JP3990974B2

JP3990974B2 - ピークファクタ低減装置

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Publication number: JP3990974B2
Application number: JP2002341670A
Authority: JP
Inventors: 一行堀
Original assignee: Hitachi Communication Technologies Ltd
Current assignee: Hitachi Communication Technologies Ltd
Priority date: 2002-11-26
Filing date: 2002-11-26
Publication date: 2007-10-17
Anticipated expiration: 2022-11-26
Also published as: CN1503586A; US6999733B2; KR100996082B1; US20040100210A1; CN1297165C; KR20040047516A; JP2004179813A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は移動体通信基地局等に用いられる無線送信機のベースバンド信号処理装置、とりわけピークファクタの大きな正規分布に従う信号を取り扱う必要があるCDMA基地局用ベースバンド信号処理装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動体通信方式として周波数資源の利用効率が高く、広帯域・高多重通信が可能なCDMAが注目されている。CDMA方式では、何チャネルものベースバンド信号が、各々直交する拡散符号によって擬似的に無相関な信号へと拡散され、符号多重化されて送信されるため、多重数が増えると送信I、Q信号は正規分布に近づくことが知られている。正規性を呈する信号は、生起確率は低いながらも平均送信電力に対して１０dB以上大きな瞬時ピーク振幅が発生する。このような信号の瞬時最大電力と平均電力の比を、一般的にピークファクタという。
【０００３】
正規性信号を無線送信機で送信する場合、大きな瞬時ピーク振幅に対してまでも十分な線形性が確保されていないと、送信周波数帯域外に非線形歪が発生して他システムに対する妨害波となる。その発生量は電波法規によって厳しく規制されている。
【０００４】
このような状況下では無線送信機、とりわけ最終段の電力増幅器は平均送信電力を飽和出力電力から十分に下げた状態で運転せざるを得ず、電力効率を十分に上げることができなくなり、結果として装置サイズやランニングコストの増大につながるという点が問題となる。
【０００５】
このような問題点を解決するため、電力増幅器を高度に線形化して大出力運転を可能とする、いわゆる歪補償と呼ばれる技術が各種考案されているが、その一方で、ベースバンド信号の分布形そのものを変化させてピーク振幅の発生量を抑えることで増幅器の大出力運転を可能とする方法も存在する。
【０００６】
後者の技術の場合、本質的に信号品質が劣化するのであるが、ピーク振幅の発生頻度は確率的に見れば十分低いため信号品質劣化への影響は僅かであり、適用システムに応じて定められた規格以内の劣化であれば許容される。
【０００７】
最も簡易な一例としては、リミッタ回路を用いてピーク振幅を切り落とす方法が考えられるが、これでは信号に滑らかでない折れ点が生じるため、スペクトルの広がりを発生させることになる。次の方法として、リミッタ回路出力をフィルタで帯域制限する方法も考えられるが、フィルタによる畳み込みの作用で、ピーク振幅が再生されてしまう場合が生じる。このような問題を解決する技術の従来例として、特許文献１に記載された方式が挙げられる。
【０００８】
まず、従来技術について図１０を用いて説明する。従来技術の動作波形例を示したものが図１１である。入力された白色正規性信号は、まずリミッタ１００１によって大振幅成分が切り取られる。これをフィルタ１００６で帯域制限する場合、フィルタ１００６による平滑化の際に、リミッタ１００１で切り取った振幅以上のピーク振幅が再生されてしまう場合がある。これは、フィルタ１００６における畳み込みの作用による。そこで、フィルタ１００６と同一または類似した特性を持つフィルタ１００２を参照フィルタとして用い、この出力信号を振幅制御部１００４へと供給する。振幅制御部１００４の出力信号は、参照フィルタ１００２で再生されたピーク振幅に関して、振幅制御部１００４の設定値以上の値を検出すると、設定値を超えた分の振幅に基づき、後段のフィルタ１００６で畳み込みが発生する期間、すなわちフィルタ１００６のタップ長に相当する期間だけ出力値を低下させる。一方、対向する遅延器１００３は、参照フィルタ１００２で発生する信号遅延を補正する。遅延された信号は、振幅制御部１００４出力に基づき、乗算器１００５でその利得が制御されるため、振幅制御部の出力値を適切に設定することにより、フィルタ１００６によって再生されるピーク振幅がしきい値を超えないようにすることができる。
