더 시스템 등이 있으며, 민수 분야에 있어서 차량용 충돌방지장치, 항공기 충돌경고 시스템 등 광범위하게 사용되고 있다.

이와 같은 호모다인 FMCW 레이더는, 도 1에 도시된 바와 같이 주기 T_m을 가지는 삼각파의 송신신호를 발생시키는 변조신호발생부(10)와, 변조신호발생부(10)의 송신신호를 주파수 변조하여 외부로 방사하고, 방사패턴이 형성하는 영역 내의 물체에 의해 반사되는 신호를 수신하며, 상기 송신신호와 그에 따른 수신신호를 이용하여 비트신호를 발생시키는 송수신장치부(20)와, 저잡음증폭기(31), 대역통과여파기(32) 및 중간증폭기(33)로 구성되어 상기 비트신호의 소정 주파수 대역을 증폭시키는 중간주파수회로부(30)와, 중간주파수회로부(30)에 의해 처리된 비트신호의 주파수를 검출, 분석하여 표적의 유무를 확인하는 신호처리부(40)로 구성된다.

상기 송수신장치부(20)는, 인가된 전압에 따라 변조신호발생부(10)에서 발생된 송신신호의 주파수를 변조하여 출력하는 전압제어발진기(21)와, 상기 전압제어발진기(21)에 의해 주파수 변조된 송신신호의 일부를 취하여 국부발진신호로 사용 하도록 하는 방향성결합기(22)와, 송신신호가 수신단으로 유기되지 않도록 전파의 진행방향을 결정하는 서큘레이터(23)와, 서큘레이터(23)를 통해 송신신호를 전송받아 이를 외부로 방사하고 반사된 신호를 수신하는 송수신안테나(24)와, 방향성결합기(22)로부터 송신신호의 일부를 LO포트로 입력받고 송신신호에 대한 수신신호를 RF포트로 입력받아 IF포트로 중간주파수 대역의 비트신호를 발생시키는 주파수혼합기(25)로 구성된다.

또한, 상기 신호처리부(40)는, 중간주파수회로부(30)에서 출력되는 신호를 디지털신호로 변환하는 아날로그-디지털 컨버터(이하, 'A/D컨버터'라 함)(41)와, 고속푸리에변환(Fast Fourier Transform) 기법을 적용하여 A/D컨버터(41)에 의한 디지털신호로부터 비트신호의 주파수를 검출하고 디지털화된 비트신호의 크기를 비교, 분석하여 표적 유무를 확인하는 디지털신호처리부(Digital Signal Processing: DSP, 이하 'DSP부'라 함)(42)로 구성된다.

상기와 같이 구성된 호모다인 FMCW 레이더의 동작 과정을 도 2의 주파수 변조된 송수신신호(51, 52)의 파형도와 도 3의 송수신장치에서 발생하는 누설비트신호(54)의 파형도를 참조하여 설명하면 다음과 같다.

상기 변조신호발생부(10)에서 주기 T_m의 삼각파 송신신호를 전압제어발진기(VCO)(21)의 전압제어포트로 공급하면, 전압제어발진기(21)에서 주파수 변조한 송신신호를 방향성결합기(22)로 출력한다.

이 때, 전압제어발진기(21)가 출력하는 주파수 변조된 송신신호의 주파수는, 주파수 변조된 송신신호의 주파수 기울기(Hz/sec)를 α, 최소 주파수(Hz)를 f₀이라 할 때 하기 수학식 1에서와 같이 표현된다.

f(t) = f₀+ αt (Hz) (0≤t≤T_m/2)

따라서 α는 지연시간에 대한 비트신호의 주파수를 대응시켜주는 상수로서, 도 2를 참조하여 다음과 같이 표현할 수 있다.

여기서, f_m(Hz)은 송신신호를 주파수 변조하는데 사용한 삼각파 변조신호의 주파수 변조된 송신신호의 주파수(f_m=1/T_m), B(Hz)는 전압제어발진기의 가변 범위인 주파수 변조 대역폭, f_b(Hz)는 IF포트에서 출력되는 비트신호의 주파수, τ_d(sec)는 거리에 따른 송수신신호의 지연시간(τ_d=2R/c)을 말한다.

상기 수학식 2로부터, 송신신호와 표적의 거리 정보를 포함한 수신신호의 차이를 다음과 같이 표현할 수 있다.

