JP5406132B2 - ピークファクタ低減装置および無線送信機 - Google Patents

Description

本発明は、移動体通信基地局に用いられる無線送信機およびマルチキャリア送信用ピークファクタ低減装置に関する。

無線送信機は、送信信号のピークファクタ（瞬時最大電力と平均電力の比）を抑圧してダイナミックレンジを圧縮することにより、電力増幅器を飽和させることなく出力電力を上げることが可能となる。このため、ピークファクタ低減により、電力増幅器の高効率化に効果的である。

パワースペクトルの広がりを生じさせることなく、ピークファクタの抑圧が可能なベースバンド信号処理方式の従来技術として、特許文献１に記載されるピークファクタ低減装置が挙げられる。

特許第３９９０９７４号公報 特開２００７−２８２０６６号公報 特開２００３−１７４３３２号公報

本発明は、ピークファクタ低減性能を維持しつつ、信号品質を改善されたピークファクタ低減装置および無線送信機を提供する。

ピークファクタ低減を行うには、マルチキャリア信号Ｘのしきい値Ａ０超過分に等しいピーク打ち消し信号Ｙ＝Ｘ（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜を作り出す必要がある。そのベースとなる信号ｙ１Ｌｏ１、ｙ２Ｌｏ２、ｙ３Ｌｏ３の作り方は、多数ある。特許文献１に記載された技術では、信号ｙ１Ｌｏ１、ｙ２Ｌｏ２、ｙ３Ｌｏ３は、信号ｘ１Ｌｏ１、ｘ２Ｌｏ２、ｘ３Ｌｏ３に比例するように作っている。しかし、後述する図９からもわかるように、信号ｘ１Ｌｏ１、ｘ２Ｌｏ２、ｘ３Ｌｏ３は、概ね方向が揃っているものの、完全に同一方向にはなっていない。 そこで、本発明では、信号ｙ１Ｌｏ１、ｙ２Ｌｏ２、ｙ３Ｌｏ３の方向を、信号ｘ１Ｌｏ１、ｘ２Ｌｏ２、ｘ３Ｌｏ３に合わせるのではなく、マルチキャリア信号Ｘの向きに合わせるように生成する。そして、ｙ１Ｌｏ１、ｙ２Ｌｏ２、ｙ３Ｌｏ３の大きさを、ｘ１Ｌｏ１、ｘ２Ｌｏ２、ｘ３Ｌｏ３の瞬時振幅または実効値に比例配分するように定める。

本発明に依れば、ｙ１Ｌｏ１、ｙ２Ｌｏ２、ｙ３Ｌｏ３の実効値が小さくなるので、信号品質を改善することができる。

従来技術に基づくマルチキャリア送信用ピークファクタ低減装置のブロック図である。 分配則を用いて減算器を移動した従来技術に基づくマルチキャリア送信用ピークファクタ低減装置のブロック図である。 従来技術に基づくピーク打ち消し信号生成部のブロック図である。 超過振幅正規化部のブロック図である。 最大値検出部のブロック図である。 帯域制限フィルタのインパルス応答を説明する図である。 帯域制限フィルタの振幅特性を説明する図である。 マルチキャリア信号の振幅波形である。 従来技術に基づくピーク打ち消し信号の振幅波形である。 従来技術に基づく出力信号の振幅波形である。 従来技術に基づくベクトル図である。 従来技術に基づく周波数スペクトルである。 マルチキャリア送信用ピークファクタ低減装置のブロック図である。 分配則を用いて減算器を移動したマルチキャリア送信用ピークファクタ低減装置のブロック図である。 ピーク打ち消し信号生成部のブロック図である。 ピーク打ち消し信号の振幅波形である。 出力信号の振幅波形である。 ベクトル図である。 周波数スペクトルである。 ピーク打ち消し信号生成部のブロック図である。 ピーク打ち消し信号の振幅波形である。 出力信号の振幅波形である。 ベクトル図である。 周波数スペクトルである。 ピークファクタ低減装置を用いたマルチキャリア無線送信機の機能ブロック図である。

以下本発明の実施の形態について、実施例を用い図面を参照しながら詳細に説明する。なお、実質同一部位には同じ参照番号を振り、説明は繰り返さない。

まず、図１を参照して、従来技術に基づくマルチキャリア送信用ピークファクタ低減装置３００Ａを説明する。図１において、マルチキャリア送信用ピークファクタ低減装置３００Ａは、３キャリア送信であり、特許文献１の第１６図に対応する。ただし、入力複素信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３のサンプリングレートは予め十分に高められているものと仮定し、特許文献１の第１６図に記載されたオーバーサンプル部１６０１、１６０５と、平滑フィルタ１６０２、１６０６と、多重化部１６０３と、ダウンサンプル部１６０４とを省略した構成である。

ここで、分配法則を用いて、図１の減算器１０３Ａ、１０３Ｂ、１０３Ｃを加算器１６０８の後に移動させることで図２のマルチキャリア送信用ピークファクタ低減装置３００Ｂが得られる。マルチキャリア送信用ピークファクタ低減装置３００Ｂの動作は、図１のマルチキャリア送信用ピークファクタ低減装置３００Ａと等価である。説明の便宜上、図２に基づいて、以下説明する。