【特許文献１】
特開平１０−１２６３０９号公報
【発明が解決しようとする課題】
以上説明したように、従来の技術では、リミッタ１００１による大振幅の切り取りと、振幅制御回路１００４による利得低下の２段階の操作でピーク振幅を抑圧する。しかしながら、後者の操作では実際にピーク振幅が発生する時間間隔は極めて僅かであるにも関わらず、畳み込みの影響を阻止するためフィルタ１００６のタップ長に相当する期間だけ一律に利得を低下させているため、信号品質の劣化に対する影響が大きなものとなる点が問題となる。また、従来技術においては複数の変調信号と搬送波から成るマルチキャリア信号に対しては考慮がなされていない。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記従来技術の問題点を解決するために考案されたものである。本発明では、従来技術のようにフィルタのタップ長に相当する一定区間に渡って一律に信号を変化させるのではなく、ピーク振幅のごく近傍にのみエネルギが集中するような補正信号を生成し、これに基づいてピーク振幅の消去を行うため、信号品質の劣化に対する影響を小さく抑えることができる。
【００１０】
具体的には図１に示すように、入力信号を参照フィルタ１０１へ入力し、帯域制限を行った場合に発生するピーク振幅を観測する。次に振幅制御部１０４によって参照フィルタ１０１出力が設定値A0を超過した部分の波形を抽出する。次に抽出波形が極大となる時刻に極大値に比例した振幅を有するインパルス信号を発生させ、入力信号を遅延器１０２で遅延させてインパルス信号とタイミングを合わせておき、遅延器１０２出力からインパルス信号を加算器１０３によって信号減算を行い出力する。
【００１１】
これを最終的に帯域制限フィルタ１０５によって帯域制限すると、線形回路の重ねの理に基づき入力信号によって発生するピーク振幅と、インパルス信号によって発生するインパルス応答振幅の位置と振幅が合致し、位相は反転しているため、ピークを超過した振幅成分が消去されピークファクタを設定値に制限することができる。
【００１２】
また、上記処理においてインパルス信号の相殺を行った結果として、ピーク制限が不完全で誤差成分が残留するような場合においても、図２に示すようにピークファクタ低減装置を多段縦続接続することによって、ピーク制限効果を一層高めることができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の詳細を図３に示す第１の実施例と、図６に示すインパルス発生回路の実施例に基づき説明する。図３は本発明によるピークファクタ低減装置を用いたベースバンド信号処理部を表す。
【００１４】
図３のピークファクタ低減装置では、まず一様スペクトルを有する正規性ベースバンド複素入力信号の実部Iiと虚部Qiのそれぞれを参照フィルタ１０１aと１０１ｂによって帯域制限する。参照フィルタ１０１aと１０１ｂのインパルス応答は、帯域制限フィルタ１０５ａ、１０５ｂのインパルス応答と同一もしくは極めて類似しているものとする。参照フィルタ１０１aと１０１ｂで帯域制限された信号はまだ正規性を有している。
【００１５】
次に、絶対値回路２０１では帯域制限された複素信号から実部、虚部の自乗和を計算しその平方根を取ることで瞬時振幅成分を生成する。デッドゾーン回路２０３では図４の入出力特性に基づき、絶対値回路２０１出力信号から設定値A0以上の振幅成分を出力する。デッドゾーン回路２０３を実現するには、例えば、入力信号から設定値A0を減算し、負の出力を強制的にゼロに変更すればよい。デッドゾーン回路２０３出力はインパルス発生回路へと供給される。
【００１６】
インパルス発生回路２００の入力信号Rdedは、複素信号の瞬時振幅のピーク部分の波形を抽出したものなので、山形の孤立波が連続するような波形となっている。
【００１７】
