JP3808064B2

JP3808064B2 - 電力増幅器を備える通信装置

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Publication number: JP3808064B2
Application number: JP2003321507A
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Inventors: 圭一作野
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Publication date: 2006-08-09
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Description

本発明は、電力増幅器および通信装置に関し、特に、低歪増幅を必要とする無線通信装置等で使用される送信用電力増幅器および当該電力増幅器を備える通信装置に関する。

近年、携帯電話等の移動体通信システムに例を見るごとく、準マイクロ波、マイクロ波帯の無線通信システムが急速に普及している。これは、携帯端末の軽量化、低消費電力化が大いに寄与している。

携帯端末の軽量化のためには、使用するバッテリをより軽量の小容量タイプにすることが効果的である。しかしながら、一般に小容量タイプを使用すると電池切れまでの使用時間が短くなる。このため、送信時に端末の消費電力のほとんどを占める送信用電力増幅器に関しては、低消費電力化、すなわち電力効率の向上が強く求められている。

従来のＦＭ変復調方式を用いた等振幅アナログ変復調システムでは、電力増幅器を飽和状態で動作させることが可能であったため電力増幅器の高効率化が比較的容易であった。これに対し最近では、周波数利用効率の高いＱＰＳＫ変調等を用いたデジタル変復調を採用する通信システムが主流になりつつある。

これらのデジタル変復調方式では、信号の振幅および位相の両方で情報が搬送されるため、電力増幅器は入力信号を線形増幅することが要求される。一般に、入力電力の増大に伴う出力電力の増大が飽和に近づくほど電力増幅器の歪および電力効率は大きくなるため、電力効率と低歪性とはトレードオフの関係にある。したがって、歪補償回路を付加し、高入力電力でも低歪動作をさせることによって電力効率の向上を図る場合が多い。その一例が、特許文献１に記載されている。

図１５は、特許文献１に開示された電力増幅器の回路構成を示す図である。図１５を参照して、電力増幅器９００は、電力増幅用のバイポーラトランジスタＴｒ９０、ダイオードＤ９０、キャパシタＣ９０、バイアス抵抗Ｒ９１，Ｒ９２を備える。ダイオードＤ９０およびキャパシタＣ９０は、歪補償回路を構成する。バイアス電圧Ｖｂが与えられると、バイポーラトランジスタＴｒ９０のベースバイアス条件は、バイアス抵抗Ｒ９１、Ｒ９２およびダイオードＤ９０の直流特性によって決定される。

キャパシタＣ９０は、電力増幅器９００の動作周波数において高周波的には接地された状態とみなされる容量を有しており、バイポーラトランジスタＴｒ９０のベース端からダイオードＤ９０側を見たときのインピーダンスは、高周波的にはダイオードＤ９０が有する抵抗成分および容量成分のみとなる。また、高周波的には、当該インピーダンスは、バイポーラトランジスタＴｒ９０のベース−エミッタ間に並列に接続されたものと等価である。

入力信号によって、バイポーラトランジスタＴｒ９０のベース−エミッタ間の瞬時電圧は時間的に変動する。しかし、ベース−エミッタ間はダイオード特性を有するため、無信号時の電圧を基準とした場合、当該瞬時電圧の高電圧側での変動と低電圧側での変動とは対称にならず、入力電力によって平均電圧が変動する。具体的には、ダイオードの特性上、両端電圧が高くなり電流が増加するとインピーダンスが低下するため、高電圧側の電圧振幅は小さく、入力信号によって平均電圧は低電圧側にシフトする。また、当該シフト量は入力電力が増大するに従って大きくなる。

ダイオードが有する容量成分は、ダイオードの両端にかかる電圧に依存する（両端電圧依存性）。このため、入力電力の増大による上記電圧シフトにより、バイポーラトランジスタＴｒ９０のベース−エミッタ間の容量が変化する。このためベース端から見たバイポーラトランジスタＴｒ９０のリアクタンス成分が変化するため、信号の通過位相が変化する。これは、いわゆる振幅−位相歪であり、電力増幅器の歪要因となる。

図１５に示す電力増幅器９００では、ダイオードＤ９０とキャパシタＣ９０とで構成される歪補償回路を付加することによって、バイポーラトランジスタＴｒ９０のベース−エミッタ間容量の非線形性に起因する位相歪を補償している。

すなわち、入力電力の増大によって、バイポーラトランジスタＴｒ９０のダイオード部分（ベース−エミッタ間）の平均電圧は低下するが、同時にバイポーラトランジスタＴｒ９０のベース−エミッタと高周波的に並列接続されたダイオードＤ９０の両端平均電圧が増大する。このため、入力電力の増減によるバイポーラトランジスタＴｒ９０のベース−エミッタ間におけるダイオード容量値の変化とダイオードＤ９０の容量値の変化とが打消し合い、電力増幅器における通過位相の入力電力依存性が緩和される。これにより、バイポーラトランジスタＴｒ９０は、実効的により飽和に近い入力電力でも線形性を維持できる。したがって、電力効率が向上することになる。

