JP3907196B2 - パワーウインド挟み込み防止装置 - Google Patents

Description

本発明は、車両のパワーウインドによる異物（例えば、人の手指、首、等）の挟み込みを防止する装置に関し、特に、異物の挟まれを誤認無く迅速に判定するパワーウインド挟み込み防止装置の改良に関する。

車両のウインドガラスを自動開閉する装置は、一般にパワーウインドと呼ばれ、モーターによりウインドガラスを開閉させる装置である。パワーウインドにはウインドガラスによる異物の挟まれを防止する対策としてジャミング・プロテクション（即ち、Jamming protection）を備えるためにパワーウインド挟み込み防止装置が採用されているが、一般的なパワーウインド挟み込み防止装置では、ウインドガラスの上昇中に異物の挟まれが発生した際、挟まれた異物に掛かる荷重がモーター電流の増加により著しく増大してしまうため、このモーター電流の増加を抑制するようにモーター電流を制限する必要があった。

そこで、上記事情に鑑みて改良されたパワーウインド挟み込み防止装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００２−２９５１２９号公報

以下の図面の記載において、同一または機能的に類似する部分には同一または類似の符号を付している。

特許文献１で提案されているパワーウインド挟み込み防止装置について添付図面を参照して詳細に説明する。
（パワーウインド挟み込み防止装置の概要）
図３は、特許文献１で提案されているパワーウインド挟み込み防止装置の一例のブロック図である。このパワーウインド挟み込み防止装置は、挟まれ等による異常電流検出回路２と、正転・反転回路を備えたパワーウインドモーター５と、挟み込み判定回路６と、モーター電流制限回路７と、を有している。尚、正転・反転回路を備えたパワーウインドモーター５は、パワーウインドモーターを含んだ正転・反転回路５と考えてもよい。電流検出回路２と、正転・反転回路５と、電流制限回路７の三つの回路は、モーター電流ＩＤの流れる電線１に直列に接続されて電源供給装置ＶＢに接続される。
（挟まれ等による異常電流検出回路２の概要）
電流検出回路２は、モーター電流ＩＤの挟まれ等による異常電流を検出して、信号線９を介して異常電流検出信号（電流制限制御信号）を電流制限回路７に出力する。電流検出回路２は、マルチソース電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）またはマルチ抵抗と、電流追随回路３と、スタート回路４と、を有している。

マルチソースＦＥＴは、メインＦＥＴとリファレンス（Reference）ＦＥＴで構成される。また、マルチ抵抗は、シャント抵抗とリファレンス（Reference）抵抗で構成される。マルチソースＦＥＴまたはマルチ抵抗のカレントセンシングレシオ（ｎ：Current Sensing Ratio）すなわち、例えばメイン抵抗に対するリファレンス抵抗の抵抗成分の比を１を超えて好ましくは１００以上に設定する。モーター電流ＩＤをメインＦＥＴまたはシャント抵抗に流す。そして、ID=n＊Irefの条件を満たすリファレンス電流IrefがリファレンスＦＥＴまたはリファレンス抵抗に流れるように、リファレンス電流Irefを制御する。

メインFETまたはシャント抵抗がモーターのハイサイド（High side：モーターに対して電源側）に有る場合には、メインFET のソース電位またはシャント抵抗のモーター側電位VSAと、リファレンスFET のソース電位またはリファレンス抵抗の接地側電位VSBとは、上記ID=n＊Irefの条件を満足するために、VSA=VSBの条件を満足する必要がある。モーターが正常回転しているとき、ウインドガラスの駆動力の変動によりモーター電流IDが変化するとメインFET のソース電位等VSAも変化するが、リファレンス電流Irefを制御してVSA=VSBの条件を維持する。

次に、挟まれ（Jamming）等によって発生する異常電流を検出する方法について説明する。リファレンス電流Irefを追随速度の異なる２つの電流成分に分ける。リファレンス電流Irefは、追随速度の遅い電流成分Iref-sと、追随速度の速い成分Iref-fとに分けられて流れる。追随速度の遅い電流成分Iref-sはモーターが正常に回転しているときのモーター電流IDの変化には追随するが、挟まれが発生したときのモーター電流IDの急激な変化には追随できないように設定する。一方、追随速度の速い電流成分Iref-fは挟まれが発生したときの電流変化のみならず、モーター電流ＩＤの中に含まれる脈動成分にも追随できるように設定する。追随速度の速い電流成分Iref-fの追随性を良くすればするほど、追随速度の遅い電流成分Iref-sは変化する必要がなくなり安定してくる。このような条件を満足させるため、追随速度の速い電流成分Iref-fの追随速度は、追随速度の遅い電流成分Irsf-sの８００〜１０００倍の速さに設定する。

このように設定すると、半導体スイッチング素子のOn/Off動作時を除けば追随速度の速い電流成分Iref-fはモーター電流IDの変化を正確に反映する。追随速度の速い電流成分Iref-f を、リファレンス抵抗より抵抗値の大きい抵抗に流すことによりモーター電流IDの変化を電圧に変換する。この電圧の変換により、モーター電流IDの変化をシャント抵抗またはメインＦＥＴのオン抵抗で電圧に変換して得られる微小変動を増幅した変動が検出できる。

挟まれが発生すると追随速度の速い電流成分Iref-fはモーター電流IDに追随して増加するが、追随速度の遅い電流成分Iref-sはほとんど変化しない。そのため追随速度の速い電流成分Iref-fの平均値と追随速度の遅い電流成分Iref-sの間には差が生じ、（Iref-fの平均値）＞（Iref-s）の大小関係となる。この大小の差があらかじめ設定した値を超えたら、異常電流検出信号を発生させ、モーターのハイサイド（High side）にあるマルチソースFETまたはモーターのロウサイド（Low side：接地側）にある電流制限回路７の半導体スイッチング素子（FETまたはバイポーラ（Bipolar）トランジスタ）をオフする。

その後、挟み込みが発生している間、マルチソースFETまたはモーターのロウサイドにある半導体スイッチング素子がOn/Off動作と連続On動作を繰り返す動作を行なう。このOn/Off動作と連続On動作を繰り返す動作により、以下に説明するがモーター電流ＩＤの増加を制限することができる。
（モーター電流制限回路７の概要）
電流制限回路７は、異常電流検出信号を入力されて、モーター電流ＩＤが増加していかないように制限する。この制限は、マルチソースＦＥＴまたはモーターのロウサイドにある半導体スイッチング素子がOn/Off動作と連続On動作を交互に繰り返すことにより行なわれ、このOn/Off動作と連続On動作を繰り返す動作の信号が信号線１０を介して挟み込み判定回路６に出力される。電流制限回路７は、モーター電流ＩＤをＯｎＯｆｆすることが可能なFET等の半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子のＯｎの基準電圧とＯｆｆの基準電圧を生成する基準電圧回路８と、を有している。

モーター電流ＩＤが、On/Off動作と連続Onを繰り返す動作に入ると、モーター電流IDは電流制限されて、その平均値は挟まれ発生直前より若干大きい値に維持される。モータートルクはモーター電流に比例するので、これによりモータートルクはウインドガラスの駆動に要するトルクより若干大きいトルクに保持される。このような必要最小限のトルクを確保することで、悪路等によるガラス駆動力の瞬間的変動があっても誤反転しないという条件下での、最小の挟まれ荷重を実現することが可能となる。
（挟み込み判定回路６の概要）
挟み込み判定回路６は、入力したOn/Off動作と連続On動作を繰り返す動作の信号に基づいて挟み込みか否かを判定する。挟み込みと判定した場合は、信号線１１を介してウインドガラスを開ける旨のウインドダウン信号を正転・反転回路５に出力する。

挟み込みの判定には、挟まれによりモーター回転数が低下するに連れて、半導体スイッチング素子のOn/Off動作の期間が長くなり、半導体スイッチング素子の連続On動作の期間が短くなることを利用する。例えば、On/Off動作の期間が一定の長さに達したときに、挟み込みと判定する。挟み込みと判定すると、マルチソースFETまたは半導体スイッチング素子を遮断して、モーターを停止させ、一定時間経過後、モーター５を反転駆動させる。このことにより、ウインドガラスが開き、挟まれた異物の挟み込みを防止することができる。
（正転・反転回路を備えたパワーウインドモーター５の概要）
正転・反転回路５は、ウインドアップの信号を入力することにより、ウインドガラスを閉める方向にモーターを回転させ、ウインドダウンの信号を入力することにより、ウインドガラスを開ける方向にモーターを回転させる。さらに、信号線１１を介してウインドダウン信号を入力した場合は、ウインドガラスを閉める方向から開ける方向にモーターの回転を反転させる。正転・反転回路５は、Ｈブリッジ回路またはリレー回路を有している。Ｈブリッジ回路を用いる場合、Ｈブリッジ回路を構成、あるいは接続する４個のFETを用いる。４個のFET のうちハイサイドのトランジスタを用いて電流検出回路２および電流制限回路７を構成してもよいし、ハイサイドのトランジスタを用いて電流検出回路２を構成し、ロウサイドのトランジスタを用いて電流制限回路７を構成してもよい。

図４（ａ）〜図４（ｃ）は、パワーウインド挟み込み防止装置のブロック図の変形例を示している。すなわち、電流検出回路２は、電源供給装置ＶＢのプラス端子またはマイナス端子と等価なグランドに接続し、正転・反転回路５および電流制限回路７についてはモーター電流ＩＤを流す順番は構わない。具体的には、図４（ａ）に示されるように電流検出回路２→電流制限回路７→正転・反転回路５といった順番、図４（ｂ）に示されるように電流検出回路２→正転・反転回路５→電流制限回路７といった順番（即ち、図３に示される順番と同じ順番）、図４（ｃ）に示されるように正転・反転回路５→電流制限回路７→電流検出回路２といった順番、等でもよく、これらのような順番の違いによりパワーウインド挟み込み防止装置の作用や効果に大きな違いは生じないものと考えて良い。

図５は、パワーウインド挟み込み防止装置の回路図の一例を示している。パワーウインド挟み込み防止装置における電流検出回路２、電流制限回路７および挟み込み判定回路６の回路構成と回路の動作について、ここで詳細に説明する。
１．電流検出回路２の説明
１−１．電流検出回路２の回路構成
シャント抵抗とリファレンス抵抗を用い、リファレンス電流Irefを２つの追随速度の異なる電流成分Iref-sとIref-fに分けて異常電流を検出する回路について説明する。

図５の電流検出回路２は、電源供給装置ＶＢのプラス端子に接続するシャント抵抗Ｒ１とリファレンス抵抗Ｒ２０と、その抵抗Ｒ１とＲ２０に接続する電流追随回路３と、電流追随回路３にプラス入力端子とマイナス入力端子が接続し出力端子が電流制限回路７に接続するコンパレータＣＭＰ２と、５Ｖ電源とＣＭＰ２の出力端子間に接続する抵抗Ｒ２５と、を有している。

電流追随回路３は、プラス入力端子がリファレンス抵抗Ｒ２０に接続し、マイナス入力端子がシャント抵抗Ｒ１に接続するコンパレータＣＭＰ１と、ＣＭＰ１の出力端子に接続し、抵抗Ｒ２１と接地するコンデンサＣ１を直列接続して構成される第１の充放電回路と、ＣＭＰ１の出力端子に接続し、抵抗Ｒ２２と接地するコンデンサＣ２を直列接続して構成される第２の充放電回路と、コンデンサＣ１とＣ２の間に接続される抵抗Ｒ２８と、ドレイン端子がＣＭＰ１のプラス入力端子に接続されゲート端子がコンデンサＣ１に接続されるｎＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２１）と、一端がＦＥＴ（Ｔ２１）のソース端子とＣＭＰ２のプラス入力端子に接続し他端が接地する抵抗Ｒ２３とで構成される第１のソースフォロア回路と、ドレイン端子がＣＭＰ１のプラス入力端子に接続されゲート端子がコンデンサＣ２に接続されるｎＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２２）と、アノード端子がＦＥＴ（Ｔ２２）のソース端子と接続するダイオードＤ２１と、一端がダイオードＤ２１のカソード端子とＣＭＰ２のマイナス入力端子に接続し他端が接地する抵抗Ｒ２４とで構成される第２のソースフォロア回路と、を有している。