図２において、マルチキャリア送信用ピークファクタ低減装置３００Ｂは、白色スペクトルを持つ入力複素信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３をフィルタ１０１Ａ、１０１Ｂ、１０１Ｃによって帯域制限する。フィルタ１０１のタップ係数をＦ１、処理遅延（群遅延）をＤ１サンプルとする。適当な離調周波数を持つ複素搬送波Ｌｏ１、Ｌｏ２、Ｌｏ３を用い、複素乗算器１７０１Ａ、１７０１Ｂ、１７０１Ｃでフィルタ出力ｘ１、ｘ２、ｘ３を直交変調し、その出力ｘ１Ｌｏ１、ｘ２Ｌｏ２、ｘ３Ｌｏ３を加算器１７０２で加算合成し、マルチキャリア信号Ｘ＝ｘ１Ｌｏ１＋ｘ２Ｌｏ２＋ｘ３Ｌｏ３を求める。

マルチキャリア信号Ｘは、ピーク打ち消し信号生成部１０４へ入力する。ピーク打ち消し信号生成部１０４は、特許文献１の第１７図の振幅制御部から直交変調部１７０１と、キャリア重畳部１７０２を外部に出したものと同じである。

図３に示すピーク打ち消し信号生成部１０４は、絶対値回路２０１と、超過振幅正規化部１０と、最大値検出部２００と、遅延器２０４Ａ、２０４Ｂ、２０４Ｃと、乗算器（複素数×スカラ）２０５Ａ、２０５Ｂ、２０５Ｃとから構成される。

図４の超過振幅正規化部１０は、特許文献１の第１７図の逆数回路１５０１と、デッドゾーン回路２０３と、乗算器１５０２から成る部分とは異なる実施形態を示したが、同一動作である。特許文献１の第１７図では、デッドゾーン回路でマルチキャリア信号Ｘの振幅｜Ｘ｜のしきい値Ａ０超過分（｜Ｘ｜−Ａ０）を取り出し、これを振幅｜Ｘ｜で除している。一方、図４では、逆数回路４１と乗算器４２によってしきい値Ａ０を入力振幅｜Ｘ｜で除し、減算器４３で定数１から減算して１−Ａ０／｜Ｘ｜を求めている。ここで、１−Ａ０／｜Ｘ｜＝（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜であるから両者は等しい。最後に比較器４４で正値を判定してセレクタ４５で通過させている。

図５の最大値検出部２００では、ある時刻におけるサンプル値が、前ｎサンプル、後ｎサンプルと比較して最大であれば出力する。つまり、連続（２ｎ＋１）サンプル内の最大値を検出する。図５はｎ＝３の場合であり、連続７サンプル内の最大値を検出する。タップ遅延器１１〜１６のうち、遅延器１３出力ＴＡＰ３を中心として、比較器２１〜２６によって他の遅延器出力ＴＡＰ０〜ＴＡＰ２、ＴＡＰ４〜ＴＡＰ６と大小比較を行う。比較結果が全て真であれば遅延器１３出力ＴＡＰ３が最大値であり、論理積（ＡＮＤ）回路３０出力が真となるので、遅延器１３出力ＴＡＰ３をセレクタ３１で通過させる。最大値検出部２００の出力波形は、入力振幅｜Ｘ｜のピークに対応したインパルス状の孤立波が間欠的に続くような波形となる。このときの処理遅延Ｄ０は３サンプルである。
ｎ＝１とすれば、連続３サンプル内の最大値を検出するので、特許文献１の第６図と同一の動作になる。その場合、処理遅延Ｄ０は１サンプルである。

図３に戻って、フィルタ１０１Ａ、１０１Ｂ、１０１Ｃ出力ｘ１、ｘ２、ｘ３について、遅延器２０４Ａ、２０４Ｂ、２０４Ｃは、Ｄ０サンプル遅延させて、最大値検出部２００の出力（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜とタイミングを合わせる。乗算器（複素数×スカラ）２０５Ａ、２０５Ｂ、２０５Ｃは、遅延器２０４Ａ、２０４Ｂ、２０４Ｃｎ出力と、最大値検出部２００の出力（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜とをかけ合わせて、
ｘ１（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜、
ｘ２（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜、
ｘ３（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜
を求める。

次に、図２に戻って、ピーク打ち消し信号生成部１０４の出力信号を、乗算器６０６Ａ、６０６Ｂ、６０６Ｃを用いて、フィルタのタップ係数最大値ｍａｘ（Ｆ１）で予め除しておく。これにより、後段のフィルタ１０５Ａ、１０５Ｂ、１０５Ｃで帯域制限したときに、出力ｙ１、ｙ２、ｙ３のピークに対応した波高値が
ｙ１＝ｘ１（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜、
ｙ２＝ｘ２（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜、
ｙ３＝ｘ３（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜
と一致する。