여기서,

(Hz)는 주파수 변조된 송신신호의 주파수,

(Hz)는 주파수 변조된 수신신호의 주파수, R(m)은 표적과의 거리, c(3×10⁸m/sec)는 자유공간 내의 전파 속도를 나타낸다.

FMCW 레이더에서 거리 R에 위치한 동일한 표적에 대하여 수신되는 신호의 전력 P_RX은 레이더 방정식에 따라 P_RX∝1/R⁴의 관계가 있다. 따라서 수신되는 전력 크기는 감지 거리에 따라 매우 큰 차이를 나타낸다. 그러므로 FMCW 레이더 수신단의 동적영역(dynamic range)은 매우 넓어야 하고, 상기 동적영역을 포괄할 수 있는 A/D 컨버터(41)를 통해 디지털 신호로 변환해야 한다. 이러한 A/D 컨버터(41)를 사용하여 디지털 변환된 비트신호는 디지털 신호처리되어, 탐색 구간 내에 표적이 존재하는지 판별하고 표적에 대한 거리 및 고도 정보를 획득한다. 그러나 수신신호의 동적영역이 광범위하여 신호처리부(40)에서 이를 처리하는데 많은 시간이 소요되므로, 실시간으로 신호를 처리하기 위하여 고속의 DSP부(42)를 사용한다.

한편, FMCW 레이더의 송수신장치(20)는 연속적으로 송신신호를 방사하는데 있어서, 송신신호와 수신신호 간의 유한 격리도로 인하여 누설된 송신신호가 진행한 거리에 해당하는 누설비트신호를 발생시킨다. 이와 같은 누설비트신호는, 그 크기가 수신신호에 비해 매우 크고 주기가 T_m인 삼각파 형태의 변조신호와 특이점이 일치하는 등 유사한 형태를 나타내기 때문에, 누설비트신호(54)의 주파수 스펙트럼은 송신신호 주파수 f_m(=1/T_m)의 정수배에 해당하는 무한수의 하모닉(harmonic) 성분을 형성한다.

즉, 도 3에 도시된 바와 같이, 주파수혼합기(25)의 IF포트에서 출력되는 누설비트신호(54)는 변조신호발생부(10)에서 출력되는 송신신호(53)와 동일한 지점에서 고조파 성분을 형성하는 특이점(55)이 발생하는데, 이는 전압제어발진기(21)로 입력되는 삼각파의 송신신호가 T_m/2마다 전압제어발진기(21)의 스윕(sweep)을 반복해서 발생하고, 그에 따라 누설비트신호(54)가 T_m/2의 정수배 위치마다 대칭적으로 재생되어 위상차에 의한 특이점(55)을 형성하기 때문이다.

상기 특이점(55)으로 인하여 누설비트신호(54)는 주파수 스펙트럼 상에서 무한수의 고조파 성분을 형성한다. 따라서 누설비트신호(54)의 고조파 성분이 수신신호에 의해 형성되는 비트신호보다 큰 경우 표적을 감지하는 것이 불가능하므로, FMCW 레이더의 감도를 저하시키지 않도록 주파수 대역 내의 누설비트신호(54)의 고조파 크기가 잡음바닥(noise floor)보다 작아야 한다.

이와 같은 누설비트신호 문제를 개선하기 위해 FMCW 레이더에 적용된 기존의 방법은 송신안테나와 수신안테나를 별도로 구현하고 송신신호와 수신신호 간의 격리도를 최대한 개선하는 것으로, 송신신호 누설에 의한 누설송신신호가 수신신호에 영향을 미치지 않도록 하는 것이다.

그러나 상기와 같은 종래 기술에 있어서, 레이더를 소형화하게 되면 송신안테나와 수신안테나를 별도로 구현한 경우에도 각 안테나 간에 상호 결합이 발생하여 원하는 격리도를 얻지 못하는 문제점이 있다.

또한, 이 경우 단일안테나를 사용하는 레이더에 비해 구조가 복잡하고 구현 단가가 높은 문제점이 있다.

특히, 배경의 반사도가 큰 환경에서 표적을 감지하기 위해서는 송수신안테나의 빔(beam) 폭을 좁게 구현해야 하는데, 송수신안테나가 분리된 경우 양 안테나 간에 원하는 격리도를 유지하면서 동일한 지점을 응시하도록 구현하기 어렵다.