尚、図５中の抵抗Ｒ２１等に添えられた９１０Ｋは、抵抗Ｒ２１の抵抗値が９１０ＫΩであることを表している。同様に、コンデンサＣ２等に添えられた０．１ｕｆは、コンデンサＣ２の容量が０．１μＦであることを表している。
１−２．電流検出回路２の動作説明
図５ではシャント抵抗Ｒ１、正転・反転リレー回路５とOn/Off動作を行なう半導体スイッチング素子（FET）Ｔ１が、モーター電流ＩＤの流れる電線１に対して直列に接続され、電源供給装置（例えば、バッテリ）ＶＢのプラス端子およびマイナス端子に接続されている。正転・反転リレー回路５の正転・反転リレーはトランジスタＴ２およびＴ３により駆動され、正転（アップ（Ｕｐ）動作）ではＴ２がオンし、反転（ダウン（Ｄｏｗｎ）動作）ではＴ３がオンする。マルチ抵抗はシャント抵抗Ｒ１とリファレンス抵抗R２０で構成される。図５の回路例ではR１の抵抗値は３４ｍΩ、Ｒ２０の抵抗値は５５Ωに設定されている。モーター電流IDはシャント抵抗Ｒ１を流れ、リファレンス電流Irefはリファレンス抵抗Ｒ２０を流れる。抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２等の抵抗値及び容量を便宜上抵抗Ｒ１等の符号Ｒ１と同じＲ１等と表記する。そこで、Ｒ１＊ID＝Ｒ２０＊Irefの条件を満足するときの電流比ｎは式１のようになる。

ｎ＝ID／Iref＝Ｒ２０／Ｒ１＝55／0.034＝1618 …式１
コンパレータCMP1はオペアンプからなり、CMP1のマイナス入力端子にはシャント抵抗Ｒ１のモーター側電位が入力され、CMP1のプラス入力端子にはリファレンス抵抗Ｒ２０の接地側電位が入力される。CMP1の出力と接地電位レベル（ＧＮＤ）間には抵抗Ｒ２１とコンデンサＣ１を直列接続した第１の充放電回路が接続され、コンデンサＣ１はCMP1の出力（充放電制御信号ＣＭＰ１＿ＯＵＴ）により、抵抗Ｒ２１を介して充放電される。コンデンサＣ１の非接地側はFET Ｔ２１のゲート端子に接続され、FET Ｔ２１のドレイン端子はリファレンス抵抗Ｒ２０に接続され、Ｔ２１のソース端子は抵抗Ｒ２３を通して接地されている。FET Ｔ２１と抵抗Ｒ２３は第１のソースフォロア回路を構成するので、FET Ｔ２１および抵抗Ｒ２３にはコンデンサＣ１の電位に比例した電流が流れる。この電流がリファレンス電流Irefの追随速度の遅い電流成分Iref-sになる。一方、コンパレータCMP1の出力と接地電位レベル（ＧＮＤ）間には抵抗Ｒ２２とコンデンサＣ２を直列接続した第２の充放電回路が接続され、コンデンサＣ２はCMP1の出力により、抵抗Ｒ２２を介して充放電される。コンデンサＣ２の非接地側はFET Ｔ２２のゲート端子に抵抗Ｒ２８を介して接続され、FET Ｔ２２のドレイン端子はリファレンス抵抗Ｒ２０に接続され、Ｔ２２のソース端子はダイオードＤ２１と抵抗Ｒ２４を通して接地されている。FET Ｔ２２とダイオードＤ２１および抵抗Ｒ２４は第２のソースフォロア回路を構成するので、FET Ｔ２２、ダイオードＤ２１、および抵抗Ｒ２４にはコンデンサＣ２の電位に比例した電流が流れる。これがリファレンス電流Irefにおける追随速度の速い電流成分Iref-fになる。コンデンサＣ１とＣ２の非接地側は抵抗Ｒ２８で接続され、モーター電流ＩＤが変化しないときはＣ１およびＣ２の電位が等しくなるようなっている。すなわち、コンパレータCMP1の出力にはコンデンサＣ１、Ｃ２と抵抗Ｒ２１、Ｒ２２からなる２つの充放電回路が並列に接続され、それぞれのコンデンサＣ１、Ｃ２の電位に比例した電流を流す２つのソースフォロア回路がリファレンス抵抗Ｒ２０と接地間に並列接続されることになる。第１の充放電回路の時定数は第２の充放電回路の時定数より大きく設定される。この回路例では第１の充放電回路の時定数は式２のようになり、第２の充放電回路の時定数は式３のようになり、その比は1：894となる。

（第１の充放電回路の時定数）＝R21＊(R22＋R28)／(R21＋R22＋R28)＊C1
＝910K＊(5.1K＋910K)／(910K＋5.1K＋910K)＊1μf＝456ms …式２
（第２の充放電回路の時定数）＝R22＊C2＝5.1K＊0.1μf＝0.51ms …式３
挟み込みの検出はコンパレータCMP2で行なう。CMP2のプラス入力端子にはＴ２１のソース電位が入力され、マイナス入力端子にはＴ２２のソース電位よりダイオードＤ２１の順方向電圧降下約０．７Ｖだけ低下した電位が入力される。Ｔ２１とＴ２２のゲート〜ソース間電位はほぼ等しいので、Ｄ２１の電圧降下分が挟み込みにより増加する異常電流の検出値となる。挟み込みが発生してIref-fが増加するとCMP2の出力（電流制限制御信号ＣＰＯＵＴ＿Ｂ）がHレベルからＬレベルに変化する。そして、電流制限回路７のＮＯＲ１の出力がHレベルになり、トランジスタＴ３１がオンし、半導体スイッチング素子であるトランジスタＴ１がオフする。このときの挟み込みによる異常電流の検出は次のようにしてなされる。

（ａ）まず、リファレンス電流Irefを図５のように追随速度の遅い成分Iref-sと速い成分Iref-fに分けて構成する。モーター電流IDの変化は脈動成分まで含めてIref-fに現れ、Ｔ２２のソース電位、すなわちCMP2のマイナス入力端子電圧（Ｖｉｎｓ）に正確に反映される。その結果、Iref-s側のＴ２１のソース電位、すなわちCMP2のプラス入力端子電圧（Ｖｃ）はモーター電流ＩＤの速い変動の影響を受けなくなり、長い期間の平均値のみが反映される。このため挟み込みが発生して電流制限を行なう間はほぼ一定の電位を保ち、理想的な基準電圧を実現することができる。

（ｂ）追随速度の速い成分Iref-fにはモーター電流の脈動成分による変動分が含まれている。脈動電流の振幅をΔID-rip、Iref-fの脈動成分をΔIref-f-ripとするとΔIref-f-rip＝ΔID-rip／ｎとなる。ΔIref-f-ripにより抵抗Ｒ２４に発生する電圧変動分ΔＶripは、式４のようにＲ２４＝１．５KΩ、ΔID-rip＝0.5Aの場合は、0.46Vとなる。

ΔＶrip＝ΔIref-f-rip＊Ｒ２４
＝ΔID-rip／ｎ＊Ｒ２４＝0.5A／1618＊1.5K＝0.46V …式４
すなわち、CMP2のマイナス入力端子電圧は脈動成分により、振幅±0.23V（±ΔＶrip／2）で振動している。 従ってIref-fの平均値が0.47V（＝0.7V−0.23V）増加するとCMP2の出力はHレベルからＬレベルに反転することになる。

この0.47Vをモーター電流ＩＤに換算すると0.51A（＝0.47V／Ｒ２４＊ｎ＝0.47V／1.5K＊1618）となる。すなわち、図５の回路例では挟み込みによりモーター電流ＩＤの平均値が0.51A増加するとCMP2出力はＬレベルとなり、Ｔ３１がオンしＴ１はオフ状態に向かう。

（ｃ）図６に示すように、CMP2の出力がＬレベルに反転する前（時間ｔ１の前）はモーター電流ＩＤが増加しているので、CMP1の出力はＨレベルになっている。Ｔ３１がオンするとＴ１のゲートに過充電された電荷が放電する時間だけ遅れてモーター電流IDは減少し始める。この時点でCMP1の出力はＨ→Ｌレベルに遷移し始めるが、CMP1はオペアンプで構成されているので、オペアンプの応答遅れのため、出力がHからLに変化するのに遅れ時間が発生する。

CMP2の出力がＬレベルに反転してからCMP1出力がHレベルから低下してコンデンサＣ２の電位に等しくなるまでの時間ｔ１の間はＣ２が充電されるので、Iref-fは増加し、CMP2のマイナス入力端子電圧は増大する。その後、CMP1の出力がＣ２電位より低くなるとＣ２は放電され始め、時間ｔ１の間に充電された電荷量が放電し終わるまでの時間ｔ２の後にCMP2のマイナス入力端子電圧は元の電圧、すなわちCMP2出力がＨ → Ｌに遷移し始めたときの電圧に戻る。この間プラス入力端子電圧は変化しない。

時間ｔ２を過ぎるとCMP2出力はHレベルに反転し、FET Ｔ１はオンする。すなわち、モーター電流IDが増加してCMP2の出力がＬレベルに反転してから時間ｔ１＋ｔ２の間はCMP2出力はＬレベルを維持する。Ｃ２の電位がCMP1の出力のＨレベルとＬレベルの中間にあるとｔ１≒ｔ２の関係となる。時間ｔ１＋ｔ２はＴ１のターンオフ遅れ時間、オペアンプの応答速度およびモーター電流IDの減少速度により決まるが、Ｔ１のターンオフ遅れ時間とオペアンプの応答速度は一定であるので、時間ｔ１＋ｔ２はモーター電流IDの減少速度に依存し、減少速度が遅くなるに連れて長くなる。

CMP2出力が再度Ｌ→Ｈになり、Ｔ１がオンするとモーター電流IDが増加し始める。このため、CMP1の出力はＬからＨに向かうが、CMP1の出力がＣ２の電位より低い間、Ｃ２は放電され続ける。CMP2の出力がＨレベルに反転してからCMP1出力がコンデンサＣ２の電位に等しくなるまでの時間を時間ｔ３とする。CMP1の出力がＣ２電位を超えるとＣ２は充電され始める。時間ｔ３に放電した電荷量と同量の電荷が充電されるまでの時間ｔ４を経過するとCMP2の出力は反転してＬになり、Ｔ１はオフする。すなわち、時間ｔ３＋ｔ４の間はCMP2の出力がＨレベルを維持する。時間ｔ３＋ｔ４はオペアンプの応答速度およびモーター電流IDの増加速度により決まるが、オペアンプの応答速度は一定であるので、時間ｔ１＋ｔ２はモーター電流IDの増加速度に依存し、増加速度が速くなるに連れて短くなる。

（ｄ）挟み込み検出値の設定にダイオードＤ２１の順方向電圧降下を用いたのはモーター電流ＩＤが変化して、Iref-fの平均値が変化しても挟み込み検出値を一定にするためである。しかし、この方法では挟み込み検出値を変更する必要がある場合はダイオードＤ２１の順方向電圧降下を変更できないので、抵抗Ｒ２４の値を調整して行なうことになる。上述の（ｂ）項の説明から判るようにＲ２４の値を大きくすると挟み込み検出値は小さくなり、逆にＲ２４の値を小さくすると挟み込み検出値が大きくなる。

（ｅ）挟み込み検出値の設定をダイオードD２１に代えて抵抗を用いて行なうことも可能である。この場合、モーター電流ＩＤが増加するとそれに比例して挟み込み検出値が大きくなる。
２．電流制限回路７の説明
２−１．電流制限回路７の回路構成
図５の電流制限回路７は、入力端子がＣＭＰ２の出力端子に接続するＮＯＲゲートＮＯＲ１と、出力端子がＮＯＲ１の入力端子に接続するコンパレータＣＭＰ３と、ＣＭＰ３のマイナス入力端子に接続する基準電圧回路８と、ドレイン端子がＣＭＰ３のプラス入力端子に接続し、ソース端子が接地された半導体スイッチング素子Ｔ１と、スイッチング素子Ｔ１のゲート端子に接続された可変抵抗Ｒ３２と、ゲート端子がＮＯＲ１の出力端子に接続し、ドレイン端子が抵抗Ｒ３２に接続し、ソースが接地されたＦＥＴ（Ｔ３１）と、電源供給装置ＶＢのプラス端子とＴ３１のドレイン端子間に接続された抵抗Ｒ３１と、ＣＭＰ３のプラス入力端子と接地間に接続された抵抗Ｒ３３と、ＣＭＰ３の出力端子と５Ｖ電源間に接続された抵抗Ｒ３７と、を有している。