この波形を微分回路６０１で微分演算処理する。ここでの微分演算処理とは、連続する２サンプルの差を計算することであり、インパルス応答列が[1、-1]であるような簡単なFIRディジタルフィルタで実現できる。この結果、信号が増加する区間においては正の出力値、減少する区間においては負の出力値が得られる。この出力Rdifを遅延器６０３で１サンプル遅延し、乗算器６０４によって元の信号との積をとると、Rdifが正から負に転じた瞬間のサンプルのみが負の出力となり、他は全てゼロまたは正の出力となる。
【００１８】
次に負値判定器６０５によってこれを判定し、負値が入力された場合にのみ正値の単位振幅、すなわち１を出力すれば、これはインパルス信号となる。負値判定器６０５は、例えば符号ビットを取り出すといった操作で実現できる。負値判定器６０５出力は、利得回路６０６によって固定値max(fir)で正規化することで信号Rnegを得る。固定値max(fir)は、図５に示すように帯域制限フィルタ１０５のインパルス応答の最大値であり、予めプリセットしておけばよい。
【００１９】
次に入力信号Rdedを遅延器６０２で１サンプル遅延させた出力RudlとRnegとの積を乗算器６０７で求めることで、ピーク振幅に極大値が生じる位置に、極大値に比例する振幅を有するインパルス信号が得られる。
【００２０】
一方、参照フィルタ１０１ａと１０１ｂ出力から絶対値回路２０１出力を除算器２０２ａと２０２ｂで除することで、複素信号If+j Qfの余弦成分と正弦成分が求められる。これを遅延器２０４ａと２０４ｂでインパルス発生回路２００の処理遅延に相当する時間だけ遅延させてタイミングを合わせておき、乗算器２０５ａと２０５ｂでインパルス発生回路２００出力信号との積を求めることで複素数化がなされ、複素インパルス信号Ip+j Qpを生成することができる。
【００２１】
次に、入力信号をフィルタ１０１ａ、１０１ｂ、インパルス発生回路２００の処理遅延に相当する時間だけ遅延器１０２ａと１０２ｂで遅延させてタイミングを合わせておき、加算器１０３ａと１０３ｂによって複素インパルス信号を減算することでピークファクタ低減処理が完了する。
【００２２】
最後に、ピークファクタ低減処理部出力信号を帯域制限フィルタ１０５ａと１０５ｂによって帯域制限すると、線形回路における重ねの理に基づき、入力信号が帯域制限されて出現するピーク振幅成分と、複素インパルス信号が帯域制限されて出現するインパルス応答成分の波高値と位置が合致し、位相が反転するため、ピークを超過した振幅成分が抑圧されピークファクタを設定値に制限する効果が得られる。
【００２３】
なお、図３に示した振幅制御部１０４は種々の変形が可能であり、その一例を図１５に示す。図１５では、図3における除算器２０２ａ、２０２ｂに代わり、逆数回路１５０１で逆数を求めた結果をデッドゾーン回路２０３の出力に乗算器１５０２で乗算する構成であるが、このように変形しても図３と同様の効果を得ることが可能である。
【００２４】
ここで、図７を用いて図１５の動作を説明する。図７は図１５をシミュレーションすることによって得られた波形の一部である。この例では、デッドゾーン回路の設定値A0を約2.3に設定しており、絶対値回路２０１出力においては、２箇所において設定値A0超過振幅P1、P2が発生している。
【００２５】
次に、インパルス発生回路２００の入力は、デッドゾーン回路２０３で得られる設定値超過分波形を、元の振幅r1、r2で正規化した波形となっている。遅延器６０２出力は、これを１サンプル遅延させた波形である。
【００２６】
微分回路６０１では、インパルス発生回路２００の入力を時間微分した波形が得られる。遅延器６０３出力は、これを１サンプル遅延させた波形である。
【００２７】
利得回路６０６出力では、微分回路６０１出力と遅延器６０３出力が異符号となる位置に波高値1/max(fir)のインパルス信号が得られる。これに遅延器６０２出力を乗じると、インパルス発生回路の出力信号が得られる。
【００２８】
インパルス発生回路２００出力信号を、振幅制御部の入力信号If+jQfを遅延させた信号に乗じると、複素信号(If+jQf)P/r/max(fir)となり複素化がなされる。いま、この複素化したインパルス信号を帯域制限フィルタ1０５で処理した場合を考えると、その出力ではmax(fir)が相殺され、(If+jQf)P/rとなる。さらにその振幅波高値ではrが相殺されPとなり、デッドゾーン回路２０３の設定値超過振幅Pと一致している。したがって、帯域制限フィルタ1０５で帯域制限処理を行う前に、加算器１０３によって予め入力を遅延させた信号と減算しておくことで、線形回路の重ねの理に基づきピーク振幅成分を消去することが可能となる。