따라서 본 발명은 상기와 같은 문제점을 감안하여 창안한 것으로, 단일안테나를 사용하는 FMCW 레이더에 있어서 송수신장치에 감지 거리에 대한 주파수 차이 측정의 기준신호로 사용되는 국부발진신호와 누설송신신호의 지연 거리를 일치시키는 구형도파관을, 중간주파수회로부에 누설비트신호 제거를 위한 고역통과여파기와 노치여파기를 추가하여 배경 클러터(clutter)가 큰 환경에서 표적의 유무와 거리 정보를 용이하게 추출할 수 있도록 한 단일 안테나를 사용한 FMCW 레이더의 누설신호 제거장치를 제공함에 그 목적이 있다.

즉, FMCW 레이더의 누설비트신호가 수십 밀리볼트 내외로, 수신신호에 비해 상당히 크기 때문에 충분히 제거되지 않은 누설비트신호가 레이더의 감도를 저하시킬뿐만 아니라 감지한 신호를 왜곡시키므로, 이를 효과적으로 제거하는 FMCW 레이더의 누설신호 제거장치를 제공함에 그 목적이 있다.

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명은, 송신신호를 발생시키는 변조신호발생부와, 전압제어발진기, 방향성결합기, 서큘레이터, 주파수혼합기 및 송수신안테나로 구성되어 비트신호를 발생시키는 송수신장치와, 저잡음증폭기, 대역통 과여파기 및 중간주파수증폭기로 구성되는 중간주파수회로부와, 신호처리부로 구성된 FMCW 레이더에 있어서, 상기 송신신호가 전압제어발진기 출력포트에서 주파수혼합기의 송신신호 입력포트까지 경유한 지연거리 r_LO가, 상기 서큘레이터에서 누설된 송신신호가 전압제어발진기 출력포트에서 주파수혼합기의 수신신호 입력포트까지 경유한 지연거리 r_LK(Tx)와 동일하도록 상기 방향성결합기와 주파수혼합기의 연결선에 위치한 구형도파관을 포함하여 구성한 것을 특징으로 한다.

이하, 본 발명에 따른 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.

도 4는 단일안테나를 사용한 호모다인 FMCW 레이더의 구성을 나타낸 블록도로서, 이에 도시한 바와 같이 송수신장치(200)에 있어서 방향성결합기(202)와 주파수혼합기(205) 국부발진신호(LO)포트의 연결선에 구형도파관(206)을 추가한다. 그리고 중간주파수회로부(300)에 있어서, 입력단에 고역통과여파기(301)를, 대역통과여파기(303)와 중간주파수증폭기(305) 사이에 노치여파기(304)를, 중간주파수증폭기(305)의 출력단에 전력분배기(306)를 더 포함하여 구성한다. 또한, 신호처리부(400)에 있어서, 기존의 A/D컨버터(이하, '제 1 A/D컨버터'라 함)(403a)가 연결된 DSP부(404)의 입력단에 또 하나의 A/D컨버터(이하, '제 2 A/D컨버터'라 함)(403b)를 추가로 연결하고, 중간주파수회로부(300)에서 출력되는 신호가 각각 자동이득조절장치(401)와 로그포락선검파기(402)로 입력되어 처리된 후 제 1 A/D컨버터(403a)와 제 2 A/D컨버터(403b)로 전달되도록 한다.

변조신호발생부(100)에서 삼각파의 송신신호가 발생하여 전압제어발진기(201), 방향성결합기(202), 서큘레이터(203)를 거쳐 송수신안테나(204)를 통해 방사하는 과정에 있어, 송수신안테나(204)와 서큘레이터(203) 사이의 임피던스 부정합에 의하여 송신신호 일부가 반사되어 주파수혼합기(205)의 RF포트로 입력된다. 즉, 이상적인 송수신장치(200)의 경우, 송신신호는 주파수혼합기(205)의 LO포트로, 상기 송신신호가 반사된 수신신호는 주파수혼합기(205)의 RF포트로 입력되어야 하나, 송신신호의 일부가 누설된 누설송신신호가 수신신호와 함께 서큘레이터(203)로부터 주파수혼합기(205)의 RF포트로 입력된다.

따라서, 서큘레이터(203)에서 주파수혼합기(205)의 RF포트로 입력되는 누설송신신호와 주파수혼합기(205)의 LO포트로 입력되는 송신신호의 지연거리를 일치시키기 위해 방향성결합기(202)의 출력단과 주파수혼합기(205)의 LO포트의 연결선 일부를 구형도파관(206)으로 구현한다.