基準電圧回路８は、ＣＭＰ３のマイナス入力端子と電源供給装置ＶＢ間に接続された抵抗Ｒ３５と、ＣＭＰ３のマイナス入力端子と接地間に接続された抵抗Ｒ３６と、ＣＭＰ３のマイナス入力端子に接続された抵抗Ｒ３４と、アノード端子が抵抗Ｒ３４に接続されたダイオードＤ３１と、ドレイン端子がダイオードＤ３１のカソード端子に接続し、ソース端子が接地され、ゲート端子がＣＭＰ３の出力端子に接続されたＦＥＴ（Ｔ３２）と、を有している。
２−２．電流制限回路７の動作説明
モーター電流ＩＤの制限は図５の電流検出回路２と電流制限回路７を組み合わせて行なう。

始めに電流制限回路７の動作について説明する。電流検出回路２のコンパレータCMP2の出力がＨレベルのときはＮＯＲゲートNOR1の出力がＬレベルとなり、トランジスタＴ３１はオフとなり、スイッチング素子（トランジスタ）Ｔ１がオンする。Ｔ１がFETの場合について説明すると、このときコンパレータCMP3のプラス入力端子電圧はＴ１のドレイン端子に接続しているので、ほぼ接地電位レベルが入力される。一方、CMP3のマイナス入力端子電圧は、Ｒ３４、Ｒ３５、Ｒ３６、ダイオードＤ３１とトランジスタＴ３２で構成される基準電圧回路８で決まり、Ｒ３４＝３．３ＫΩ、Ｒ３５＝１０ＫΩ、Ｒ３６＝２４ＫΩに設定すると電源電圧ＶＢが１２．５Ｖのとき、Ｔ３２がオフであれば８．８２Ｖとなり、Ｔ３２がオンであれば３．０３Ｖになる。いずれにせよ３．０３Ｖ以下には低下しないので、CMP3出力はＬレベルとなる。従って、Ｔ３２はオフになっている。挟まれが発生してコンパレータCMP2の出力がＬレベルになるとNOR1の出力がＨレベルになり、Ｔ３１がオンし、Ｔ１がオフする。Ｔ１のドレイン電圧VDSは接地電位レベルから上昇を始める。Ｔ３２がオフになっているので、CMP3のマイナス入力端子電圧は８．８２Ｖであり、Ｔ１のドレイン電圧VDSが８．８２Ｖ以上になるとCMP3の出力はＨレベルに反転し、NOR1の出力がＬレベルになり、Ｔ３１がオフし、Ｔ１がオンする。このとき同時にＴ３２もオンするので、CMP3のマイナス入力電圧は３．０３Ｖに低下する。従ってＴ１は一旦オンするとドレイン電圧VDSが３．０３Ｖ以下に低下するまでオン状態を維持する。Ｔ１のドレイン電圧VDSが３．０３Ｖ以下になるとCMP3の出力は再度Ｌレベルになり、Ｔ１がオフし、同時にＴ３２がオフして、CMP3のマイナス端子入力は８．８２Ｖに上昇する。Ｔ１のドレイン電圧VDSが８．８２Ｖを超えるまでＴ１はオフを続ける。これがOn/Off動作の１周期で、この状態はCMP2の出力がＬレベルである限り継続する。
●On/Off動作におけるモーター電流IDの不変性について
次に上記On/Off動作を行なうとき、On/Off動作の１周期ではモーター電流ＩＤがほとんど変化しないことを説明する。図７にFET Ｔ１の負荷線を付加した静特性曲線を示す。挟まれが発生する以前のモーターが正常に回転しているとき、Ｔ１はＡ点で動作している。モーター負荷電流IDが変化すると動作点はオーミック領域の例えばＡ点とＢ点の間で上下する。挟まれが発生するとモーター負荷電流IDは増加し、Ｔ１の動作点は上方に移動して、Ｂ点に達するとＴ１はオフする。Ｂ点とＡ点の電流差が挟み込み検出値である。Ｔ１がオフするとドレイン〜ソース間電圧VDSは拡大するが、そのときのＴ１の動作点はＢ点を通る水平線上を右側に向かって移動する。言い換えれば、ドレイン電流ID（＝モーター負荷電流）はＴ１がオフしたときの値を維持したままＴ１のドレイン〜ソース間電圧VDSは拡大する。これはＴ１のドレイン〜ソース間電圧VDSが接地電位レベルと電源電圧の間を移動しているときはＴ１のゲート〜ドレイン間容量がミラー（Miller）効果により、見かけ上大きくなり、ゲート〜ソース間電圧VGSがほとんど変化しなくなるからである。
●ミラー効果について
図８は、スイッチング素子Ｔ１の等価回路図である。ゲートドライバーによる充電で、ゲート〜ソース間電圧VGSが微小電圧ΔVGS上昇したとする。これによりモーター電流IDがΔID増加し、モーターのインダクタンスLにより逆起電力Ec（=L＊dID/dt）が発生する。ゲート〜ドレイン間容量CGDに充電される電荷ΔQは、式５で表される。

ΔQ=CGD＊(ΔVGS+ΔID＊Ra+Ec) …式５
ここでRaは電機子抵抗である。また、ゲート端子から見たCGDの容量Cmは式６で表される。

Cm=ΔQ/ΔVGS=CGD＊(1+ΔID＊Ra／ΔVGS +Ec／ΔVGS) …式６
容量Cmが“Miller容量”で、容量CGDの両端の電圧変化がΔVGSよりはるかに大きいことから生じる見かけ上の容量である。 ゲートドライバーがゲート抵抗RGを介してFETのゲート電荷を充放電するときドライバー側から見える容量はCGDではなくてCmとなる。モーターのインダクタンスLが大きいと容量CmはCGDに比べて大きな値になり、On/Off動作時、ゲートドライバーがＴ１のゲートを充放電してもゲート〜ソース間電圧VGSはほとんど変化しなくなる。但しMiller効果が有効なのはメインFET（Ｔ１）のドレイン電位VDSが接地電位レベル（GND）と電源電圧（VB）の間にあって自由に変化できるときだけある。このときＴ１はピンチオフ領域にあるので、Ｔ１の伝達コンダクタンスをGmとするとID＝Gm＊VGS が成立する。この式からVGSがほぼ一定となればIDも変化せず、ほぼ一定になることが判る。

図５においてトランジスタＴ３２がオンおよびオフしているときのコンパレータCMP3のマイナス入力端子電圧を図７においてそれぞれVLおよびVHとする。この回路例ではVL＝3.03V、VH＝8.82Vとなる。Ｔ１の動作点が図７のＢ点を通る水平線上を右側に移動して電圧VHよりドレイン電圧VDSが大きくなるとCMP3出力がHレベルになり、Ｔ１はオンする。実際の回路では回路の遅れによりVHを超えてしばらくしてから、オンする。図７ではＶＤＳが１０Ｖを超えたC点でオンし、VDSは接地電位レベルに向かって低下していく。VDSが電圧VLより小さくなるとCMP3の出力はＬレベルになり、Ｔ１は再びオフする。このようにしてＴ１はCMP2の出力がＬレベルである限り、On/Off動作を継続する。
●On/Off動作によるIDの減少について
次にOn/Off動作を継続している間にドレイン電流IDが徐々に減少することを説明する。On/Off動作を開始したとき、Ｔ１のドレイン電圧VDSは基準電圧VLおよびVHで規制されるので、Ｔ１の動作点は、図７のC点〜D点間で振動する。このときのVDSの平均値はG点であり、ほぼＣ点〜Ｄ点間の中央になる。Ｇ点はＴ１のDC的動作点である。これに対して線分CDはＡＣ動作曲線となる。図７において直線ａは、電源供給装置ＶＢが１２．５Ｖの場合のモーターが停止しているときのＴ１の負荷直線であり、その勾配は電機子抵抗Raで決まる。直線ｂ〜ｇは直線ａに平行で、それらの横軸上への投影はドレイン電流ＩＤ（＝モーター電流）がモーターに流れたときの電圧降下量を表わすことができる。

まず、挟まれが発生する直前について考察する。このときのＴ１の動作点はA点である。モーター逆起電力をEmotor-A、ドレイン〜ソース間電圧をVDSonとすると、式７が成立する。

VB＝VDSon＋Ra＊ID＋Emotor-A …式７
次に、挟まれが発生し、On/Off動作を開始した直後について考察する。IDはOn/Off動作に同期して変動するＡＣ成分IDAとそれ以外のＤＣ的成分IDDからなる。すなわちＩＤは、ID＝IDA＋IDDの関係を有する。IDDが変化するとモーターインダクタンスＬにより逆起電力Eonoffが発生する。その大きさは式８から求まる。

Eonoff＝Ｌ＊d(IDD)/dt …式８
On/Off動作時におけるＴ１のドレイン〜ソース間電圧VDSの平均値をVDSonoffとするとこれは図７おけるG点に相当する。On/Off動作１周期の間はモーターの回転数が変化しないと仮定する。一方IDも変化しないから式９が成立する。

VB＝VDSonoff＋Ra＊ID＋Emotor-A＋Eonoff …式９
式７の両辺から式９の両辺を引くことにより、式１０を得ることができる。

０＝VDSon−VDSonoff−Eonoff
Eonoff＝VDSon−VDSonoff …式１０
ここで、VDSonは連続On時のドレイン〜ソース間電圧で約0.3Vである。VDSonoffはG点の電圧で、おおよそ6.5Vである。これによりEonoffは式１０より−6.2Vのマイナスの値となる。そして、Eonoffがマイナスの値になるので、式８よりIDDが減少することがわかる。
●最小の反転荷重の実現（悪路等による誤作動防止）について
ＩＤのＤＣ的成分IDDがOn/Off動作を行ないながら動作点Ｇから動作点Ｈに向かって減少すると、Iref-fがIDDに追随して減少し、ＩＤＤが図７のＨ点に達するとCMP2がＬレベルからＨレベルに反転し、FET Ｔ１の動作点はＨ点からＦ点に移動して、Ｔ１は連続Onの状態になる。連続Ｏｎ状態になるとIDは増加し、Ａ点を経由してＢ点に至り、Ｔ１は再びOn/Off動作に入る。この間Iref-sは変化しないから、CMP2のプラス入力端子電圧は変化しないので、A点が固定され、それに伴いB〜Ｆ点も変化しない。従ってOn/Off動作と連続Onの状態を繰り返す間は電流ＩＤの電流値が一定範囲に制限される。

この一定範囲に制限された電流IDの平均値は、電流制限動作に入る直前のＩＤの電流値よりわずかに大きい値に維持される。このことは２つの重要な意味を持つ。

１つ目は、モータートルクは電流に比例するから、モータートルクを一定範囲に制限できることである。これにより、挟み込み荷重を制限することができる。

２つ目は、悪路等を走行して挟み込みが発生しないにも関わらず反転するという誤作動を防止できることである。悪路等を走行中にパワーウインドを動作させたとき、車体の上下動により、ウインドガラスの駆動力が変化し、瞬間的に駆動力が増加して、それに伴いモーター回転数が低下して、IDが増加し、Ｔ１がオフし、電流制限モードに入る可能性がある。しかし、電流制限モードに入ってもその直前のガラス駆動力を維持しているので、上下動による荷重増加が無くなったときモーター回転数を元に回復させ、誤反転を回避することができる。但し、ガラス駆動力はこの間変化しないということが前提となる。そして、この前提は大部分のケースで成立する。以上の特徴により、悪路等による瞬間的駆動力の増加では誤反転を起さないという条件下で最小の反転荷重を実現することができる。
●モーター回転数の低下に伴うOn/Off動作期間と連続On期間の変化について
次に式７と式９を一般化した場合を考える。挟まれが発生してしばらく経過すると、モーター回転数は低下する。モーター逆起電力はモーター回転数に比例するから、そのときのモーター逆起電力を図７に示すEmotor-Bとすると、Emotor-B＜Emotor-Aの関係となる。この低下した回転数すなわちEmotor-Bの大きさの逆起電力で、Ｔ１が連続Onの状態になるとIDの増加スピードは以前と違って速くなり、モーターのインダクタンスＬにより、逆起電力Eonが発生する。Eon＝Ｌ＊dID／dtとなる。Eonは式７にはなかったもので、これを用いて式７を書きなおすと式１１のようになる。