遅延器１６１１Ａ、１６１１Ｂ、１６１１Ｃは、複素搬送波Ｌｏ１、Ｌｏ２、Ｌｏ３を（Ｄ０＋Ｄ１）サンプル遅延させて、フィルタ１０５Ａ、１０５Ｂ、１０５Ｃの出力とタイミングを合わせる。複素乗算器１６０７Ａ、１６０７Ｂ、１６０７Ｃは、（Ｄ０＋Ｄ１）サンプル遅延させた複素搬送波Ｌｏ１、Ｌｏ２、Ｌｏ３と、フィルタ１０５Ａ、１０５Ｂ、１０５Ｃの出力とを直交変調して、ｙ１Ｌｏ１、ｙ２Ｌｏ２、ｙ３Ｌｏ３を求める。これを加算器１６０８Ａで加算合成して、ピーク打ち消し信号Ｙ＝ｙ１Ｌｏ１＋ｙ２Ｌｏ２＋ｙ３Ｌｏ３を求める。

一方、加算器１６０８Ｂの出力信号は、マルチキャリア信号Ｘを（Ｄ０＋Ｄ１）サンプル遅延させた信号に等しく、ピーク打ち消し信号Ｙとタイミングが合致している。そこで、加算器１６０８Ｂ出力のマルチキャリア信号Ｘからピーク打ち消し信号Ｙを減算することで出力信号ＯＵＴ＝Ｘ−Ｙを求める。

これはピーク振幅に関して、ｙ１、ｙ２、ｙ３を消去して、
Ｘ＝ｘ１Ｌｏ１＋ｘ２Ｌｏ２＋ｘ３Ｌｏ３、
Ｙ＝ｙ１Ｌｏ１＋ｙ２Ｌｏ２＋ｙ３Ｌｏ３
＝Ｘ（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜、
ＯＵＴ＝Ｘ−Ｙ
＝Ａ０Ｘ／｜Ｘ｜
が成り立つから、出力信号のピーク振幅がしきい値Ａ０に制限される。

次にシミュレーション結果について説明する。まず、その条件を記載する。サンプリング周波数は、６１.４４ＭＨｚとした。送信キャリア数を３キャリアとし、複素搬送波Ｌｏ１、Ｌｏ２、Ｌｏ３の周波数は、それぞれ−８ＭＨｚ、０Ｈｚ、＋８ＭＨｚとした。各キャリアに対応する入力複素信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３のＩ、Ｑ成分は、それぞれ無相関な正規分布に従う実効値１.０の白色信号とした。入力複素信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３の実効値は、等しく１.４１４である。帯域制限に用いるフィルタ１０１Ａ、１０１Ｂ、１０１Ｃは、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタとした。

図６にＦＩＲフィルタのインパルス応答を示す。図７にＦＩＲフィルタの周波数（振幅）特性を示す。このフィルタを用いた場合の出力信号実効値は、全キャリア等しく０.４７である。３キャリアを加算したマルチキャリア信号Ｘの実効値は、０.８２である。ピークファクタの制限を７ｄＢとする場合のしきい値Ａ０は、１.８３に設定している。

図８を参照して、シミュレーションで取得した動作波形を説明する。図８Ａは、加算器１６０８Ｂの出力であり、マルチキャリア信号Ｘの振幅｜Ｘ｜である。図８Ｂは、加算器１６０８Ａの出力であり、ピーク打ち消し信号Ｙの振幅｜Ｙ｜である。図８Ｃは、減算器１０３の出力であって出力信号ＯＵＴの振幅｜Ｘ−Ｙ｜である。図８から、ピークファクタ低減処理によって、振幅がしきい値Ａ０に制限されていることが波形からも確認できる。

マルチキャリア信号Ｘのピークは多数生じており、全てのピークについて説明することは困難であるため、代表的な１つについて説明する。図９は、ｎ＝１０７２で生じるピーク振幅成分に対するベクトル図である。

図９において、ｘ１Ｌｏ１、ｘ２Ｌｏ２、ｘ３Ｌｏ３で示したベクトルは、複素乗算器１６０７Ｄ、１６０７Ｅ、１６０７Ｆの出力信号であって、これらをベクトル加算した信号がマルチキャリア信号Ｘである。一方、ｙ１Ｌｏ１、ｙ２Ｌｏ２、ｙ３Ｌｏ３で示したベクトルは、複素乗算器１６０７Ａ、１６０７Ｂ、１６０７Ｃの出力信号であって、これらをベクトル加算した信号がピーク打ち消し信号Ｙである。

ｙ１Ｌｏ１とｘ１Ｌｏ１、ｙ２Ｌｏ２とｘ２Ｌｏ２、ｙ３Ｌｏ１とｘ３Ｌｏ３および、合成ベクトルであるＹとＸの間には比例関係が成立し、ベクトルの比は（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜である。
ピークファクタ低減出力信号ＯＵＴはＸ−ＹであるからＡ０Ｘ／｜Ｘ｜となり、方向成分を保存したまま、振幅をしきい値Ａ０に制限している。

なお、信号品質はError Vector Magnitude（ＥＶＭ）で表され、ＥＶＭが小さいほど信号品質が優れている。ここでは、ピーク打ち消し信号Ｙの実効値０.０３２とマルチキャリア信号Ｘの実効値０.８２の比に相当し、ＥＶＭ＝３.９％であった。