【００２９】
次に、図8を用いて本発明の第２の実施例について説明する。本実施例では、図３の第１の実施例において、インパルス発生回路２００と、これに対応する遅延器２０４ａと２０４ｂを省略し、利得回路６０６による振幅の正規化処理のみを行う場合を示している。
【００３０】
図３において複素入力信号のピーク振幅がデッドゾーン回路２０３の設定値A0に近接しているような場合は、デッドゾーン回路出力はピーク振幅のごく近傍の１サンプル分しか出力されない。したがってデッドゾーン回路出力がすでにインパルス信号となっているため、振幅の正規化処理を行うだけでよく、インパルス発生回路２００を省略することで構成を簡略化できる。
【００３１】
次に、図９を用いて本発明の第３の実施例について説明する。本実施例は本発明によるピークファクタ低減処理部に、参照フィルタ１０１ａ、１０１ｂ出力の絶対値をとる絶対値回路９０１ａと９０１ｂと、絶対値回路９０１ａと９０１ｂの和をとる加算器９０２と、デッドゾーン回路２０３と同一の設定値A0に基づいて加算器９０２出力がA0以下であれば振幅制御部１０４を休止させる制御を行う制御回路９０３を付加した構成である。
【００３２】
振幅制御部１０４では、絶対値回路２０１によって複素信号If+jQfの瞬時振幅成分を求めている。このとき、複素信号に関して三角不等式|If|+|Qf|≧|If+jQf|が成立するので、A0≧|If|+|Qf|であればA0≧|If+jQf|が成り立つため絶対値回路２０１の出力はゼロであり、この状態では振幅制御部を動作させる必要がないため休止させておけばよい。入力信号が正規性であるとすれば全体の動作時間に対して振幅制御部１０４の動作する必要がある時間比率はごく僅かである。したがって、本発明によりピークファクタ低減処理部での消費電力を低減することが可能となる。
【００３３】
次に図１２を用いて本発明の第４の実施例を説明する。図１２に示す本発明による無線送信機は、少なくとも１つ以上のディジタル変調信号を拡散符号を用いて拡散する拡散部１２０１と、拡散された信号を多重化する多重化部１２０２と、多重化部出力信号をオーバサンプルするインタポレータ１２０３と、本発明によるピークファクタ低減装置１００と、ピークファクタ低減装置出力信号を帯域制限する帯域制限フィルタ１０５と、ディジタル出力信号をアナログ信号に変換するディジタル‐アナログ変換器１２０４と、アナログ出力信号の平滑化を行うフィルタ１２０５と、信号帯域をベースバンドから高周波へ変換する周波数変調部１２０６と、所定の電力まで信号増幅を行う電力増幅器１２０７と、制御部１２０８から構成される。
【００３４】
ディジタル変調信号が拡散・多重化された結果として、正規分布に従う信号である場合、１０ｄB以上のピークファクタを有することになる。
【００３５】
このような性質の信号を、本発明のピークファクタ低減装置１００を用いること無しにバックオフ（飽和出力と平均出力の比）が一例として１０ｄBであるような電力増幅器１２０７で送信する場合、１０ｄBを超過する振幅成分は電力増幅器で飽和するため、出力信号には飽和歪が発生することになる。このとき、一般的に信号のスペクトルが広がるため、広がった部分のスペクトルが送信帯域外、例えば隣接チャネルに対する妨害波となる。この妨害波は送信帯域に極めて近接しているため、フィルタによる除去が困難である。そのため、電力増幅器１２０７は平均出力を信号のピークファクタに応じて下げ、低歪の状態で運転する必要があり、装置の高効率化を阻害する。
【００３６】
一方、本発明の実施例によれば、ピークファクタ低減装置１００の働きによってあらかじめピークファクタを１０ｄB以内に低減することで、電力増幅器１２０７においては振幅が飽和出力に達することがなく、飽和歪の発生を防止することができるため、装置を高効率で運転することが可能となる。
【００３７】
また、制御部１２０８よりピークファクタ低減装置の設定値A0を供給することにより、搭載する電力増幅器１２０７の特性に応じたきめ細かい制御が可能となる。
【００３８】