VB＝VDSon＋Ra＊ID＋Emotor-B＋Eon …式１１
式１１に対応するOn/Off動作の式は連続OnとOn/Off動作でモーター回転数が変わらないと仮定すると式９のEmotor-AをEmotor-Bに置き換えることにより、式１２となる。

VB＝VDSonoff＋Ra＊ID＋Emotor-B＋Eonoff …式１２
式１１と式１２から式１３が得られる。

Eon−Eonoff＝VDSonoff−VDSon＝6.5V−0.3V＝6.2V …式１３
Eonの符号はプラス、Eonoffの符号はマイナスであるから、式１３の意味することは連続On時の逆起電力EonとOn/Off動作時の逆起電力Eonoffは符号が反対でその絶対値の和は一定となり、それぞれのVDSの差VDSonoff−VDSonに等しいということである。VDSの差はモーター回転数には関係なく一定である。モーター回転数が低下するに連れて、Emotor-Bが小さくなるので、Eonoffの絶対値は小さくなり、Eonの絶対値は大きくなる。すなわち、モーター回転数が低下するとOn/Off動作時のIDの減少速度は低下し、連続On時のIDの増加速度は速くなることが判る。

更に、図７から判るように、On/Off動作に入った直後（Ｇ点）のEonoff（図７のEonoff-D）より、On/Off動作を抜け出すとき（Ｈ点）のEonoff（図７のEonoff-C）の方が小さくなる。これはOn/Off動作期間中に電流の減少率が段々小さくなることを表わしている。また図７でEon-Fより、Eon-Eの方が小さいことは連続On期間中に電流の増加率が段々小さくなることを表わしている。
●On/Off動作の周期について
Ｔ３１がオンするとＴ１のゲート電荷はＲ３２を通して放電され、Ｔ１のゲート〜ソース間電圧VGSが低下し始める。ID＝Gm＊VGSであるから、IDが減少し始める。IDの減少によりモーターのインダクタンスＬによる逆起電力Ecが発生し、且つ電機子抵抗Raによる電圧降下もわずかではあるが縮小する。すなわち、モーターの電圧降下が降下分ΔVM（＝Ec＋Ra＊ΔID）だけ縮小する。ここでΔIDはIDの減少分を表わす。また、逆起電力EcはEc＝Ｌ＊ΔID／Δtで求まる。尚、On/Off動作１周期の間にモーター回転数は変化しないと仮定している。

モーターの電圧降下の縮小分ΔVMによりＴ１のドレイン電圧VDS（ソースが接地されているので、ドレイン〜ソース間電圧に等しい）は上昇し始める。Ｔ１のゲート〜ドレイン間電圧がΔVMだけ拡大し、ゲート〜ドレイン間容量CGDがΔVMだけ充電される。この充電によりゲートに電荷が供給されるので、Ｒ３２を通して電荷が放電されてもゲート電荷は減少しない。従って、ゲート〜ソース間電圧VGSは実質的にほとんど減少しない。これがMiller効果である。

Ｒ３２を通しての放電が続くとVDSは増加し、基準電圧VHを超えるとT３１がオフし、Ｔ１のゲートには電源電圧VBから抵抗R31とR32を経由して電流が流れ、ゲートは充電され始める。ゲートの充電によりゲート〜ソース間電圧VGSが増加し始めるとIDが増加し、ゲート電荷放電の場合と同じようにMiller効果により、ゲート電荷が吸収される。このためゲート〜ソース間電圧VGSは実質的にほとんど変化しない。すなわち、R31とR32を経由して充電される電荷はMiller効果によりキャンセルされる。ゲートの充電が進むとVDSが低下し、基準電圧VLを下回るとCMP3出力がLになり、Ｔ１はオフ状態に入る。

Miller効果によりＴ１のゲートに電荷を供給するまたはキャンセルする電荷量は基準電圧VLとVHで決まり、一定量である。この電荷量をゲート回路が充電し、その後放電するに要する時間がOn/off動作の１周期になる。ゲートの充電時間は電源電圧とゲート抵抗R31＋R32で決まり、放電時間はゲート抵抗R32で決まる。すなわちOn/Off動作の周期は基準電圧VLとVH、電源電圧VB、およびゲート抵抗R31とR32により決まる。従って、On/Off動作の周期はゲート抵抗、より具体的には抵抗Ｒ３２を変えることにより変更できる。
３．挟み込み判定回路６の説明
３−１．挟み込み判定回路６の回路構成
図５の挟み込み判定回路６は、入力端子が電流制限回路７のＣＭＰ３の出力端子に接続され、８０μ秒間カウントしないとリセットする１６パルスカウンタで構成できる。
３−２、挟み込み判定回路６の動作説明
パワーウインド挟み込み防止装置は、電流検出回路２で挟み込みを検知し、電流制限回路７で電流制限してモーター電流ＩＤを一定範囲に保った後、挟み込み判定回路６で挟み込みか否かを判定する。その判定方法について説明する。挟み込みによりモーター回転数が低下してくるとＴ１のOn/Off動作期間が長くなり、Ｔ１の連続On期間が短くなる。この特性を利用して、挟み込みか否かを判定する。具体的な判定方法は下記の３通りがある。

（ａ）連続On期間とOn/Off動作期間の比を検出して一定値に達したら挟み込みと判定する。連続On期間、およびOn/Off期間はCMP2出力で判る。CMP2の出力がHレベルであれば連続Onで、ＬレベルであればOn/Off動作である。従ってCMP2の出力をアナログ信号として平均化すれば目的とする比を検出できる。

（ｂ）連続On期間またはOn/Off動作期間を計時して、一定値に達したら挟み込みと判定する。CMP2の出力のH期間またはL期間を計時して判定する。

（ｃ）On/Off動作期間内のOn/Off回数をカウントして、一定値に達したら挟み込みと判定する。図５に示すように、CMP3の出力レベルの立ち上がり回数をカウントし、図５の例では１６パルスに達すると挟み込みと判定する。このとき連続Onの期間を含んでカウントしないように、パルスが一定期間途切れたら、カウンタをリセットするようにしている。図５の例では８０μｓ間、CMP3出力が変化しないとカウンタをリセットする。挟み込みと判定するときの回転数は、挟み込み発生以前の回転数より約６０％低下した状態に設定している。この設定値は悪路等で発生する衝撃的負荷変動による回転数の落ち込みでは発生しないレベルの値である。
●挟み込み判定値の設定方法について
挟み込み判定値の設定方法についてまとめると次のようになる。

（ｉ）悪路等で生じる衝撃的負荷変動によるモーター回転数の落ち込みでは発生しないレベルに判定値を設定する。

（ii）On/Off動作の継続期間はＴ１のオフ遅れ時間とCMP1に用いるオペアンプの応答性に依存するので、これらの特性の標準値を前提にして上記判定値に相当するOn/Off回数を決め、カウンタ値を設定する。

（iii）Ｔ１のオフ遅れ時間とオペアンプ応答性がばらついて判定値を調整する必要があるときはＴ１のゲート直列抵抗を変更してOn/Off動作の周期を変化させることにより、これらのばらつきに対処する。Ｔ１のオフ遅れ時間とオペアンプの応答性がばらついても、これによりカウンタ値を固定することが可能になる。カウンタ値の固定はＩＣ化する場合に好都合である。
●On/Off動作時におけるモーター回転数の変化について
モーター回転数の低下によりOn/Off動作期間が長くなり、連続On期間が短くなると説明してきたが、これには仮定があった。すなわち、On/Off動作１周期でモーター回転数がほとんど変化しないという仮定である。これはOn/Off動作時でもモーターは一定の力でガラスを押しつづけているという方法で実現させている。On/Off動作時のモーター端子間電圧はVB−VDSonoffあるので、モーター出力をPmとすると式１４のようになる。

Pm＝（VB−VDSonoff）＊ID−Ra＊ID2
＝（VB−VDSonoff−Ra＊ID）＊ID
＝（Emotor−Eonoff）＊ID …式１４
式１４より次のことが判る。

（ｉ）On/Off動作中、モーターは回転数に関わらずほぼ一定の出力を出している。

（ii）On/Off動作では連続On時よりVDSonoff＊IDだけ出力が低下する。

すなわち、On/Off動作中もモーターは一定の出力を出し、ウインドガラスを駆動している。これはウインドガラスを押し続けていることを意味し、モーター回転数は常にウインドガラスの速度とリンクしている。ウインドガラスの動きはゆっくりしているので、On/Off１周期ではほとんど変化しない。従ってOn/Off１周期ではモーター回転数もほとんど変化しないことになり、仮定は成立する。

図９は、図５のパワーウインド挟み込み防止装置の変形例を示す回路図である。図９に示されるパワーウインド挟み込み防止装置は、図５のパワーウインド挟み込み防止装置と比較して、電流追随回路３と１３とが異なっている。電流追随回路１３は、電流追随回路３から、第２の充放電回路Ｒ２２、Ｃ２を除去し、Ｃ１とＣ２の非接地側を結合する抵抗Ｒ２８を除去し、この変更に伴い第１の充電回路の時定数を維持するため、抵抗Ｒ２１の抵抗値を変更したものである。

この変更は、図５の第２の充放電回路の時定数をゼロにして、リファレンス電流Irefの追随速度の速い成分Ｉｒｅｆ−ｆの追随速度を無限大にしたケースとなる。従って、図９のパワーウインド挟み込み防止装置の動作は図５の回路と基本的には同じであるが、特に、この回路１３の動作は次のようにも解釈できる。

第２の充放電回路が無くなって、第２のソースフォロア回路を流れる電流Iref-fはOn/Off動作時も含めて、常にモーター電流IDのｎ分の１になり、抵抗Ｒ２４の両端に発生する電圧は、シャント抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧に比べると式１５のようになる。

Iref＊R24／(ID＊R1)＝R24／(ｎ＊R1)
＝1.5KΩ／(1618＊0.034Ω)＝27.3 …式１５
すなわち、モーター電流ＩＤに比例したシャント抵抗Ｒ１の電圧降下が27.3倍増幅された電圧が抵抗Ｒ２４の両端に発生し、この電圧をＲ２１とＣ１からなる積分回路で平均化した電圧が抵抗Ｒ２３の両端に発生する。発生させたそれぞれの電圧をCMP2で比較するという動作になる。

図１０は、図９のパワーウインド挟み込み防止装置の変形例を示す回路図である。図１０に示されるパワーウインド挟み込み防止装置は、図９のパワーウインド挟み込み防止装置と比較して、電流追随回路１３と１４とが異なっている。これらの回路の相違点は次の２点である。

（ａ）トランジスタＴ２１のドレイン端子がリファレンス抵抗Ｒ２０ではなくて、電源ＶＢに直接接続されている点。

（ｂ）ＣＭＰ１のプラス入力端子に接続される抵抗Ｒ２６と、ドレイン端子が抵抗Ｒ２６に接続されソース端子が接地されゲート端子がＣＭＰ２の出力端子に接続されたトランジスタＴ２３とが追加されている点。
●動作説明
モーター電流IDはシャント抵抗Ｒ１により電圧に変換される。CMP1はそのプラス入力端子電圧とマイナス入力端子電圧が常に等しくなるように制御するから、リファレンス抵抗Ｒ２０を流れる電流IrefはIDに比例し、Iref＊ｎ＝IDとなる。従って、モーター電流IDがΔIDだけ変化したときのIrefの変化量をΔIrefとすると、ΔIref＊n＝ΔID となる。

挟まれが発生していないとき、トランジスタＴ２３はオンしているので、Ｒ２６とＴ２３を経由してIrefの電流成分Iref-2が流れる。すなわち、Iref=Iref-f＋Iref-2となる。Iref-2は変化できないので、Irefの変化ΔIrefはすべてIref-fに反映され、Iref-fが流れる抵抗Ｒ２４には式１６で表される電圧変化ΔVR24が発生する。