図１０に周波数スペクトルを示す。ピーク打ち消し信号Ｙのスペクトルがマルチキャリア信号Ｘのスペクトルにマスクされているため、ピークファクタ低減処理によってスペクトルが広がることはない。

以下、図１１ないし図１６を参照して、実施例１について説明する。まず、図１１を参照して、実施例１のピークファクタ低減装置４００Ａの構成を説明する。図１１において、ピークファクタ低減装置４００Ａの構成は、先に説明したピークファクタ低減装置３００Ａの構成と同一である。しかし、両者のピーク打ち消し信号生成部４０４Ａ（または４０４Ｂ）と、ピーク打ち消し信号生成部１０４とは、互いに異なる。

ここで、分配法則を用いて、図１１のピークファクタ低減装置４００Ａの減算器１０３Ａ、１０３Ｂ、１０３Ｃを加算器１６０８の後に移動させることで図１２のピークファクタ低減装置４００Ｂが得られる。図１２のピークファクタ低減装置４００Ｂの動作は図１１のピークファクタ低減装置４００Ａと等価である。実施例１および実施例２は、ピーク打ち消し信号生成部４０４Ａ（または４０４Ｂ）が複素搬送波Ｌｏ１、Ｌｏ２、Ｌｏ３を用いる点が上述した技術と異なる。その他の部分については、上述した技術と共通であるため説明を省略する。

図１３を参照して、実施例１のピーク打ち消し信号生成部４０４Ａを説明する。図１３において、ピーク打ち消し信号生成部４０４Ａは、加算器１７０２から供給されたマルチキャリア信号Ｘについて、まず絶対値回路２０１で振幅｜Ｘ｜を求める。

続く超過振幅正規化部１０と最大値検出部２００の構成・動作は、図３での説明と同一である。超過振幅正規化部１０は、振幅｜Ｘ｜に関して、外部より設定されるしきい値Ａ０の超過分（｜Ｘ｜−Ａ０）を取り出し、これをマルチキャリア信号Ｘの振幅｜Ｘ｜で正規化して、その正値を出力する。続く最大値検出部２００は、ある時刻における入力値が、前ｎサンプル、後ｎサンプルと比較して最大であるときに、当該値を出力する。つまり、連続する２ｎ＋１サンプル内の最大値を検出する。

以降の処理が上述した技術とは異なる。マルチキャリア信号Ｘについて、遅延器７１は、Ｄ０サンプル遅延させて、最大値検出部２００とタイミングを合わせる。乗算器６１は、マルチキャリア信号Ｘと、最大値検出部２００の出力信号とをかけ合わせる。乗算器６１は、マルチキャリア信号Ｘに比例した信号Ｘ（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜を求める。

一方、フィルタ１０１Ａ、１０１Ｂ、１０１Ｃの出力信号ｘ１、ｘ２、ｘ３について、遅延器７１Ａ、７１Ｂ、７１Ｃは、Ｄ０サンプル遅延させて、最大値検出部２００とタイミングを合わせる。絶対値回路７３Ａ、７３Ｂ、７３Ｃは、それぞれの振幅｜ｘ１｜、｜ｘ２｜、｜ｘ３｜を求める。加算回路６４は、振幅の和｜ｘ１｜＋｜ｘ２｜＋｜ｘ３｜を求める。逆数回路（ＲＣＰ）６３は、逆数１／（｜ｘ１｜＋｜ｘ２｜＋｜ｘ３｜）を求める。乗算器６２は、逆数１／（｜ｘ１｜＋｜ｘ２｜＋｜ｘ３｜）と、乗算器６１の出力Ｘ（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜とかけ合わせる。すなわち、乗算器６２は、Ｘ（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜／（｜ｘ１｜＋｜ｘ２｜＋｜ｘ３｜）を求める。乗算器６５Ａ、６５Ｂ、６５Ｃは、乗算器６２の出力と、絶対値回路７３Ａ、７３Ｂ、７３Ｃの出力とをかけ合わせる。乗算器６５Ａ、６５Ｂ、６５Ｃは、それぞれ
Ｘ｜ｘ１｜（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜／（｜ｘ１｜＋｜ｘ２｜＋｜ｘ３｜）、
Ｘ｜ｘ２｜（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜／（｜ｘ１｜＋｜ｘ２｜＋｜ｘ３｜）、
Ｘ｜ｘ３｜（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜／（｜ｘ１｜＋｜ｘ２｜＋｜ｘ３｜）
を求める。

一方、複素搬送波Ｌｏ１、Ｌｏ２、Ｌｏ３について、遅延器７２Ａ、７２Ｂ、７２Ｃは、Ｄ０サンプル遅延させて、最大値検出部２００とタイミングを合わせる。共役回路７４Ａ、７４Ｂ、７４Ｃは、遅延された複素搬送波Ｌｏ１、Ｌｏ２、Ｌｏ３の複素共役を求める。乗算器６６Ａ、６６Ｂ、６６Ｃは、乗算器６５Ａ、６５Ｂ、６５Ｃの出力と、複素搬送波Ｌｏ１、Ｌｏ２、Ｌｏ３の複素共役にそれぞれ乗じる。乗算器６６Ａ、６６Ｂ、６６Ｃは、それぞれ、
ｃｏｎｊ（Ｌｏ１）Ｘ｜ｘ１｜（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜／（｜ｘ１｜＋｜ｘ２｜＋｜ｘ３｜）、
ｃｏｎｊ（Ｌｏ２）Ｘ｜ｘ２｜（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜／（｜ｘ１｜＋｜ｘ２｜＋｜ｘ３｜）、
ｃｏｎｊ（Ｌｏ３）Ｘ｜ｘ３｜（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜／（｜ｘ１｜＋｜ｘ２｜＋｜ｘ３｜）
を求める。