また、バイアス電源ＶｂとバイポーラトランジスタＴｒ９０のベースとの間が固定抵抗のみで接続されている場合には、入力電力が増大しベース電力が大きくなるほど当該固定抵抗部分での電圧低下によるベース電流増大抑制効果は高くなる。このためコレクタ電流の増大も抑制され、入力電力の増大による利得の減少、いわゆる振幅−振幅歪が生じることになる。これに対し、電力増幅器９００では、ダイオードＤ９０に流れるベース電流が大きいほどダイオードＤ９０における抵抗成分が低下し、電圧降下が緩和されるため、振幅−振幅歪も低減することが可能となる。
特開平９−２６０９６４号公報（図１）

上述したように、電力増幅器の低歪化のためには、振幅−位相歪特性と振幅−振幅特性の補償とが必要となる。しかしながら、上記の電力増幅器９００における歪補償方法では、ダイオードＤ９０の抵抗成分と容量成分との非線形性のみを用いて歪み補償を行なうため、一旦使用するダイオードＤ９０が決定されるとその抵抗成分および容量成分の非線形性が同時に固定され、これらの非線形性を個別に最適値に設定することができない。

したがって、振幅−位相歪または振幅−振幅歪のどちらか一方しか補償できない場合や、一方の歪補償することによって他方の歪がかえって悪化するという場合も生じ得るという問題がある。また、振幅−位相歪補償と振幅−振幅歪補償とを同時に実現しようとすると、いずれの歪の補償も不十分なものになってしまう場合も生じるという問題が発生する。

このような電力増幅器では、低歪みを維持するためにバイアス電流を大きくして動作させたりする必要がある。したがって、低歪みを実現すると電力効率が低下すなわち消費電力が増大するため、バッテリ駆動の通信端末に当該電力増幅器を使用すると、電池切れまでの通信時間が短くなってしまう。

そこで、本発明はかかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、低歪でかつ電力効率が高い電力増幅器を提供すること、および当該電力増幅器を備える低消費電力の通信装置を提供することにある。

この発明によれば、通信装置は、電力増幅素子の歪を補償するための歪補償回路を有する電力増幅器と、電力増幅器へ電圧を供給する電圧供給手段と、電力増幅器へ入力される信号電力レベル、または電力増幅器から出力される信号電力レベルに応じて、電圧供給手段の出力電圧を制御する制御回路とを備え、電圧供給手段の出力電圧により、電力増幅器の利得または歪量を制御することを特徴とする。

さらに、通信装置は、電力増幅器へ入力される信号電力レベル、または電力増幅器から出力される信号電力レベルを検出する検出回路をさらに備え、検出回路によって検出される信号電力レベルにより電圧供給手段の出力電圧を制御することを特徴とする。

さらに、電力増幅素子がバイポーラトランジスタであり、歪補償回路がバイポーラトランジスタのベースとベース電圧供給手段との間に配置されていることを特徴とする。

さらに、信号は、振幅変調成分を含むことを特徴とする。

この発明のある局面による電力増幅器は、エミッタ接地型の第１のバイポーラトランジスタを含む電力増幅素子と、第１のバイポーラトランジスタのベースにバイアス電圧を供給する電圧供給手段と、電力増幅素子の歪みを補償する歪補償回路とを備え、歪補償回路は、電圧供給手段と第１のバイポーラトランジスタのベースとの間に配置される可変インピーダンス素子と、第１のバイポーラトランジスタから可変インピーダンス素子をみたときのリアクタンス成分および抵抗成分の少なくともいずれかを調整するための調整回路とを含む。

したがって、上記電力増幅器によれば、増幅用バイポーラトランジスタのベース端から可変インピーダンス素子側を見たときのリアクタンス成分および抵抗成分のそれぞれを個別に調整することができる。したがって、個別に振幅−振幅歪および振幅−位相歪の補償を行なうことが可能となる。この結果、電力増幅器の低歪化が実現される。

好ましくは、電力増幅器は、一方の端子が電圧供給手段に接続される抵抗素子と、抵抗素子の他方の端子と接地電位との間に接続されるキャパシタンス素子とを含む。

したがって、上記電力増幅器によれば、増幅用バイポーラトランジスタのベース端から可変インピーダンス素子側を見たときのリアクタンス成分および抵抗成分のそれぞれを、抵抗素子とキャパシタンス素子とで個別に調整することが可能となる。特に、抵抗成分が小さいほど当該抵抗成分での信号電力消費によって電力増幅器の利得が低下するが、抵抗成分の調整よりもリアクタンス成分の調整による歪補償の方が効果が大きい場合などでは、抵抗素子を付加することによって抵抗成分の増大が可能であり、電力増幅器の利得向上を可能とする。

より好ましくは、可変インピーダンス素子は、電圧供給手段と接続されるアノードと、第１のバイポーラトランジスタのベースに接続されるカソードとを有するダイオード素子で構成される。