ΔVR24＝ΔIref＊R24＝(ΔID／n)＊R24 …式１６
シャント抵抗Ｒ１に発生する電圧変化ΔVR1（＝ΔID＊R1）との比をとると、式１７に示すように、シャント抵抗Ｒ１両端の電圧変化が27.3倍に増幅されて、抵抗Ｒ２４の両端に発生することがわかる。

ΔVR24／ΔVR1＝(R24／R1)／n＝(1.5KΩ／34ｍΩ)／1618＝27.3 …式１７
一方、CMP1の出力電圧とＲ２４の非接地側電位の間にはダイオードＤ２１の順方向電圧降下および、Ｔ２２のゲート〜ソース間電圧を足し合わせた電圧差があるが、この電圧差は一定値と見なせるから、CMP1の出力変化はＲ２４の非接地側電位の変化と等しい。従って、コンデンサＣ１の非接地側電位の変化分はＲ２４の非接地側電位の変化分ΔVR24を時定数Ｒ２１＊Ｃ１で平均化したものとなる。コンデンサＣ１の非接地側電位は直流電圧の差を除けばトランジスタＴ２１のソース端子、すなわちCMP2のプラス入力端子に反映される。一方、Ｒ２４の非接地側電位はCMP2のマイナス入力端子に入力される。但し、プラス入力端子とマイナス入力端子間にはダイオードＤ２１の順方向電圧降下分０．７Ｖの直流電位差が加えられている。

以上を整理するとIDの変化分ΔIDはシャント抵抗Ｒ１により、電圧変換されΔVR1となる。ΔVR1は27.3倍増幅されてΔVR24となり、CMP2マイナス入力端子に加えられる。そのときの電流→電圧変換率（ΔVR24／ΔID）は式１８で表される。

ΔVR24／ΔID＝27.3＊R1＊ΔID／ΔID
＝27.3＊34ｍΩ＝928ｍV／Ａ …式１８
一方、CMP2のプラス入力端子にはΔVR24の平均値が加えられ、プラス入力端子とマイナス入力端子間には０．７Ｖの直流電圧差が加えられている。

モーター電流IDには脈動電流成分が含まれている。脈動電流の全振幅を０．５ＡとするとΔVR24には928ｍＶ＊0.5A＝464mVの電圧変動分が含まれる。すなわち、片振幅±232mVの変動があるので、0.7V−0.232V＝0.468Ｖの電圧増加が発生するとCMP2出力はＨレベルからＬレベルに反転する。すなわち0.468Ｖが挟み込み検出値となる。0.468VをIDに変換すると0.5A（＝0.468V／Ｒ２４＊ｎ）となる。IDが0.5A増加するとCMP2出力は反転する。

CMP2出力がＬレベルになるとトランジスタＴ２３がオフし、Ｒ２６およびＴ２３を流れていた電流Iref-2が消滅する。このときIDは変化しないので、リファレンス電流Irefは変化しない。そのため、Iref-fが消滅したIref-2分だけ増加する。これにより、Ｒ２４の電圧降下が増加し、CMP2のマイナス入力端子電圧が上昇する。その上昇量はIref-2＊R24となる。CMP2出力ががＬレベルになるとOn/Off動作が始まり、IDは減少する。IDの減少によるIrefの減少量がIref-2を超えるとCMP2は再びＨレベルに反転し、IDは連続オンの状態になり増加を始める。CMP2出力がＨレベルになるとＴ２３がオンしIref-2が流れ、その分だけIref-fが減少し、CMP2マイナス端子電圧がIref-2＊R24だけ低下する。IDの増加によるIrefの増加量がIref-2を超えるとCMP2はＬレベルに反転する。CMP2出力がＬレベルになったときFET Ｔ１にオフ遅れがあるので、この遅れの間にIDは増加する。従って、CMP2出力がＬ期間中にIDはIref-2だけではなく、遅れによるID増加分も含めて減少しなければならない。

On/Off動作と連続Onを繰り返す電流制限期間中のモーター電流IDの最大値は挟み込み前のID平均値に挟み込み検出値０．５Ａ（0.468V）加えたものとなり、最小電流値はIref-2の大きさで決まる。従って、電流制限動作時のID平均値はIref-2の値を調整することにより、任意に設定できる。

以上が図１０の回路の動作であるが、図５の回路との違いを下記にまとめる。

（ｉ）図５のIref-fはIDの変化そのものではない。ΔIref-f＊n≠ΔIDである。抵抗Ｒ２２の両端に発生する電位差はIDとIref間にずれのあることを表わしている。従ってΔIref-fによって抵抗Ｒ２４に発生する電圧降下ΔVR24はΔIDを正確に現していない。ΔIDより大きいときもあり、小さいときもあることになる。すなわち、ΔVR24の振幅はΔIDに対応した分より大きくなる。このため、挟み込み判定値は実質的に小さくなり、On/Off動作を開始し易くなる。これは悪路等による衝撃的負荷変動により誤作動する機会が増えることを意味する。

一方、図１０ではΔVR24は正確にΔIDを表わしており、ΔIDからのずれによる影響は発生しない。

（ii）図５の回路ではOn/Off動作時、CMP1出力の変動は大きくなりＨレベルおよびＬレベルで飽和する。CMP2マイナス入力端子電圧はΔIDからのずれが大きくなり、IDの変化と異なってくる。CMP２プラス入力端子電圧は変化せず、マイナス入力端子電圧はプラス入力端子電圧と比較して制御してもΔIDはCMP2マイナス入力端子電圧の変化と一致しないため、モーター回転数が低下してくるとIDは増加する。

これに対して、図１０ではモーター電流の変化がCMP2マイナス端子電圧に反映されているので、電流制御時のピーク値は一定に保たれる。

（iii）図５ではOn/Off動作の継続期間はＴ１のオフ遅れ、CMP1の応答遅れ、およびモーター回転数で決まる。このうちCMP1の応答遅れ時間の影響が大きい。図１０のようにIref-2を用いる制御も可能だが、Iref-2＝0Aでも十分なOn/Off動作期間があり、Iref-2を用いるとOn/Off動作期間が長くなり過ぎて、制御上では好ましくない。すなわち、On/Off動作時間を外部から制御することは出来ない。（但し、Iref-fの追随速度を無限大にした図９の方式ではIref-2を用いる制御が可能である。）一方、図１０では、Ｔ１の遅れとモーターの回転数がOn/Off動作期間を決める要因となるのは図５と同じであるが、CMP1の応答遅れは影響しない。更にIref-2を用いることにより、On/Off動作期間を実質的に任意の値に制御できる。Iref-2を大きくするとOn/Off動作期間が長くなり、従ってIDの最小値を下げられる。電流制限時のIDの最大値は一定に維持され、最小値は制御できるので、電流制限時のIDの平均電流値を希望する値に設定可能である。

（iv）図５および図９ではＣ１に連動してIrefの一部であるIref-sが流れている。挟み込みが発生して、IDが増加したとき、Ｃ１の電位はほとんど増加しないが、それでもゼロではない。Ｃ１電位の増加量に対応してIref-sが増加し、その分だけ、Iref-fの増加量が減る。すなわち、検出感度がその分だけ鈍くなる。一方、図１０では挟み込みが発生したときのＣ１電位の増加は同じであるが、Ｃ１の増加はIrefには関係しないから、Ｃ１の増加によりIref-fの増加が抑制されることはない。従って、Ｃ１電位の増加による検出感度の低下は無くなり、より正確な制御を実現できる。

以上の事実から判るように、図５の方式より、図１０の回路のほうが挟み込み防止の制御としては優れている。

図１１は、図５のパワーウインド挟み込み防止装置の変形例を示す回路図である。図１１に示されるパワーウインド挟み込み防止装置は、図５のパワーウインド挟み込み防止装置と比較して、電流検出回路２が異なっている。電流制限回路７、正転・反転回路５と挟み込み判定回路６は簡略化、あるいは省略されているが同一である。電流検出回路２の相違点は次の２点である。

（ａ）電流追随回路３と１６で異なっている点。電流追随回路１６は、電流追随回路３に対して、ＣＭＰ１のプラス入力端子に接続される抵抗Ｒ２９と、ドレイン端子が抵抗Ｒ２９に接続されソース端子が接地されゲート端子が起動タイマー１５の出力端子に接続されたトランジスタＴ２４と、アノード端子がコンデンサＣ１に接続されカソード端子がコンデンサＣ２に接続されたダイオードＤ２２とが追加されている。

（ｂ）入力端子がウインドアップ（Ｕｐ）の入力端子に接続された起動タイマー１５と、起動タイマー１５の出力端子と電流追随回路１６に接続されたスタート回路４とが追加されている点。

スタート回路４は、
ゲート端子が起動タイマー１５に接続しソース端子が接地されたｎＭＯＳＦＥＴ（Ｔ４２）と、
Ｔ４２のドレイン端子に接続された抵抗Ｒ４３と、
ゲート端子が抵抗Ｒ４３に接続しドレイン端子が電源ＶＢのプラス端子に接続されたｐＭＯＳＦＥＴ（Ｔ４１）と、
Ｔ４１のゲート端子とドレイン端子間に接続される抵抗Ｒ４１と、
Ｔ４１のソース端子に接続される抵抗Ｒ４２と、
アノード端子が抵抗Ｒ４２に接続されカソード端子がＴ２１のゲート端子に接続されるダイオードＤ４１とを有している。
●動作説明
ウインドアップ（Ｕｐ）またはウインドダウン（Ｄｏｗｎ）信号でモーターを起動したとき、モーター起動電流ＩＤの立ち上がり（突入電流）でOn/Off動作を行なわないように突入電流マスク期間を設けている。安全装置としての観点から、モーター起動直後から挟み込み防止機能を働かせるのが好ましい。パルスセンサーを用いる方式ではパルスの分解能が悪いこととパルスが安定するまでの時間が必要のため、モーター起動直後から挟み込み防止機能を働かせることは難しい。一方、本回路に用いられている電流検出方式では応答性が速いので、立ち上がり直後からの挟み込み防止機能の稼働が可能となり、安全装置としてパルスセンサー方式より優れた機能を実現できる。図１１に起動直後の挟み込み防止（Jamming protection）を実現するための回路を示す。
●起動マスク時間中にモーターが回転する場合
アップまたはダウン信号が入ると起動タイマーが動作し、電流検出回路の中のトランジスタＴ２４がオンし、リファレンス電流Iref-1が起動タイマー動作期間だけ流れる。Iref-1の大きさは電源電圧と抵抗Ｒ２９により決まる。また、一方ではスタート回路のトランジスタＴ４２がオンし、Ｔ４１がオンする。これによりコンデンサＣ１およびＣ２はＲ４２とＲ２２で決まる電圧近くまで充電される。このときの全リファレンス電流をｎ倍した値がモーター突入電流より大きくなるようにIref-1を設定する。すなわち、式１９の関係式が成立するようにIref-1を設定する。

ID突入電流最大値＜n＊(Iref-s＋Iref-f＋Iref-1) …式１９
これにより、起動タイマー期間中はCMP1出力がＬレベルになるので、電源電圧VB→トランジスタＴ４１→抵抗Ｒ４２→ダイオードＤ４１→ダイオードＤ２２→抵抗Ｒ２２→CMP1出力の経路で電流が流れ、コンデンサＣ１およびＣ２の電位は式２０と式２１のようになる。

C1電位＝(VB−2＊0.7V−CMP1出力)＊R22／(R42＋R22)＋O.7V＋CMP1出力 …式２０
C2電位＝(VB−2＊0.7V−CMP1出力)＊R22／(R42＋R22)＋CMP1出力 …式２１
ダイオードの順方向の電圧降下を0.7Vとしている。この回路例では電源電圧VB＝12.5V、CMP出力Lレベル＝2V、R42＝3KΩ、R22＝5.1KΩとしているので、C1の電位＝8.3V、C2の電位＝7.7Vとなる。起動タイマーが終了するとＴ４３、Ｔ４１はオフする。このときモーター電流が低下してCMP1出力がＬレベルのままであれば、C1およびＣ２の電荷はダイオードＤ２２→抵抗Ｒ２２→CMP1出力の経路で放電し、直ちに追随動作に入る。従って、この状態で挟み込みが発生すると直ちに挟み込みを検出してモーターを止めることが出来る。
●起動（ウインドアップ信号を入れた）後、モーターが回転しない場合
この場合は起動タイマーが終了した時点で、モーターロック電流が流れているので、CMP1出力がHレベルになり、Ｃ２電位は抵抗Ｒ２２＝5.1Kを通してCMP1のHレベル出力まで直ちに充電される。一方Ｃ１は長い時定数で充電されるためほとんど電位は上昇しない。そのため、CMP2のプラス入力端子電圧よりマイナス入力端子電圧が高くなり、CMP2出力はＬレベルになる。Ｔ１がOn/Off動作を行なっても連続Onにはならないので、ただちに挟み込み判定がなされて反転動作が行なわれる。