次に図１３を用いて本発明の第５の実施例を説明する。図１３に示す本発明による無線送信機は、図１２の実施例における帯域制限フィルタ１０５とディジタル−アナログ変換器１２０４の間に、電力増幅器１２０７の非線形入出力特性の逆関数を入出力特性として有するディジタルプリディストーション装置１２００を配置することを特徴とする。電力増幅器１２０７の入出力特性には、出力の飽和以外に単調増加領域で非直線性を有する場合が多い。このような電力増幅器を使用する場合、図１２の実施例によって飽和歪の発生を防止することができるが、非直線性に基づく歪が発生する。そのため、電力増幅器１２０７の非線形入出力特性の逆関数を入出力特性として有するディジタルプリディストーション装置１２００を帯域制限フィルタ１０５とディジタル−アナログ変換器１２０４の間に配置することにより、飽和歪に対してはピークファクタ低減装置１００、非直線歪に対してはディジタルプリディストーション装置１２００が作用するため、結果としてピークファクタ以下の振幅成分に対して完全な線形化が可能となり、歪の発生を原理的に防止することができる。
【００３９】
ここで、本発明によるピークファクタ低減装置と従来技術のシミュレーション結果について図１４を用いて説明する。入力信号は16384ポイントの複素正規分布信号を４倍オーバーサンプルした信号とし、フィルタにはCDMAベースバンドフィルタ用に設計された74タップのフィルタを用い、無処理すなわちオーバーサンプルの後直ちに帯域制限した場合と、従来技術と、本発明に関して、得られた複素信号の絶対値をプロットした。本発明については図２に示す構成を用い、段数は２段で初段には図３の構成、後段には図８の構成を用いている。信号品質の劣化に関しては、本発明と従来技術のどちらも、
sqrt[Σ{(Io-Ii)^2+(Qo-Qi)^2}/N]/ sqrt[Σ{Ii^2+Qi^2}/N]
で表される変調精度が3%の条件に統一した。シミュレーションの結果、従来技術におけるピークファクタが7.90dBであるのに対し、本発明では7.40dBで0.5dBの改善効果が得られ、本発明の有効性が確認された。
【００４０】
次に、図１６を用いて本発明の第６の実施例を説明する。図１６は本発明によるピークファクタ低減装置をマルチキャリアシステムへ拡張した場合の実施例であり、等離調３キャリアシステム時の例を具体的に説明するが、本発明は離調周波数およびキャリア数を特に限定するものではない。
【００４１】
まず、３系統のベースバンド複素入力信号をそれぞれ分岐させ、一方を参照フィルタによって帯域制限する。ただし、後段のキャリア重畳によってサンプルレートが不足するのを防止するため、さらにオーバサンプル回路１６０１による、インタポレーションによりサンプルレートを増加させるオーバサンプル処理と、平滑フィルタ１６０２による、不要なイメージ周波数を除去する平滑化処理を行う。
【００４２】
次に振幅制御部では、マルチキャリア化した信号の振幅成分が設定値A0を超過した部分の波形を抽出し、これが極大となる時点に振幅成分によって波高値を正規化したインパルス信号を発生させる。このインパルス信号に入力信号を乗じることで、複素インパルス信号が得られる。
【００４３】
ここで、振幅制御部の構成例について図１７を用いて説明する。振幅制御部では、平滑フィルタ出力信号を直交変調器１７０１によって複素乗算し、キャリア重畳器１７０２によって加算合成することでマルチキャリア化された単一の複素信号へ変換する。次に、図１５と全く同様にその振幅（abs）を取り出す。この振幅情報は、図４に示す入出力特性を有するデッドゾーン回路dzによって、設定値A0の超過分波形のみを取り出した後、振幅の逆数(rcp)を乗じることで正規化を行う。インパルス発生回路impは、正規化されたデッドゾーン回路dz出力波形が極大となる時刻に極大値に比例した振幅を持つインパルス信号を発生させる。インパルス発生回路は図６と同様の構成を用いるが、利得回路６０６の利得は、帯域制限フィルタ１０１のインパルス応答最大値をmax(fir)、オーバサンプル回路１６０１でのオーバサンプルレートをｎ、平滑フィルタ１６０２のインパルス応答最大値をmax(fil)として、1/(max(fir) max(fil) n)に設定する。
【００４４】
インパルス発生回路出力を入力信号を１サンプル遅延させた信号に乗じると、ピーク振幅に極大値が生じる時刻に、極大値に比例する振幅を有するインパルス信号が得られる。
【００４５】
次に、入力信号を遅延器１６０９で遅延させた信号とインパルス信号減算を行うのであるが、入力信号を遅延させた信号と複素インパルス信号とはサンプルレートが異なっており、そのまま減算することはできないため、ダウンサンプルにより複素インパルス信号のサンプルレートを落とす必要がある。しかしながら、単なるダウンサンプルでは信号がインパルスであるため、パルス発生位置によっては取りこぼしが発生する恐れがある。
【００４６】