図１２に戻って、乗算器６０６Ａ、６０６Ｂ、６０６Ｃは、上記出力を、フィルタ係数Ｆ１の最大値ｍａｘ（Ｆ１）で除する。この演算により、フィルタ１０５Ａ、１０５Ｂ、１０５Ｃを通過させてもピークに対応した波高値は不変である。
複素搬送波Ｌｏ１、Ｌｏ２、Ｌｏ３について、遅延器１６１１Ａ、１６１１Ｂ、１６１１Ｃは、（Ｄ０＋Ｄ１）サンプル遅延させてタイミングを合わる。
複素乗算器１６０７Ａ、１６０７Ｂ、１６０７Ｃは、遅延器１６１１Ａ、１６１１Ｂ、１６１１Ｃの出力と、フィルタ１０５Ａ、１０５Ｂ、１０５Ｃの出力とを、かけ合わせる。この結果、複素搬送波の回転項が打ち消されて元に戻り、
Ｘ｜ｘ１｜（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜／（｜ｘ１｜＋｜ｘ２｜＋｜ｘ３｜）、
Ｘ｜ｘ２｜（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜／（｜ｘ１｜＋｜ｘ２｜＋｜ｘ３｜）、
Ｘ｜ｘ３｜（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜／（｜ｘ１｜＋｜ｘ２｜＋｜ｘ３｜）
となる。これらはマルチキャリア変調波Ｘと同一方向である。これを加算器１６０８Ａで加算すると、ピーク打ち消し信号Ｙは、
Ｙ＝Ｘ（｜ｘ１｜＋｜ｘ２｜＋｜ｘ３｜）（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜／（｜ｘ１｜＋｜ｘ２｜＋｜ｘ３｜）
＝Ｘ（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜
となる。減算器１０３の出力は、
ＯＵＴ＝Ｘ−Ｙ
＝Ａ０Ｘ／｜Ｘ｜
となり、ピーク振幅をＡ０に制限することができる。

図１４を参照して、シミュレーションで取得した実施例１の動作波形を説明する。図１４において、シミュレーション条件は、図８に合わせている。なお、マルチキャリア信号の振幅は、図８Ａとまったく同一なので、省略する。図１４Ａは、加算器１６０８Ａの出力であり、ピーク打ち消し信号Ｙの振幅｜Ｙ｜である。図１４Ｂは、減算器１０３の出力であり、出力信号ＯＵＴの振幅｜Ｘ−Ｙ｜である。ピークファクタ低減処理によって、振幅がしきい値Ａ０に制限されていることが図１４Ｂからも確認できる。

図１５を参照して、図１４のｎ＝１０７２で生じているピーク振幅成分に対するベクトルを説明する。図１５において、ｘ１Ｌｏ１、ｘ２Ｌｏ２、ｘ３Ｌｏ３で示したベクトルは、複素乗算器１６０７Ｄ、１６０７Ｅ、１６０７Ｆの出力信号である。ｘ１Ｌｏ１、ｘ２Ｌｏ２、ｘ３Ｌｏ３をベクトル加算した信号がマルチキャリア信号Ｘである。

一方、ｙ１Ｌｏ１、ｙ２Ｌｏ２、ｙ３Ｌｏ３で示したベクトルは、複素乗算器１６０７Ａ、１６０７Ｂ、１６０７Ｃの出力信号である。ｙ１Ｌｏ１、ｙ２Ｌｏ２、ｙ３Ｌｏ３をベクトル加算した信号がピーク打ち消し信号Ｙである。

ｙ１Ｌｏ１とｘ１Ｌｏ１、ｙ２Ｌｏ２とｘ２Ｌｏ２、ｙ３Ｌｏ３とｘ３Ｌｏ３の間には、方向の相似関係はない。ｙ１Ｌｏ１、ｙ２Ｌｏ２、ｙ３Ｌｏ３は、全てマルチキャリア信号Ｘの方向である。ただし、その大きさは｜ｘ１｜、｜ｘ２｜、｜ｘ３｜に比例した配分になっている。一方、ピーク打ち消し信号Ｙとマルチキャリア信号Ｘの間には比例関係が成立し、その比は（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜である。
ピークファクタ低減出力信号ＯＵＴはＡ０Ｘ／｜Ｘ｜となり、方向成分を保存したまま、振幅をしきい値Ａ０に制限している。

ＥＶＭは、ピーク打ち消し信号Ｙの実効値０.０３１とマルチキャリア信号Ｘの実効値０.８２の比に相当し、実施例１ではＥＶＭ＝３.８％となっており、図９の３.９％よりも０.１ポイント改善されている。