여기서, 누설송신신호의 추가적인 진행경로 Δr_LK(TX)에 대한 지연시간 Δτ_dLK을 Δτ_dLK=Δr_LK(TX)/v_g라고 한다면, 누설송신신호의 주파수(f_LKb)는 다음과 같다.

여기서, r_LK(Tx)는 누설송신신호가 전압제어발진기(201)의 출력포트에서 주파 수혼합기(205)의 RF포트까지 경유한 지연거리를, r_LO는 송신신호가 전압제어발진기(201)의 출력포트에서 주파수혼합기(205)의 LO포트까지 경유한 거리를, v_g는 구형도파관(206) 내부 진행파의 진행속도를 말한다.

이 중, r_LK(Tx)는 송수신안테나(204)의 입력포트에서 회로망 분석기로 각 부정합에 따른 지연시간을 측정하여, 가장 큰 값을 가지는 누설송신신호의 지연시간에 해당하는 구형도파관(206)의 길이로 조절한다. 이 때, 상기 수학식 4에서 r_{LK(Tx) =} r_LO가 되도록 하면, 주파수혼합기(205)의 IF포트로 출력되는 누설비트신호가 DC성분이 되기 때문에 누설비트신호의 크기와는 무관하게 표적에 의한 비트신호와 쉽게 분리할 수 있다.

상기와 같이 동작하도록 구성한 송수신장치(200)는 누설경로가 여러 곳이기 때문에 구형도파관(206)을 추가하는 것만으로 주파수혼합기(205) IF포트에서 발생하는 누설비트신호를 완전히 제거할 수 없다. 따라서 중간주파수회로부(300)에 고역통과여파기(301), 노치여파기(304) 및 전력분배기(306)를 추가로 구성한다.

송수신장치(200)로부터 중간주파수회로부(300)로 입력되는 누설비트신호를 포함하는 비트신호는, 먼저 고역통과여파기(301)를 통과시켜 저주파 비트신호를 1차적으로 여파함으로써 저잡음증폭기(302)가 포화되는 것을 방지한다.

저잡음증폭기(302)는 시스템의 잡음지수를 개선하는 목적으로 사용되고, 저잡음증폭기(302)의 출력단과 연결되는 대역통과여파기(303)는 기 설정된 감지거리 에 해당하는 비트신호만을 추출하도록 주파수 f_c1부터 f_c2까지의 통과대역을 결정한다. 상기 대역통과여파기(303)의 다음 단(stage)은 노치여파기(304)로서, 노치여파기(304)의 차단주파수를 대역통과여파기(303)의 낮은 차단주파수 f_c1과 동일하도록 하여 대역통과여파기(303)의 낮은 차단주파수 f_c1 근방에 존재하는 비트신호의 고조파 성분을 제거한다.

도 5a에 도시한 파형도를 참조하면, 누설비트신호의 고조파 스펙트럼은 DC 근방의 신호를 제외하고는 송신신호의 변조신호로 사용된 삼각파의 송신신호와 거의 일치하므로, 푸리에변환을 거친 주기 T_m=1/f_m인 누설비트신호의 고조파 스펙트럼 전력 P_h(f)은 주파수 f에 따라 (f/f_m)^-4의 관계로, 주파수가 증가할수록 급격히 감소하는 특성을 가진다는 것을 알 수 있다.

우선, 비트신호가 고역통과여파기(301)를 통과하도록 하여, 도 5b에 도시한 바와 같이 저주파 비트신호를 필터링하여 저잡음증폭기(302)가 포화되는 것을 방지하고, 저잡음증폭기(302)에서 출력되는 비트신호의 통과대역(BW_beat=f_c2-f_c1)을 결정하는 대역통과여파기(302)를 통과시켜, 도 5c에 도시한 바와 같이 대부분의 저주파 성분을 차단시킨다. 그러나 이 때, 대역통과여파기(302)의 낮은 차단주파수 f_c1 근방에 존재하는 비트신호 성분이 가장 큰 전력을 갖게 되어, 이를 푸리에 역변환하게 되면 f_c1근방에 제거되지 못한 고조파 성분이 T_m/2의 정수배 위치마다 스파이크 (spike) 신호(56)를 발생시켜 로그포락선검파기(402)의 출력신호를 왜곡한다.