起動後モーターが回転しても、起動タイマーが終了した時点でCMP1出力がHレベルになっている場合は、即On/Off動作を始める。On/Off動作と連続Onを継続している間にモーター電流IDが低下してくれば、正常動作に入って、モーターは回転を続けるし、挟み込みでモーター電流が上昇すれば、挟み込み判定をして、モーターを反転動作させる。挟み込みが発生していないにもかかわらず、反転することがないような抵抗値にR41、R22を設定することが必要である。

上述のパワーウインド挟み込み防止装置ならびに特許文献１に開示されている他の実施形態および変形例によれば、異物の挟まれを誤認無く迅速に判定してモーター電流を制限できるが、特に、低電圧時（即ち、電源供給装置から供給される電源電圧が低いとき）におけるパワーウインドモーターの誤反転防止性能を向上させると更に好ましい。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、ウインドガラスによる異物の挟み込みをモーター電流の変化から検出するパワーウインド挟み込み防止装置において、異物の挟まれからモーター電流に生じる異常電流を誤認無く確実に検出してモーター電流を制限する改良されたパワーウインド挟み込み防止装置を提供することにある。

前述した目的を達成するために、本発明のパワーウインド挟み込み防止装置は、請求項１に記載したように、
ウインドガラスによる異物の挟み込みをモーター電流の変化から検出するパワーウインド挟み込み防止装置であって、
パワーウインドモーターに流れるモーター電流を検出する電流検出回路と、前記モーター電流の増加量が所定値を超えた際に前記電流検出回路から出力される電流制限制御信号に従って前記モーター電流を所定の範囲で減少および増加させる電流制限回路と、前記モーター電流の増加から挟まれを判定し、前記パワーウインドモーターを反転させる挟み込み判定回路と、を備え、
前記電流検出回路が、前記パワーウインドモーターおよび前記電流制限回路に直列に接続され、前記モーター電流が流されるシャント抵抗と、当該シャント抵抗のｎ倍の抵抗値を有するリファレンス抵抗と、前記シャント抵抗に掛かる電圧に基づいて、前記リファレンス抵抗に流す前記モーター電流のｎ分の１のリファレンス電流を増減させる電流追随回路と、を含み、
前記電流追随回路が、前記リファレンス電流の増減を制御し且つ、前記モーター電流の増加に伴い低下する第１基準電圧および当該第１基準電圧よりも高い所定の電圧値を示す第２基準電圧を前記リファレンス電流を基に生成するリファレンス電流制御回路と、前記第１基準電圧が一方の入力端子に印加される第１のコンパレータと、当該第１のコンパレータの出力に従って前記第１基準電圧の平均値を示す第３基準電圧を生成しながら当該第３基準電圧を前記第１のコンパレータの他方の入力端子に印可する充放電回路と、を含み、そして、
前記電流検出回路ならびに前記パワーウインドモーターに供給される電源電圧を監視し且つ当該電源電圧が低いときに前記第３基準電圧をクランプして常に一定電圧降下させ、それにより前記第２基準電圧と前記第３基準電圧との電位差が所定電圧以下にならないようにする電位差発生回路を更に備えていることを特徴としている。

請求項１に記載の発明によれば、パワーウインド挟み込み防止装置の電位差発生回路が、電流検出回路ならびにパワーウインドモーターに供給される電源電圧を監視し且つ当該電源電圧が低いときに第３基準電圧をクランプして常に一定電圧降下させ、それにより第２基準電圧と第３基準電圧との電位差が所定電圧以下にならないようにするので、従来のパワーウインド挟み込み防止装置と比較して、電源電圧が低電圧時におけるパワーウインドモーターの誤反転防止性能が向上する。尚、電位差発生回路による第３基準電圧の電圧降下の値は、挟まれが発生した際に第２基準電圧が第３基準電圧以下となるように設定されるべきであり、このように設定することで、パワーウインドモーター起動直後でも、挟まれが発生してモーター電流の増加量が所定値を超えた際には、迅速且つ確実に電流制限回路にモーター電流を減少させ且つ挟み込み判定回路にモーター電流の増加から挟まれを誤認無く判定させてパワーウインドモーターを迅速且つ確実に反転させることができる。

また、本発明のパワーウインド挟み込み防止装置は、請求項２に記載したように、請求項１に記載のパワーウインド挟み込み防止装置において、
前記電位差発生回路は、前記電源電圧を監視して当該電源電圧が低いか否かを判定し且つ、その判定結果を示すクランプ回路制御信号を出力する電源電圧監視回路と、前記充放電回路に設けられ且つ、前記電源電圧が低いことを示す前記クランプ回路制御信号に従って電圧降下回路により前記第３基準電圧をクランプするクランプ回路と、を含むことを特徴としている。

本発明に係るパワーウインド挟み込み防止装置は請求項２に記載したように構成してもよく、当該構成によって、電源電圧が低電圧時におけるパワーウインドモーターの誤反転防止性能が向上する。

本発明によれば、パワーウインド挟み込み防止装置の電位差発生回路が、電流検出回路ならびにパワーウインドモーターに供給される電源電圧を監視し且つ当該電源電圧が低いときに第３基準電圧をクランプして常に一定電圧降下させ、それにより第２基準電圧と第３基準電圧との電位差が所定電圧以下にならないようにするので、従来のパワーウインド挟み込み防止装置と比較して、電源電圧が低電圧時におけるパワーウインドモーターの誤反転防止性能が向上する。

以上、本発明について簡潔に説明した。更に、以下に説明される発明を実施するための最良の形態を添付の図面を参照して通読することにより、本発明の詳細は更に明確化されるであろう。

以下、本発明に係る好適な実施形態を添付図面に基づき詳細に説明する。図１は本発明に係る一実施形態であるパワーウインド挟み込み防止装置を模式的に示す回路図、図２（Ａ）はパワーウインドの動作中における挟まれ発生から図１のパワーウインド挟み込み防止装置により挟まれが検出されるまでに至るモーター電流ＩＤ、第２基準電圧Ｖｉｎｓ、第３基準電圧Ｖｃ、およびコンパレータＣＭＰ２の出力（ＣＰＯＵＴ＿Ｂ）それぞれの推移を示す特性図（タイミングチャート）、そして図２（Ｂ）は図１のパワーウインド挟み込み防止装置においてＶｉｎｓ−Ｖｃ電位差発生回路１６ｂを動作させた場合と該Ｖｉｎｓ−Ｖｃ電位差発生回路１６ｂを動作させない場合におけるパワーウインドモーター５の起動後のモーター電流ＩＤ、第２基準電圧Ｖｉｎｓ、および第３基準電圧Ｖｃ、それぞれの推移を示す特性図（タイミングチャート）である。

図１に示される本発明のパワーウインド挟み込み防止装置は、図５のパワーウインド挟み込み防止装置を既に説明したように図４（ｃ）および図１１の如く変形し且つ電流検出回路２のダイオードＤ２１に代えて抵抗を用いて変形した回路の一例を備える。具体的に、本発明のパワーウインド挟み込み防止装置では、電流検出回路のシャント抵抗Ｒ１とリファレンス抵抗Ｒ２０がパワーウインドモーター５のロウサイド（即ち、接地側）に配置され、これに応じて電流検出回路の電流追随回路の回路構成が変更されている。

図１に示されるように、本発明のパワーウインド挟み込み防止装置は、正転・反転回路を備えたパワーウインドモーター５に流れるモーター電流ＩＤの増加を検出する電流検出回路２ａと、モーター電流ＩＤの増加量が所定値を超えた際に電流検出回路２ａから出力される電流制限制御信号ＣＰＯＵＴ＿Ｂに従ってモーター電流ＩＤを所定の範囲で減少および増加させる電流制限回路７と、当該電流制限回路７とパワーウインドモーター５とに接続され、モーター電流ＩＤの増加から挟まれを判定してパワーウインドモーター５を反転させる挟み込み判定回路６と、を備えている。尚、パワーウインドモーター５、挟み込み判定回路６ならびに電流制限回路７の構成は図５のパワーウインド挟み込み防止装置の回路構成と実質的に同じである。

電流検出回路２ａは、パワーウインドモーター５および電流制限回路７に直列に接続され且つ一端が電源供給装置ＶＢのマイナス端子（即ち、接地端子；グランド）に接続されてモーター電流ＩＤが電源供給装置ＶＢから流されるシャント抵抗Ｒ１と、該シャント抵抗Ｒ１のｎ倍の抵抗値を有し、一端が電源供給装置ＶＢのマイナス端子に接続されたリファレンス抵抗Ｒ２０と、該リファレンス抵抗Ｒ２０およびシャント抵抗Ｒ１それぞれの他端に接続され、該シャント抵抗Ｒ１に掛かる電圧に基づいて、リファレンス抵抗Ｒ２０に流すリファレンス電流Irefを増減させる電流追随回路１６ａと、電流追随回路１６ａにプラス入力端子とマイナス入力端子が接続し且つ出力端子が電流制限回路７のＮＯＲ１（図５参照）に接続するコンパレータ（第２のコンパレータ）ＣＭＰ２と、５Ｖ電源とＣＭＰ２の出力端子間に接続されて電流制限制御信号ＣＰＯＵＴ＿Ｂをプルアップする抵抗Ｒ２５と、電流追随回路１６ａに接続され、パワーウインドモーター５の起動時のモーター電流ＩＤの立ち上がり電流（即ち、突入電流）でOn/Off動作が行なわれないように突入電流マスク期間を設けるスタート回路４ａと、当該スタート回路４ａに接続され且つ、ウインドガラスの開閉を指示するウインドダウン信号（Ｄｏｗｎ）とウインドアップ信号（Ｕｐ）とのＨ／Ｌレベルの論理和演算を行なうＯＲ回路ＯＲ１の出力端子に接続された起動タイマー１５ａと、を有している。尚、起動タイマー１５ａは電流検出回路２ａの一構成要素として設けなくてもよい。

電流追随回路１６ａは、モーター電流ＩＤのｎ分の１となるリファレンス電流の増減を制御するリファレンス電流制御回路を有する。当該リファレンス電流制御回路は、電線１に一端が接続された抵抗Ｒ２４と、当該抵抗Ｒ２４の他端に一端が接続され且つその抵抗Ｒ２４との接続線にＣＭＰ２のプラス入力端子が接続された抵抗Ｒ２７と、当該抵抗Ｒ２７の他端にドレイン端子が接続され且つソース端子がリファレンス抵抗Ｒ２０の他端に接続されるように抵抗Ｒ２７とリファレンス抵抗Ｒ２０との間に設けられたｐＭＯＳＦＥＴＴ２２と、当該Ｔ２２のソース端子にプラス入力端子が接続され且つ出力端子がＴ２２のゲート端子に接続されたオペアンプＡＭＰ１と、当該オペアンプＡＭＰ１のマイナス入力端子に一端が接続され且つ他端がシャント抵抗Ｒ１の他端に接続された抵抗Ｒ３０と、電線１に一端が接続された抵抗Ｒ２３と、当該抵抗Ｒ２３の他端にエミッタ端子が接続され且つコレクタ端子がＴ２２のソース端子に接続されたＰＮＰ型のバイポーラトランジスタＴ２３と、当該Ｔ２３のエミッタ端子にマイナス入力端子が接続され、出力端子がＴ２３のベース端子に接続され、そしてプラス入力端子がＣＭＰ２のマイナス入力端子に接続されたオペアンプＡＭＰ２と、を含む。