この対策として、入力複素信号のサンプルレートを予め上げておくとすれば、帯域制限フィルタは高いサンプルレートに対して実現しなくてはならず、フィルタのタップ長をほぼオーバサンプル率倍に増加させる必要が生じ、実現が難しくなってしまう。そのため、多重化部１６０３を用いた多重化処理をダウンサンプル処理前段に加えることで取りこぼしの問題を回避した。これを図１８を用いて説明する。
【００４７】
まず、図１８(a)は複素インパルス信号である。本来実部、虚部からなる３系統の信号であるため、６個の要素をもつのだが、簡略化して図示している。この複素インパルス信号をタップ係数が[1 1 … 1]（n個）であるようなfirフィルタから成る多重化部１６０３で処理すると、図１８(b)に示すように複素インパルス信号がn個連続して出力される。これをダウンサンプル回路１６０４で1/nにダウンサンプルすると、図１８(c)に示すようにn個のうち必ず１つだけを拾うため、取りこぼしの問題を回避することができる。
【００４８】
次に図１６では、入力信号を遅延器１６０９で参照フィルタからダウンサンプル１６０４に至る経路の処理遅延時間だけ遅延させてインパルス信号とタイミングを合わせておき、遅延器１６０９出力から複素インパルス信号を減算する。
【００４９】
この減算結果を最終的に帯域制限フィルタによって帯域制限し、さらにオーバサンプル回路１６０５によるオーバサンプル処理と平滑フィルタ１６０６による平滑化処理を行う。搬送波信号を遅延器１６１０と１６１１によって、振幅制御部から平滑フィルタ１６０６へ至る経路の処理遅延時間だけ遅延させておき、平滑フィルタ出力信号を直交変調器１６０７によって複素乗算し、キャリア重畳器１６０８によって加算合成することですると、線形回路の重ねの理に基づき３キャリア合成信号のピーク振幅と、インパルス信号によって発生するインパルス応答振幅の位置と振幅が合致し、位相は反転しているため、出力においてはピークを超過した振幅成分が抑圧されピークファクタを設定値に制限することができる。
【００５０】
なお、本実施例に示したマルチキャリアシステムへ拡張したピークファクタ低減装置においても、図２と同様にして多段縦続構成にすることにより、ピーク制限効果を一層高めることができる。
【００５１】
【発明の効果】
以上説明したように、従来技術ではフィルタのタップ長に相当する期間だけ一律に信号を変化させていたのに対し、本発明ではインパルス性の信号を用いるためピーク振幅を消去する際にはピーク振幅のごく近傍にしか影響を与えず、信号品質の劣化に対する影響を小さく抑えることができる。したがって、従来技術と同等の信号品質劣化では、ピークファクタの低減効果をより大きくできる。また、本発明により、マルチキャリア信号についてもピークファクタの低減が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１原理図。
【図２】本発明の第２原理図。
【図３】本発明の第１の実施例。
【図４】デッドゾーン回路２０３の入出力特性。
【図５】フィルタのインパルス応答例。
【図６】インパルス発生回路の実施例。
【図７】インパルス発生回路の動作波形例。
【図８】本発明の第２の実施例。
【図９】本発明の第３の実施例。
【図１０】従来技術。
【図１１】従来技術の動作波形例。
【図１２】本発明の第４の実施例。
【図１３】本発明の第５の実施例。
【図１４】シミュレーション結果。
【図１５】振幅制御部の変形例。
【図１６】本発明の第６の実施例。
【図１７】本発明の第６の実施例における振幅制御部。
【図１８】本発明の第６の実施例における多重化部の作用。
【符号の説明】
１００…ピークファクタ低減装置、１０１…参照フィルタ、１０２…遅延器、１０３…加算器、１０４…振幅制御部、１０５…帯域制限フィルタ、１０１ａ、１０２ｂ…参照フィルタ、１０２ａ、１０２ｂ…遅延器、１０３ａ、１０３ｂ…加算器、１０５ａ、１０５ｂ…帯域制限フィルタ、２００…インパルス発生回路、２０１…絶対値回路、２０２ａ、２０２ｂ…除算器、２０３…デッドゾーン回路、２０４ａ、２０４ｂ…遅延器、２０５ａ、２０５ｂ…乗算器、６０１…微分回路、６０２、６０３…遅延器、６０４、６０７…乗算器、６０５…負値判定器、６０６…利得回路、９０１ａ、９０１ｂ…絶対値回路、９０２…加算器、９０３…制御回路、１００１…リミッタ回路、１００２…参照フィルタ、１００３…遅延器、１００４…振幅制御部、１００５…乗算器、１００６…帯域制限フィルタ、１２００…ディジタルプリディストーション装置、１２０１…拡散部、１２０２…多重化部、１２０３…インタポレータ、１２０４…ディジタル‐アナログ変換器、１２０５…フィルタ、１２０６…周波数変調部、１２０７…電力増幅器、１２０８…制御部、１２０８…ベースバンド信号処理部、１５０１…逆数回路、１５０２…乗算器、１６０１、１６０５…オーバサンプル回路、１６０２、１６０６…平滑フィルタ、１６０３…多重化部、１６０４…ダウンサンプル回路、１６０７、１７０１…直交変調器、１６０８、１７０２…キャリア重畳部、１６０９、１６１０、１６１１…遅延器。