즉, 누설비트신호로 인해 시간 축에서 발생하는 스파이크 잡음(56)의 대부분은 f_c1근방에서 고역통과여파기(303)에 의해 미처 제거되지 못한 고조파 성분이 원인이므로 f_c1을 차단 주파수로 하는 노치여파기(304)를 사용하여 이를 제거한다. 그 결과, 도 5d에 도시한 바와 같이 스파이크 잡음(56)의 크기가 대폭 감소하였음을 확인할 수 있으며, 원하는 비트신호(57)만을 출력한다.

노치여파기(304)에서 출력되는 비트신호를 입력받는 중간주파수증폭기(305)는 전력분배기(306)를 통해 연결되는 자동이득조절장치(401)와 로그포락선검파기(402)의 동적영역 내에 비트신호가 존재하도록 이득을 조정한다.

이에 따라, 로그포락선검파기(402)는 입력되는 비트신호의 크기에 로그적으로 비례하는 값을 출력한 후 제 2 A/D컨버터(403b)를 사용하여 디지털신호로 변환하고, DSP부(404)에서 탐색 위치에 따른 출력크기를 비교하여 배경의 클러터가 큰 환경에서도 표적의 유무를 감별할 수 있도록 한다.

또한, 자동이득조절장치(401)는 입력되는 비트신호의 크기와 무관하게 동일한 신호세기의 출력을 발생시킨 후 제 1 A/D컨버터(403a)를 사용하여 디지털 신호로 변환하고, DSP부(404)에서 고속푸리에변환을 통해 비트신호의 주파수를 추출함으로써 표적과의 거리를 감지한다.

이상에서 상세히 설명한 바와 같이, 본 발명은 누설비트신호를 효과적으로 제거하기 위한 구형도파관을 추가한 송수신장치와 누설송신신호 제거회로를 이용한 중간주파수회로부를 통하여 단일안테나로 감도가 우수한 FMCW 레이더를 구현할 수 있는 효과가 있다.

Claims

송신신호를 발생시키는 변조신호발생부와, 전압제어발진기, 방향성결합기, 서큘레이터, 주파수혼합기 및 송수신안테나로 구성되어 비트신호를 발생시키는 송수신장치와, 저잡음증폭기, 대역통과여파기 및 중간주파수증폭기로 구성되는 중간주파수회로부와, 신호처리부로 구성된 FMCW 레이더에서,

상기 송신신호가 전압제어발진기 출력포트에서 주파수혼합기의 송신신호 입력포트까지 경유한 지연거리 r_LO가, 상기 서큘레이터에서 누설된 송신신호가 전압제어발진기 출력포트에서 주파수혼합기의 수신신호 입력포트까지 경유한 지연거리 r_LK(Tx)와 동일하도록 상기 방향성결합기와 주파수혼합기의 연결선에 위치한 구형도파관을 더 포함하고, 그리고

상기 중간주파수회로부는:

상기 주파수혼합기 출력포트와 저잡음증폭기 간에 위치시켜 저잡음증폭기가 포화되는 것을 방지하도록 저주파 비트신호를 필터링하는 고역통과여파기와; 상기 대역통과여파기의 출력단에 위치시켜, 대역통과여파기의 낮은 차단주파수와 동일한 차단주파수를 가지고 차단주파수 부근 비트신호의 고조파 성분을 제거하는 노치여파기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 FMCW 레이더의 누설신호 제거장치.
제 1 항에 있어서,

상기 r_LK(Tx)는, 송수신안테나의 입력포트에서 회로망분석기로 상기 송수신안테나와 서큘레이터의 임피던스 부정합을 측정하고, 그 측정값 중 가장 큰 값을 가지는 누설된 송신신호의 지연시간에 해당하는 지연거리로 결정하도록 구성한 것을 특징으로 하는 FMCW 레이더의 누설신호 제거장치.
삭제
삭제
제 1 항에 있어서,

상기 신호처리부는, 상기 중간주파수회로부의 출력신호를 입력받아 동일한 신호 세기의 출력을 발생시키는 자동이득조절장치와,

상기 중간주파수회로부의 출력신호를 입력받아 그 크기에 로그(log)적으로 비례하는 출력을 발생시키는 로그포락선검파기와,

상기 자동이득조절장치와 로그포락선검파기의 출력을 디지털신호로 변환하는 아날로그-디지털 컨버터와,

상기 각각의 아날로그-디지털 컨버터의 출력을 고속푸리에변환(Fast Fourier Transform) 기법으로 신호 처리하여 표적 유무 및 표적과의 거리 값을 판독하는 디 지털신호처리부로 구성한 것을 특징으로 하는 FMCW 레이더의 누설신호 제거장치.