図１６を参照して、実施例１の周波数スペクトルを説明する。図１６において、ピーク打ち消し信号Ｙのスペクトルは、マルチキャリア信号Ｘのスペクトルにマスクされている。このため、ピークファクタ低減処理によってスペクトルが広がることはない。

実施例１に依れば、ｙ１Ｌｏ１、ｙ２Ｌｏ２、ｙ３Ｌｏ３が一直線上に並ぶから、ｙ１Ｌｏ１、ｙ２Ｌｏ２、ｙ３Ｌｏ３の長さを図９に比較して短くすることができる。これは、三角不等式の定理から、直線距離を進む方がどこかを経由するよりも道のりは短くなるという原理に基づいている。ｙ１Ｌｏ１、ｙ２Ｌｏ２、ｙ３Ｌｏ３の実効値が従来に比べて小さくなるので、信号品質を改善することができる。なお、実施例１の効果は、実施例２でも同様である。

図１７ないし図２０を参照して、実施例２を説明する。まず、図１７を参照して、ピーク打ち消し信号生成部４０４Ｂの構成を説明する。図１７において、図１３のピーク打ち消し信号生成部４０４Ａとの差異は、絶対値回路７３でフィルタ出力信号の振幅｜ｘ１｜、｜ｘ２｜、｜ｘ３｜を求める処理を、フィルタ出力信号の実効値ｘ１ｒｍｓ、ｘ２ｒｍｓ、ｘ３ｒｍｓを求める処理に変更した点である。実効値を求める操作は、時間軸方向の平均化処理を含むため処理遅延を持つ。しかし、対向する他の信号経路に適宜遅延器を挿入することで容易にタイミングを合わせることができる。したがって、図面上では実効値算出に伴う処理遅延は無視して図示している。

図１７のピーク打ち消し信号生成部４０４Ｂの動作は、上記差分以外、図１３と同一となる。このため、途中の説明を省略すると、ピーク打ち消し信号Ｙは、Ｙ＝Ｘ（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜となる。減算器１０３の出力ＯＵＴは、Ａ０Ｘ／｜Ｘ｜となり、ピーク振幅をＡ０に制限することができる。

図１８を参照して、実施例２の動作波形を説明する。図１８において、シミュレーション条件は、図８、図１４に合わせている。なお、マルチキャリア信号の振幅は、図８Ａとまったく同一なので、省略する。図１８Ａは、加算器１６０８Ａの出力であり、ピーク打ち消し信号Ｙの振幅である。図１８Ｂは、減算器１０３の出力信号であり、ピークファクタ低減出力信号ＯＵＴの振幅｜Ｘ−Ｙ｜である。ピークファクタ低減処理によって、振幅がしきい値Ａ０に制限されていることが図１８Ｂからも確認できる。

図１９を参照して、ｎ＝１０７２で生じるピーク振幅成分に対するベクトルを説明する。図１９において、ｘ１Ｌｏ１、ｘ２Ｌｏ２、ｘ３Ｌｏ３で示したベクトルは、複素乗算器１６０７Ｄ、１６０７Ｅ、１６０７Ｆの出力信号である。ｘ１Ｌｏ１、ｘ２Ｌｏ２、ｘ３Ｌｏ３をベクトル加算した信号がマルチキャリア信号Ｘである。

一方、ｙ１Ｌｏ１、ｙ２Ｌｏ２、ｙ３Ｌｏ３で示したベクトルは、複素乗算器１６０７Ａ、１６０７Ｂ、１６０７Ｃの出力信号である。ｙ１Ｌｏ１、ｙ２Ｌｏ２、ｙ３Ｌｏ３をベクトル加算した信号がピーク打ち消し信号Ｙである。

ｙ１Ｌｏ１とｘ１Ｌｏ１、ｙ２Ｌｏ２とｘ２Ｌｏ２、ｙ３Ｌｏ３とｘ３Ｌｏ３の間には、方向の相似性はない。ｙ１Ｌｏ１、ｙ２Ｌｏ２、ｙ３Ｌｏ３は、全てマルチキャリア信号Ｘの方向と一致している。ただし、その大きさはｘ１ｒｍｓ、ｘ２ｒｍｓ、ｘ３ｒｍｓに比例した配分になっている。しかし、各キャリアの実効値は等しいので、ｙ１Ｌｏ１、ｙ２Ｌｏ２、ｙ３Ｌｏ３は、長さが同一である。一方、ピーク打ち消し信号Ｙとマルチキャリア信号Ｘの間には比例関係が成立し、その比は（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜である。
ピークファクタ低減出力信号ＯＵＴは、Ａ０Ｘ／｜Ｘ｜となり、方向成分を保存したまま、振幅をしきい値Ａ０に制限している。

ＥＶＭは、ピーク打ち消し信号Ｙの実効値０.０２９とマルチキャリア信号Ｘの実効値０.８２の比に相当する。実施例２ではＥＶＭ＝３.５％となっており、図９の３.９％よりも０.４ポイント改善されている。

図２０を参照して、実施例２の周波数スペクトルを説明する。図２０において、ピーク打ち消し信号Ｙのスペクトルは、マルチキャリア信号Ｘのスペクトルにマスクされている。このため、ピークファクタ低減処理によってスペクトルが広がることはない。