Claims

一様スペクトルを有する２種類の白色ベースバンド信号をそれぞれ実部、虚部とする複素入力信号を帯域制限する参照フィルタと、
前記参照フィルタの伝播遅延に相当する時間だけ複素入力信号を遅延させる第１の遅延器と、
前記参照フィルタ出力信号の振幅成分が設定値を超過した場合に超過分に比例する振幅を有する複素インパルス信号を出力する振幅制御部と、
前記第１の遅延器の出力信号から前記振幅制御部出力信号を減算する減算器とを有し、
前記振幅制御部は、
参照フィルタ出力信号の実部、虚部に基づき絶対値を出力する絶対値回路と、
上記絶対値回路出力信号の設定値超過分を出力するデッドゾーン回路と、
前記絶対値回路出力信号の逆数を出力する逆数回路と、
前記デッドゾーン回路出力信号と前記逆数回路出力信号とを乗算した結果に比例した振幅のインパルス信号を発生するインパルス発生回路と、
該振幅制御部への入力信号を前記インパルス発生回路の処理遅延に応じて遅延させる第２の遅延器と、
前記インパルス発生回路出力信号を前記第２の遅延器の出力信号に乗ずる第１の乗算器とを有することを特徴とするピークファクタ低減装置。
２種類のベースバンド信号をそれぞれ実部、虚部とする複数系統の複素入力信号を帯域制限する参照フィルタと、
前記参照フィルタの出力信号のサンプルレートをインタポレーションにより増加させて出力するオーバサンプル回路と
前記オーバサンプル回路出力信号に含まれる不要なイメージ周波数を除去する平滑フィルタと、
複数系統の前記平滑フィルタ出力信号を、複素搬送波信号を用いて複素乗算し、実部及び虚部をそれぞれ加算合成した信号の振幅成分が設定値を超過した場合に超過分に比例する振幅を有する複素インパルス信号を出力する振幅制御部と、
前記複素インパルス信号の連続する数を前記オーバサンプル回路のオーバサンプル比だけ時間的に増倍させる多重化部と、
前記多重化部出力信号を前記オーバサンプル回路のサンプルレート増加率だけ間引くことでサンプルレートを低減させるダウンサンプル回路と、
前記複数系統の複素入力信号を、前記参照フィルタから前記ダウンサンプル回路までの処理系で生じる伝搬遅延に相当する時間だけ遅延させる第１の遅延器と、
前記第１の遅延器の出力信号から前記ダウンサンプル回路出力信号を減算する減算器とを有することを特徴とするピークファクタ低減装置。
請求項２記載のピークファクタ低減装置であって、
前記振幅制御部は、
複数系統の平滑フィルタ出力信号と複素搬送波信号について複素乗算を行う直交変調器と、
直交変調器出力を加算合成するキャリア重畳器と，
キャリア重畳器出力信号の実部、虚部に基づき絶対値を出力する絶対値回路と、
前記絶対値回路出力信号の設定値超過分を出力するデッドゾーン回路と、
前記絶対値回路出力信号の逆数を出力する逆数回路と、
前記デッドゾーン回路出力信号と前記逆数回路出力信号とを乗算した結果に比例した振幅のインパルス信号を発生するインパルス発生回路と、
該振幅制御部への入力信号を前記インパルス発生回路の処理遅延に応じて遅延させる第２の遅延器と、
前記インパルス発生回路出力信号を前記第２の遅延器の出力信号に乗ずる第２の乗算器とを有することを特徴とするピークファクタ低減装置。
請求項１または３記載のピークファクタ低減装置であって、
前記インパルス発生回路が、
前記デッドゾーン回路出力信号を１サンプル遅延させる第３の遅延器と、
前記デッドゾーン回路出力信号の連続する２サンプルの差分をとることで波形微分演算を行う微分回路と、
前記微分回路出力信号を１サンプル遅延させる第４の遅延器と、
前記微分回路出力信号と第４の遅延器の出力信号のサンプルごとの積をとる第３の乗算器と、
前記第３乗算器出力が負値の場合に単位振幅を有するインパルス信号を出力する負値判定器と、
前記負値判定器出力信号を参照フィルタのインパルス応答最大値で正規化する利得回路と、
前記利得回路出力信号と第３の遅延器の出力信号のサンプルごとの積をとる第４の乗算器とから構成されることを特徴とするピークファクタ低減装置。
請求項１−４のうちいずれかに記載のピークファクタ低減装置を多段縦続接続することを特徴とするピークファクタ低減装置。