オペアンプＡＭＰ１は、シャント抵抗Ｒ１に流れるモーター電流ＩＤの増減に応じてＴ２２からリファレンス抵抗Ｒ２０に電流Iref-fが流されるように、出力端子からＴ２２のゲート端子に適宜な電圧を印可して制御する。この制御では、モーター電流ＩＤが増加すると瞬時にＡＭＰ１の入力端子電圧が高くなるのでＡＭＰ１からＴ２２のゲート端子に印加される電圧が高くなって電流Iref-fが多く流され、そして逆にモーター電流ＩＤが減少するとＡＭＰ１の入力端子電圧が瞬時に低くなるのでＡＭＰ１からＴ２２のゲート端子に印加される電圧が低くなって電流Iref-fが少なくなる。尚、ＡＭＰ１のマイナス入力端子とシャント抵抗Ｒ１との間には抵抗Ｒ３０が設けられているが、この抵抗Ｒ３０はＡＭＰ１の入力インピーダンス調整用抵抗であり、設けなくてもよい。抵抗Ｒ３０を設けない場合、シャント抵抗Ｒ１とリファレンス抵抗Ｒ２０それぞれに掛かる電圧が常に等しくなるようにリファレンス電流Irefがリファレンス抵抗Ｒ２０に流されることとなる。

電流追随回路１６ａは、更に、オペアンプＡＭＰ２のプラス入力端子にマイナス入力端子が接続され且つプラス入力端子がＴ２２のドレイン端子（即ち、抵抗Ｒ２７の他端）に接続された第１のコンパレータＣＭＰ１、および充放電回路を有する。当該充放電回路は、一端が電線１に接続され且つ他端がＣＭＰ１のマイナス入力端子に接続されたコンデンサＣ１と、一端が電線１に接続された抵抗Ｒ３９０と、当該抵抗Ｒ３９０の他端にエミッタ端子が接続されたＰＮＰ型のバイポーラトランジスタＴ６５と、当該Ｔ６５のコレクタ端子に接続されたＶｉｎｓ−Ｖｃ電位差発生回路１６ｂと、当該Ｖｉｎｓ−Ｖｃ電位差発生回路１６ｂおよびＣＭＰ１のマイナス入力端子（その他、Ｃ１の他端、等）にコレクタ端子が接続されたＮＰＮ型のバイポーラトランジスタＴ６６と、当該Ｔ６６のベース端子と電源供給装置ＶＢのマイナス端子との間に接続され且つＣＭＰ１の出力端子に接続されて当該ＣＭＰ１の出力（ＣＭＰ１＿ＯＵＴ）に従いＯｎ／Ｏｆｆ動作する第１の半導体スイッチＳＳＷ１と、Ｔ６６のエミッタ端子に一端が接続され且つ他端が電源供給装置ＶＢのマイナス端子に接続された抵抗Ｒ４２０と、一端が電線１に接続された抵抗Ｒ２８１と、当該抵抗Ｒ２８１の他端にエミッタ端子が接続され且つＴ６５のベース端子にベース端子が接続されたＰＮＰ型のバイポーラトランジスタＴ６７と、当該Ｔ６７のコレクタ端子およびＴ６６のベース端子にコレクタ端子およびベース端子が接続されたＮＰＮ型のバイポーラトランジスタＴ６８と、当該Ｔ６８のエミッタ端子に一端が接続され且つ他端が電源供給装置ＶＢのマイナス端子に接続された抵抗Ｒ２８２と、一端が電線１に接続された抵抗Ｒ１２１と、当該抵抗Ｒ１２１の他端にエミッタ端子が接続され且つＴ６７のベース端子にベース端子とコレクタ端子が接続されたＰＮＰ型のバイポーラトランジスタＴ６９と、当該Ｔ６９のコレクタ端子に一端が接続され且つ制御装置（不図示）から出力される充放電許可／禁止信号に従いＯｎ／Ｏｆｆ動作する第３の半導体スイッチＳＳＷ３と、当該ＳＳＷ３の他端に一端が接続され且つ他端が電源供給装置ＶＢのマイナス端子に接続された抵抗Ｒ１２２と、を含む。尚、半導体スイッチＳＳＷ３は通常状態では（即ち、コンデンサＣ１の充放電を許可する際には）充放電許可／禁止信号に従ってＯｎ状態となって回路をショートさせ、これによりＴ６９のベース端子電圧が降下して抵抗Ｒ１２１（電線１）から抵抗Ｒ１２２（電源供給装置ＶＢのマイナス端子）へ向かって電流が流れる。

Ｖｉｎｓ−Ｖｃ電位差発生回路１６ｂは、電線１に接続され且つ電源電圧ＶＢを監視する電源電圧監視回路１６ｂａと、Ｔ６５のコレクタ端子とＴ６６のコレクタ端子との間に接続されたクランプ回路１６ｂｂと、を有する。電源電圧監視回路１６ｂａは、一端が電線１に接続された抵抗Ｒ５２０と、当該抵抗Ｒ５２０の他端に一端が接続され且つ他端が電源供給装置ＶＢのマイナス端子に接続された抵抗Ｒ５２１と、Ｒ５２０とＲ５２１との接続線にマイナス入力端子が接続された第３のコンパレータＣＭＰ４と、当該ＣＭＰ４のプラス入力端子と電源供給装置ＶＢのマイナス端子との間に接続され且つＣＭＰ４のプラス入力端子に基準電圧を印加する基準電圧源ＲＶ１と、を有する。尚、電源電圧監視回路１６ｂａは電流追随回路１６ａの一構成要素として設けなくてもよい。一方、クランプ回路１６ｂｂは、Ｔ６５のコレクタ端子とＴ６６のコレクタ端子との間に接続され且つＣＭＰ４の出力端子に接続されて当該ＣＭＰ４の出力（ＣＣ）に従いＯｎ／Ｏｆｆ動作する第２の半導体スイッチＳＳＷ２と、当該ＳＳＷ２と並列に接続された３連のダイオードＤ６２１，Ｄ６２２，Ｄ６２３と、を有する。３連のダイオードＤ６２１，Ｄ６２２，Ｄ６２３は、より詳細には、Ｄ６２１のアノード端子がＴ６５のコレクタ端子に接続され、Ｄ６２２のアノード端子がＤ６２１のカソード端子に接続され、Ｄ６２３のアノード端子がＤ６２２のカソード端子に接続され、そしてＤ６２３のカソード端子がＴ６６のコレクタ端子に接続される。このように直列接続されたダイオードＤ６２１，Ｄ６２２，Ｄ６２３は、ＳＳＷ２が回路をオープンにした際に、それらによる順方向電圧降下によりＴ６５のコレクタ端子とＴ６６のコレクタ端子との間に所望の電位差（１つのダイオードによる順方向電圧降下が例えば０．７Ｖであれば電位差２．１Ｖ）を生じさせるためのものである。このように、本実施形態では電圧降下回路として３つ（即ち、Ｄ６２１、Ｄ６２２、およびＤ６２３）設けられているが、それらの数は所望の電位差に応じて適宜選定される。尚、これらのダイオードＤ６２１，Ｄ６２２，Ｄ６２３の代わりに、抵抗等を電圧降下回路として用いてもよいことは言うまでもない。

電流追随回路１６ａでは、Ｔ２２のドレイン端子（即ち、抵抗Ｒ２７の他端）の電位である第１基準電圧Ｖｃ２がコンパレータＣＭＰ１のプラス入力端子に印加される。また、ＣＭＰ２のプラス入力端子に印加される第２基準電圧Ｖｉｎｓは抵抗Ｒ２７の分だけＶｃ２よりも高い電圧値を示す。また、Ｖｃ２の平均値となるように制御されて第３基準電圧ＶｃがコンデンサＣ１の充放電により生成され、ＣＭＰ１のマイナス入力端子ならびにＣＭＰ２のマイナス入力端子に印加される。Ｖｃ２、ＶｉｎｓならびにＶｃは、リファレンス電流Irefがリファレンス電流制御回路を通ることによって生成され、ＶｃとＶｃ２との差はＶｃとＶｉｎｓとの差に比例するようになっている。

オペアンプＡＭＰ２は、電流Iref-sの電流値が、抵抗Ｒ２３の両端に掛かる電圧（即ち、電線１の電位とＶｃとの差分電圧）をＲ２３の抵抗値で割ったものであるので、その出力端子からＴ２３のベース端子に適宜な電圧を印可して抵抗Ｒ２３に電流Iref-sが流れるようにＴ２３を制御する。この制御では、モーター電流ＩＤが増加するとＡＭＰ２の入力端子電圧（Ｖｃ）が主にコンデンサＣ１の充放電によって遅れて低くなるのでＡＭＰ２からＴ２３のベース端子に印加される電圧がゆっくりと低くなって電流Iref-sが多く流され、そして逆にモーター電流ＩＤが減少するとＡＭＰ２の入力端子電圧（Ｖｃ）が主にコンデンサＣ１の充放電によって遅れて高くなるのでＡＭＰ２からＴ２３のベース端子に印加される電圧がゆっくりと高くなって電流Iref-sが少なくなる。

尚、リファレンス抵抗Ｒ２０に流れるリファレンス電流Irefは、抵抗Ｒ２４および抵抗Ｒ２７に流れる電流Iref-fと抵抗Ｒ２３に流れる電流Iref-sの合計であり、図１１の回路構成の場合と同様にモーター電流ＩＤの数千〜数万分の１に相当する電流であって、モーター電流ＩＤと同様に脈動している。Ｖｉｎｓは抵抗Ｒ２４と抵抗Ｒ２７との間の電位を示すものであり、このＶｉｎｓから抵抗Ｒ２７により或る値だけ電圧降下した電位がＶｃ２であるので、このＶｃ２もＶｉｎｓと同様に脈動する。但し、ＶｉｎｓとＶｃ２の脈動波形が、モーター電流ＩＤの脈動波形に対して反転されることは言うまでもない。

上述のように充放電回路ではＳＳＷ３がＯｎ状態にされるとコンデンサＣ１の充放電動作が許可される。具体的には、先ず、ＳＳＷ３により回路がショートされるとＴ６９のベース端子電圧が降下してＴ６９がＯｎ状態となる。そしてＴ６７のベース端子電圧はＴ６９のベース（コレクタ）端子電圧と同じなのでＴ６７がＯｎ状態となり、これによりＴ６８のベース端子電圧が（ＳＳＷ１がＯｆｆ状態であって回路がオープンにされていれば）上昇してＴ６８がＯｎ状態となって、抵抗Ｒ２８１（電線１）からＲ２８２（電源供給装置ＶＢのマイナス端子）へ向かって電流が流れる。一方、Ｔ６５のベース端子電圧はＴ６７およびＴ６９それぞれのベース端子電圧と同じなのでＴ６５もＯｎ状態となり、またＴ６６のベース端子電圧はＴ６８のベース（コレクタ）端子電圧と同じなので（ＳＳＷ１がＯｆｆ状態であって回路がオープンにされていれば）Ｔ６６もＯｎ状態となる。電源電圧監視回路１６ｂａでは、電源電圧ＶＢ（電源供給装置ＶＢにより電線１に掛けられる電圧）を抵抗Ｒ５２０と抵抗Ｒ５２１とにより分圧した値の電圧がＣＭＰ４のマイナス入力端子に印加され、この電圧が、ＣＭＰ４のプラス入力端子に印加されている（基準電圧源ＲＶ１から出力されている）基準電圧と、ＣＭＰ４において比較されて、当該基準電圧以上であればＣＭＰ４の出力端子からＨレベルのクランプ回路制御信号（ＣＣ）が出力されてＳＳＷ２がＯｎ状態となって回路がショートされ、そして当該基準電圧以下であればＣＭＰ４の出力端子からＬレベルのクランプ回路制御信号（ＣＣ）が出力されてＳＳＷ２がＯｆｆ状態となって回路がオープンされる。