最後に、実施例のピークファクタ低減装置を用いたマルチキャリア無線送信機について、図２１を用いて説明する。図２１において、３キャリア送信機５００は、ピークファクタ低減装置４００と、ディジタルプリディストーション（ＤＰＤ）装置８１と、Ｄ／Ａ変換器８２と、直交変調器８３と、電力増幅器８４と、カプラ８５と、アンテナ８６と、ミキサ８７と、Ａ／Ｄ変換器８８と、ディジタル直交復調器８９とから構成される。

ベースバンド入力信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３から生成されるマルチキャリア信号について、ピークファクタ低減装置４００は、信号振幅を適当なしきい値Ａ０へ振幅制限する。次に、ピークファクタ低減装置４００の出力にディジタルプリディストーション装置８１は、電力増幅器８４の逆歪特性を付加する。ディジタルプリディストーション装置８１の出力をＤ／Ａ変換器８２は、アナログ信号に変換する。Ｄ／Ａ変換器８２の出力を直交変調器８３は、ＲＦ信号に周波数変換する。

直交変調器８３の出力電力について、電力増幅器８４は、所定の電力レベルまで増幅する。電力増幅器８４の出力の一部について、カプラ８５は、分岐する。一方のカプラ８５出力をアンテナ８６は、空中へ放射する。もう一方のカプラ８５出力について、ミキサ８７は、ディジタルＩ／Ｆ周波数へ周波数変換する。ミキサ８７出力をＡ／Ｄ変換器８８は、ディジタル信号へ変換する。Ａ／Ｄ変換器８８出力はディジタルＩ／Ｆ信号なので、ディジタル直交復調器８９は、ベースバンド信号を復調し、ディジタルプリディストーション装置８１へフィードバックする。

ディジタルプリディストーション装置８１は、フィードバック信号に含まれる非線形歪信号をモニタし、歪信号レベルをゼロに近づけるように逆歪特性を自律的に調節する。ディジタルプリディストーション装置８１としては、特許文献２または特許文献３のディジタルプリディストーション装置を適用することができる。ピークファクタ低減装置４００の効果により、ピーク振幅を抑圧しても信号品質は大きく劣化しないので、ディジタルプリディストーション装置８１による歪補償効果を加えることによって、非線形歪を抑えた高品質な無線送信機を実現できる。

１０…超過振幅正規化部、１１…単位遅延器、１２…単位遅延器、１３…単位遅延器、１４…単位遅延器、１５…単位遅延器、１６…単位遅延器、２１…比較器、２２…比較器、２３…比較器、２４…比較器、２５…比較器、２６…比較器、３０…論理積（ＡＮＤ）、３１…比較器、４１…逆数回路、４２…乗算器（スカラー×スカラー）、４３…減算器、４４…比較器、４５…比較器、６１…乗算器（複素数×スカラー）、６２…乗算器（複素数×スカラー）、６３…逆数回路、６４…加算器、６５…乗算器（複素数×スカラー）、６６…複素乗算器、７１…遅延器、７２…遅延器、７３…絶対値回路、７５…実効値回路、８１…ディジタルプリディストーション装置、８２…ディジタル／アナログ変換器、８３…直交変調器、８４…電力増幅器、８５…カプラ、８６…アンテナ、８７…ミキサ、８８…アナログ／ディジタル変換器、８９…ディジタル直交復調器、１０１…フィルタ、１０２…遅延器、１０３…減算器、１０４…ピーク打ち消し信号生成部、１０５…フィルタ、１６０…加算器、２００…最大値検出部、２０１…絶対値回路、２０４…遅延器、２０５…乗算器（複素数×スカラー）、３００…ピークファクタ低減装置、４００…ピークファクタ低減装置、４０４…ピーク打ち消し信号生成部、５００…マルチキャリア無線送信機、６０６…乗算器（複素数×スカラー）、１６０７…複素乗算器、１６１１…遅延器、１７０１…複素乗算器、１７０２…加算器。

Claims (4)