２種類のベースバンド信号をそれぞれ実部、虚部とする複数系統の複素入力信号を帯域制限する参照フィルタと、
前記参照フィルタの出力信号のサンプルレートをインタポレーションにより増加させて出力する第１のオーバサンプル回路と
前記第１のオーバサンプル回路出力信号に含まれる不要なイメージ周波数を除去する第１の平滑フィルタと、
複数系統の前記第１の平滑フィルタ出力信号を、複素搬送波信号を用いて複素乗算し、実部及び虚部をそれぞれ加算合成した信号の振幅成分が設定値を超過した場合に超過分に比例する振幅を有する複素インパルス信号を出力する振幅制御部と、
前記複素インパルス信号の連続する数を前記第１のオーバサンプル回路のオーバサンプル比だけ時間的に増倍させる多重化部と、
前記多重化部出力信号を前記第１のオーバサンプル回路のサンプルレート増加率だけ間引くことでサンプルレートを低減させるダウンサンプル回路と、
前記複数系統の複素入力信号を、前記参照フィルタから前記ダウンサンプル回路までの処理系で生じる伝搬遅延に相当する時間だけ遅延させる遅延器と、
前記遅延器出力信号から前記ダウンサンプル回路出力信号を減算する減算器とを有することを特徴とするピークファクタ低減装置と、
前記ピークファクタ低減装置の出力信号を帯域制限する帯域制限フィルタと、
前記帯域制限フィルタの出力信号のサンプルレートをインタポレーションにより増加させる第２のオーバサンプル回路と、
前記第２のオーバサンプル回路出力信号に含まれる不要なイメージ周波数を除去する第２の平滑フィルタと、
多系統の平滑フィルタ出力信号を、複素搬送波信号を用いて複素乗算する直交変調器と、
多系統の直交変調器出力信号を実部毎、虚部毎に加算合成するキャリア重畳器とを有することを特徴とするベースバンド信号処理装置。
１つ以上のディジタル変調信号を拡散符号を用いて拡散する拡散部と、
拡散された信号を多重化する多重化部と、
前記多重化部の出力信号をオーバサンプルするインタポレータと、
前記インタポレータの出力信号を入力とし、２種類のベースバンド信号をそれぞれ実部、虚部とする複数系統の複素入力信号を帯域制限する参照フィルタと、前記参照フィルタの出力信号のサンプルレートをインタポレーションにより増加させて出力する第１のオーバサンプル回路と、前記第１のオーバサンプル回路出力信号に含まれる不要なイメージ周波数を除去する第１の平滑フィルタと、複数系統の前記第１の平滑フィルタ出力信号を、複素搬送波信号を用いて複素乗算し、実部及び虚部をそれぞれ加算合成した信号の振幅成分が設定値を超過した場合に超過分に比例する振幅を有する複素インパルス信号を出力する振幅制御部と、前記複素インパルス信号の連続する数を前記第１のオーバサンプル回路のオーバサンプル比だけ時間的に増倍させる多重化部と、前記多重化部出力信号を前記第１のオーバサンプル回路のサンプルレート増加率だけ間引くことでサンプルレートを低減させるダウンサンプル回路と、前記複数系統の複素入力信号を、前記帯域制御フィルタから前記ダウンサンプル回路までの処理系で生じる伝搬遅延に相当する時間だけ遅延させる遅延器と、前記遅延器出力信号から前記振幅制御部出力信号を減算する減算器とを有するピークファクタ低減装置と、
前記ピークファクタ低減装置の出力信号を帯域制限する帯域制限フィルタと、
前記帯域制限フィルタの出力信号のサンプルレートをインタポレーションにより増加させる第２のオーバサンプル回路と、
前記第２のオーバサンプル回路出力信号に含まれる不要なイメージ周波数を除去する第２の平滑フィルタと、
多系統の平滑フィルタ出力信号を、複素搬送波信号を用いて複素乗算する直交変調器と、
多系統の直交変調器出力信号を実部毎、虚部毎に加算合成するキャリア重畳器と、
前記キャリア重畳器の出力であるディジタル出力信号をアナログ信号に変換して出力するディジタル−アナログ変換器と、
前記アナログ出力信号の平滑化を行うフィルタと、周波数変換部と、電力増幅器と、制御部とを有し、
前記振幅制御部が、前記参照フィルタ出力信号の実部、虚部に基づき絶対値を出力する絶対値回路と、絶対値回路出力信号の所定値超過分を出力するデッドゾーン回路とを有し、前記制御部が前記ピークファクタ低減装置に対して前記デッドゾーン回路の設定値信号を供給することを特徴とする無線送信機。
請求項７記載の無線送信機であって、前記ディジタル−アナログ変換器よりも前段に、前記電力増幅器の非線形入出力特性の逆関数を入出力特性とするディジタルプリディストーション装置を配置することを特徴とする無線送信機。