ＣＭＰ１は、Ｖｃ２の脈動電圧がＶｃ以上になるとＨレベルの充放電制御信号（ＣＭＰ１＿ＯＵＴ）を出力し、そしてＶｃ２がＶｃ以下になるとＬレベルの充放電制御信号（ＣＭＰ１＿ＯＵＴ）を出力する。このようにＣＭＰ１はＨレベルとＬレベルといった２つの電圧レベルを交互に推移させる充放電制御信号（ＣＭＰ１＿ＯＵＴ）を出力する。ＣＭＰ１からＨレベルのＣＭＰ１＿ＯＵＴを半導体スイッチＳＳＷ１が受けると、回路がショートされてＴ６６がＯｆｆ状態となり、電線１からＲ３９０、Ｔ６５およびクランプ回路１６ｂｂを介して電流ＩがコンデンサＣ１に流れ込んで当該コンデンサＣ１が充電される。このとき、ＳＳＷ２がＯｎ状態であればＴ６５（Ｔ６６）のコレクタ端子電圧の値にＶｃが等しくなり、そしてＳＳＷ２がＯｆｆ状態であればＴ６５のコレクタ端子電圧から３連のダイオードＤ６２１，Ｄ６２２，Ｄ６２３（本実施形態の場合）によって電圧降下したＴ６６のコレクタ端子電圧の値にＶｃが等しくなる。一方、ＣＭＰ１からＬレベルのＣＭＰ１＿ＯＵＴを半導体スイッチＳＳＷ１が受けると、回路がオープンされてＴ６６がＯｎ状態となって、Ｔ６６および抵抗Ｒ４２０からグランドへ前記電流Ｉの２倍の電流２Ｉが流れる（即ち、電線１からＲ３９０、Ｔ６５およびクランプ回路１６ｂｂを介して電流Ｉが流れ且つコンデンサＣ１からも電流Ｉが流れる）こととなり、コンデンサＣ１が放電させられる。このようにして充放電回路において安定した基準電圧ＶｃがコンデンサＣ１の充放電により生成されＶｉｎｓに追随するように制御される。

図１のパワーウインド挟み込み防止装置では、図２（Ａ）に示されるように、ウインドガラスのアップ動作中に挟まれが発生してモーター電流ＩＤが急増すると、モーター電流ＩＤの瞬時値を示すＣＭＰ２のプラス入力端子電圧（Ｖｉｎｓ）が下がり、コンデンサＣ１の充放電のためＶｉｎｓの低下に遅れながらも追随してＣＭＰ２のマイナス入力端子電圧（Ｖｃ）もゆっくりと下がっていく。そしてＶｉｎｓとＶｃとがクロスし（即ち、Ｖｉｎｓの電位がＶｃの電位以下となり）、このクロスしている間ＣＭＰ２の出力（ＣＰＯＵＴ＿Ｂ）がＨレベルからＬレベルへと推移する。そしてＣＰＯＵＴ＿ＢがＬレベルとなったとき、電流制限回路７において半導体スイッチング素子Ｔ１（図５参照）がOn/Off制御され、このOn/Off動作期間内のOn/Off回数を挟み込み判定回路６が電流制限回路７のCMP3（図５参照）の出力レベルの立ち上がり回数を基にカウントして、一定値（例えば、１６パルス）に達したら挟まれと判定する。
図１のパワーウインド挟み込み防止装置では、低電圧時（電源電圧ＶＢが低いとき）Ｖｉｎｓの脈動電圧のピーク値が高くなるためＶｉｎｓとＶｃとの間隔（即ち、電位差）が小さくなる。尚、このＶｉｎｓとＶｃとの電位差特性は、特に低温では、モーター電流ＩＤの脈動電流のピーク値が高くなるため、顕著にあらわれる。そこで、低電圧時にＶｉｎｓとＶｃとの電位差が或る所定電圧以下にならないように、Ｖｃを電圧降下回路（ダイオード（本実施形態の場合）、抵抗、等）でクランプしてＶｉｎｓとの電位差を積極的に設けるＶｉｎｓ−Ｖｃ電位差発生回路１６ｂが図１のパワーウインド挟み込み防止装置には設けられている。ここで、低電圧時にＶｉｎｓ−Ｖｃ電位差発生回路１６ｂを動作させた場合と該Ｖｉｎｓ−Ｖｃ電位差発生回路１６ｂを動作させない（つまりＳＳＷ２が常にＯｎ状態にされている）場合におけるパワーウインドモーター５の起動後のモーター電流ＩＤ、第２基準電圧Ｖｉｎｓ、および第３基準電圧Ｖｃ、それぞれの推移を示す図２（Ｂ）を参照して説明する。
図２（Ｂ）に示されるように、先ずパワーウインドモーター５の起動時には突入電流（モーター電流ＩＤ）が生じるが、このようなモーター電流ＩＤの急激な変化から影響を受けないように、スタート回路４ａは起動タイマー１５ａからの制御信号に従ってＶｃのマスク処理を行なってＶｃを安定させている。このとき、ＡＭＰ１からＴ２２のゲート端子に印加される電圧は低い状態のままであり（つまり、そのようにＡＭＰ１の閾値が設定されていてＴ２２がＯｆｆし続け）、Ｖｉｎｓ（ならびにＶｃ２）は一定の値に維持されるので、同じく一定の値に維持されているＶｃとＶｉｎｓとがクロスすることはない。そして、スタート回路４ａによりマスク処理が行なわれるマスク期間の終了時からＶｃは急速に上昇してＶｉｎｓに近づき、通常であればＶｉｎｓに追随する。ところが、電源電圧ＶＢが低いとき、Ｖｉｎｓの脈動電圧のピーク値が高くなるため、ＶｉｎｓとＶｃとの適宜な電位差が得られなくなり、Ｖｉｎｓ−Ｖｃ電位差発生回路１６ｂを動作させていない場合には図２（Ｂ）に点線で示されるように、挟まれが発生していないにも拘わらずＶｃがＶｉｎｓとクロスして、その結果、パワーウインドモーター５の誤反転が生じてしまう。一方、Ｖｉｎｓ−Ｖｃ電位差発生回路１６ｂを動作させている場合では、電源電圧ＶＢが所定電圧よりも低ければ、クランプ回路１６ｂｂのＳＳＷ２をＯｆｆ状態にしてダイオードＤ６２１，Ｄ６２２，Ｄ６２３（本実施形態の場合）によりＶｃを常に一定電圧降下させるクランプ回路制御信号（ＣＣ）が電源電圧監視回路１６ｂａのＣＭＰ４から出力されるので、図２（Ｂ）に実線で示されるように、ＶｃがＶｉｎｓとの適宜な電位差を持って追随している。尚、このクランプ回路１６ｂｂによるＶｃのクランプ動作は電源電圧監視回路１６ｂａが電源電圧ＶＢを低電圧と判定している間継続される。また、このクランプ動作中に挟まれが発生した場合には図２（Ａ）に示されるようにＶｉｎｓとＶｃとがクロスして挟まれ検出に至る。よって、クランプ回路１６ｂｂによるＶｃのクランプ電圧、換言すれば、ダイオードＤ６２１，Ｄ６２２，Ｄ６２３（本実施形態の場合）による順方向電圧降下は、挟まれが発生した際にＶｉｎｓとＶｃとがクロスできるような値に設定されるべきである。

このように本発明のパワーウインド挟み込み防止装置によれば、低電圧時（即ち、電源供給装置ＶＢから供給される電源電圧が低いとき）、それを電源電圧監視回路１６ｂａが判定し且つクランプ回路１６ｂｂにＶｃをクランプさせてＶｃとＶｉｎｓの電位差が或る所定電圧以下にならないように（換言すれば、挟まれが発生していないにも拘わらずＶｉｎｓがＶｃ以下にならないように）制御するので、パワーウインドモーター５の誤反転防止性能が従来のパワーウインド挟み込み防止装置と比較して向上する。

尚、本発明は、前述した実施形態に限定されるものではなく、適宜、変形，改良，等が可能である。その他、前述した実施形態における各構成要素の形態，数，配置個所，等および数値，波形，等は本発明を達成できるものであれば任意であり、限定されない。

本発明に係る一実施形態であるパワーウインド挟み込み防止装置を模式的に示す回路図である。 （Ａ）はパワーウインドの動作中における挟まれ発生から図１のパワーウインド挟み込み防止装置により挟まれが検出されるまでに至るモーター電流、第２基準電圧、第３基準電圧、およびコンパレータＣＭＰ２の出力、それぞれの推移を示す特性図（タイミングチャート）、そして（Ｂ）は図１のパワーウインド挟み込み防止装置においてＶｉｎｓ−Ｖｃ電位差発生回路を動作させた場合と該Ｖｉｎｓ−Ｖｃ電位差発生回路を動作させない場合におけるパワーウインドモーターの起動後のモーター電流、第２基準電圧、および第３基準電圧、それぞれの推移を示す特性図（タイミングチャート）である。 従来のパワーウインド挟み込み防止装置のブロック図である。 従来のパワーウインド挟み込み防止装置の変形例を説明するためのブロック図である。 従来のパワーウインド挟み込み防止装置の回路図である。 従来のパワーウインド挟み込み防止装置の電流検出回路のＯｎｏｆｆ動作を説明するための図である。 従来のパワーウインド挟み込み防止装置の電流制限回路の半導体スイッチング素子の動作を説明するための負荷線を付加した静特性曲線図である。 従来のパワーウインド挟み込み防止装置の電流制限回路の半導体スイッチング素子の動作を説明するための等価回路図である。 図５のパワーウインド挟み込み防止装置の変形例を示す回路図である。 図９のパワーウインド挟み込み防止装置の変形例を示す回路図である。 図５のパワーウインド挟み込み防止装置の変形例を示す回路図である。

符号の説明

５： パワーウインドモーター
ＩＤ： モーター電流
２ａ： 電流検出回路
ＣＰＯＵＴ＿Ｂ： 電流制限制御信号
７： 電流制限回路
６： 挟み込み判定回路
ＶＢ： 電源供給装置（電源電圧）
Ｒ１： シャント抵抗
Ｒ２０： リファレンス抵抗
１６ａ： 電流追随回路
Ｖｃ２： 第１基準電圧
Ｖｉｎｓ： 第２基準電圧
Ｖｃ： 第３基準電圧
ＣＭＰ１： 第１のコンパレータ
ＣＭＰ１＿ＯＵＴ： 充放電制御信号
Ｃ１： コンデンサ
ＳＳＷ１： 半導体スイッチ
ＣＭＰ２： 第２のコンパレータ
１６ｂ： Ｖｉｎｓ−Ｖｃ電位差発生回路
１６ｂａ： 電源電圧監視回路
１６ｂｂ： クランプ回路
ＣＣ： クランプ回路制御信号

Claims (2)

1. ウインドガラスによる異物の挟み込みをモーター電流の変化から検出するパワーウインド挟み込み防止装置であって、
   パワーウインドモーターに流れるモーター電流を検出する電流検出回路と、前記モーター電流の増加量が所定値を超えた際に前記電流検出回路から出力される電流制限制御信号に従って前記モーター電流を所定の範囲で減少および増加させる電流制限回路と、前記モーター電流の増加から挟まれを判定し、前記パワーウインドモーターを反転させる挟み込み判定回路と、を備え、
   前記電流検出回路が、前記パワーウインドモーターおよび前記電流制限回路に直列に接続され、前記モーター電流が流されるシャント抵抗と、当該シャント抵抗のｎ倍の抵抗値を有するリファレンス抵抗と、前記シャント抵抗に掛かる電圧に基づいて、前記リファレンス抵抗に流す前記モーター電流のｎ分の１のリファレンス電流を増減させる電流追随回路と、を含み、
   前記電流追随回路が、前記リファレンス電流の増減を制御し且つ、前記モーター電流の増加に伴い低下する第１基準電圧および当該第１基準電圧よりも高い所定の電圧値を示す第２基準電圧を前記リファレンス電流を基に生成するリファレンス電流制御回路と、前記第１基準電圧が一方の入力端子に印加される第１のコンパレータと、当該第１のコンパレータの出力に従って前記第１基準電圧の平均値を示す第３基準電圧を生成しながら当該第３基準電圧を前記第１のコンパレータの他方の入力端子に印可する充放電回路と、を含み、そして、
   前記電流検出回路ならびに前記パワーウインドモーターに供給される電源電圧を監視し且つ当該電源電圧が低いときに前記第３基準電圧をクランプして常に一定電圧降下させ、それにより前記第２基準電圧と前記第３基準電圧との電位差が所定電圧以下にならないようにする電位差発生回路を更に備えていることを特徴とするパワーウインド挟み込み防止装置。
2. 前記電位差発生回路は、前記電源電圧を監視して当該電源電圧が低いか否かを判定し且つ、その判定結果を示すクランプ回路制御信号を出力する電源電圧監視回路と、前記充放電回路に設けられ且つ、前記電源電圧が低いことを示す前記クランプ回路制御信号に従って電圧降下回路により前記第３基準電圧をクランプするクランプ回路と、を含むことを特徴とする請求項１に記載したパワーウインド挟み込み防止装置。

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