1. 複数の入力複素信号を帯域制限する複数の第１フィルタと、複数の複素搬送波を用いて前記第１フィルタの出力を直交変調する複数の第１複素乗算器と、これらの第１複素乗算器出力を加算してマルチキャリア信号Ｘを生成する第１加算器と、ピーク打ち消し信号生成部と、このピーク打ち消し信号生成部の出力をフィルタ係数Ｆ１の最大値ｍａｘ（Ｆ１）で正規化する複数の乗算器と、遅延させた前記入力複素信号から前記乗算器の出力を減算する複数の減算器と、これらの減算器の出力を帯域制限する複数の第２フィルタと、遅延させた複素搬送波で前記第２フィルタの出力を直交変調する複数の第２複素乗算器と、これらの第２複素乗算器の出力を加算して出力信号ＯＵＴを生成する第２加算器とから構成されるピークファクタ低減装置において、
   前記ピーク打ち消し信号生成部は、
   マルチキャリア信号Ｘの絶対値｜Ｘ｜を求める第１の絶対値回路と、しきい値Ａ０を超過した振幅成分（｜Ｘ｜−Ａ０）を絶対値｜Ｘ｜で正規化した値（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜を求める超過振幅正規化部と、前記（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜が連続する（２ｎ＋１）サンプル内で最大となるときその値を出力する最大値検出部と、前記マルチキャリア信号Ｘを最大値検出部の処理遅延だけ遅延させてタイミングを合わせる第１の遅延器と、この第１の遅延器の出力と前記最大値検出部の出力をかけ合わせる第１の乗算器と、前記第１フィルタの出力を前記最大値検出部の処理遅延だけ遅延タイミングを合わせる複数の第２の遅延器と、これら第２の遅延器の出力振幅を求める複数の第２の絶対値回路と、これらの第２の絶対値回路の出力の総和を求める加算回路と、この加算回路の逆数を求める逆数回路と、この逆数回路の出力を前記第１の乗算器の出力にかけ合わせる第２の乗算器と、前記第２の絶対値回路の出力を前記第２の乗算器の出力にかけ合わせる第３の乗算器と、前記複素搬送波を最大値検出部の処理遅延だけ遅延させてタイミングを合わせる複数の第３の遅延器と、これらの第３の遅延器の出力の複素共役を求める複数の共役回路と、これらの共役回路の出力と前記第３の乗算器出力とをかけ合わせる複数の第４の乗算器とから構成されることを特徴とするピークファクタ低減装置。
2. 請求項１に記載のピークファクタ低減装置であって、
   前記第１フィルタの出力の振幅を求める前記第２の絶対値回路について、実効値を求める実効値回路に置換したことを特徴とするピークファクタ低減装置。
3. ピークファクタ低減装置と、このピークファクタ低減装置の出力に電力増幅器の逆歪特性を付加するディジタルプリディストーション装置と、このディジタルプリディストーション装置の出力をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器と、このＤ／Ａ変換器の出力をＲＦ信号に周波数変換する直交変調器と、この直交変調器の出力電力を増幅する電力増幅器と、この電力増幅器の出力の一部を分岐するカプラと、このカプラの出力を空中へ放射するアンテナと、もう一方のカプラ出力をディジタルＩ／Ｆ周波数へ変換するミキサと、このミキサの出力をディジタル信号へ変換するＡ／Ｄ変換器と、ディジタルＩ／Ｆ信号からベースバンド信号を復調し、前記ディジタルプリディストーション装置へフィードバックするディジタル直交復調器とから構成される無線送信機において、
   前記ピークファクタ低減装置は、複数の入力複素信号を帯域制限する複数の第１フィルタと、複数の複素搬送波を用いて前記第１フィルタの出力を直交変調する複数の第１複素乗算器と、これらの第１複素乗算器出力を加算してマルチキャリア信号Ｘを生成する第１加算器と、ピーク打ち消し信号生成部と、このピーク打ち消し信号生成部の出力をフィルタ係数Ｆ１の最大値ｍａｘ（Ｆ１）で正規化する複数の乗算器と、遅延させた前記入力複素信号から前記乗算器の出力を減算する複数の減算器と、これらの減算器の出力を帯域制限する複数の第２フィルタと、遅延させた複素搬送波で前記第２フィルタの出力を直交変調する複数の第２複素乗算器と、これらの第２複素乗算器の出力を加算して出力信号ＯＵＴを生成する第２加算器とから構成され、
   前記ピーク打ち消し信号生成部は、マルチキャリア信号Ｘの絶対値｜Ｘ｜を求める第１の絶対値回路と、しきい値Ａ０を超過した振幅成分（｜Ｘ｜−Ａ０）を絶対値｜Ｘ｜で正規化した値（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜を求める超過振幅正規化部と、前記（｜Ｘ｜−Ａ０）／｜Ｘ｜が連続する（２ｎ＋１）サンプル内で最大となるときその値を出力する最大値検出部と、前記マルチキャリア信号Ｘを最大値検出部の処理遅延だけ遅延させてタイミングを合わせる第１の遅延器と、この第１の遅延器の出力と前記最大値検出部の出力をかけ合わせる第１の乗算器と、前記第１フィルタの出力を前記最大値検出部の処理遅延だけ遅延タイミングを合わせる複数の第２の遅延器と、これら第２の遅延器の出力振幅を求める複数の第２の絶対値回路と、これらの第２の絶対値回路の出力の総和を求める加算回路と、この加算回路の逆数を求める逆数回路と、この逆数回路の出力を前記第１の乗算器の出力にかけ合わせる第２の乗算器と、前記第２の絶対値回路の出力を前記第２の乗算器の出力にかけ合わせる第３の乗算器と、前記複素搬送波を最大値検出部の処理遅延だけ遅延させてタイミングを合わせる複数の第３の遅延器と、これらの第３の遅延器の出力の複素共役を求める複数の共役回路と、これらの共役回路の出力と前記第３の乗算器出力とをかけ合わせる複数の第４の乗算器とから構成されることを特徴とする無線送信機。
4. 請求項３に記載の無線送信機であって、
   前記第１フィルタの出力の振幅を求める前記第２の絶対値回路について、実効値を求める実効値回路に置換したことを特徴とする無線送信機。

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