したがって、上記電力増幅器によれば、可変インピーダンス素子として特にダイオードを用いるため、可変インピーダンス素子の両端電圧依存性と増幅用のバイポーラトランジスタのベース−エミッタ間のダイオード部分におけるインピーダンスの両端電圧依存性とが同型となる。これにより、広範囲の入力電力に対する歪補償に対し特に効果を奏することが可能となる。

より好ましくは、可変インピーダンス素子は、電圧供給手段と第１のバイポーラトランジスタのベースとの間で、ＰＮ接合を形成するように構成される第２のバイポーラトランジスタを含む。

したがって、上記電力増幅器によれば、バイポーラトランジスタのダイオード部分を可変インピーダンス素子として用いることにより、増幅用バイポーラトランジスタと同一の製造工程で可変インピーダンス素子を製造することが可能となる。また、電力増幅器で用いられる半導体素子の種類をバイポーラトランジスタ１種に限定することができるため、電力増幅器で使用する回路素子の回路設計用デバイスパラメータ抽出作業が簡素化される。さらに、可変インピーダンス素子を含む電力増幅器回路を半導体基板上にモノリシック化できるため、電力増幅器の小型化が可能となる。

より好ましくは、可変インピーダンス素子は、第１のバイポーラトランジスタのベースに接続されるエミッタと、電圧供給手段と接続されるベースと、抵抗素子とキャパシタンス素子との接続ノードに接続されるコレクタとを有する第２のバイポーラトランジスタで構成される。

したがって、上記電力増幅器によれば、第２のバイポーラトランジスタのエミッタ電流はベース電流とコレクタ電流との和になるが、このコレクタ電流はベース電流にほぼ比例するため、エミッタ電流もバイアス電圧に対してはダイオード的な電流−電圧特性を有することになる。したがって、第２のバイポーラトランジスタは可変インピーダンス素子として機能する。

この結果、コレクタ電流が抵抗素子によって可変であるため、エミッタ電流も抵抗素子によって可変となる。したがって、使用する可変インピーダンス素子であるバイポーラトランジスタを選定した後であっても、抵抗素子によってバイポーラトランジスタの可変抵抗特性を調節することが可能となる。この結果、歪補償の調整自由度が広がる。

より好ましくは、可変インピーダンス素子は、第１のバイポーラトランジスタのベースに接続されるコレクタと、電圧供給手段と接続されるベースと、抵抗素子とキャパシタンス素子との接続ノードに接続されるエミッタとを有する第２のバイポーラトランジスタで構成される。

したがって、上記電力増幅器によれば、第２のバイポーラトランジスタのコレクタ電流は、バイアス電圧に対してはダイオード的な電流−電圧特性になり、可変インピーダンス素子として機能する。この場合、エミッタ電流が抵抗素子によって可変であるため、コレクタ電流も抵抗素子によって可変となる。したがって、使用する第２のバイポーラトランジスタを選定した後であっても、抵抗素子によって第２のバイポーラトランジスタにおける可変抵抗特性を調整することが可能となり、歪補償の調整自由度が広がる。

好ましくは、調整回路は、一方の端子が電圧供給手段に接続され、他方の端子が可変インピーダンス素子と接続される抵抗素子と、電圧供給手段と接地電位との間に接続されるキャパシタンス素子とを含む。

したがって、上記電力増幅器によれば、増幅用バイポーラトランジスタのベース端から可変インピーダンス素子側を見たときのリアクタンス成分および抵抗成分を抵抗素子およびキャパシタンス素子のそれぞれで個別に調整することが可能となる。したがって、振幅−振幅歪および振幅−位相歪の補償を両立させることが可能となり、増幅器の低歪化が可能となる。

より好ましくは、可変インピーダンス素子は、第１のバイポーラトランジスタのベースに接続されるエミッタと、電圧供給手段と接続されるコレクタと、抵抗素子の他方の端子に接続されるベースとを有する第２のバイポーラトランジスタで構成される。

したがって、上記電力増幅器によれば、第２のバイポーラトランジスタのエミッタ電流はベース電流とコレクタ電流との和になるが、コレクタ電流がベース電流にほぼ比例するため、エミッタ電流もバイアス電圧に対してはダイオード的な電流−電圧特性を有することになる。したがって、第２のバイポーラトランジスタは可変インピーダンス素子として機能する。この結果、ベース電流が抵抗素子によって可変であるため、コレクタ電流、エミッタ電流も抵抗素子によって可変となる。したがって、使用する第２のバイポーラを選定した後であっても、抵抗素子によって第２のバイポーラトランジスタ部における可変抵抗特性を調節することが可能となり、歪補償の調整自由度が広がる。

より好ましくは、可変インピーダンス素子は、第１のバイポーラトランジスタのベースに接続されるコレクタと、電圧供給手段と接続されるエミッタと、抵抗素子の他方の端子に接続されるベースとを有する第２のバイポーラトランジスタで構成される。

したがって、上記電力増幅器によれば、第２のバイポーラトランジスタにおけるコレクタ電力は、バイアス電圧に対してはダイオード的な電流−電圧特性を有することになるため、第２のバイポーラトランジスタが可変インピーダンス素子として機能する。この場合、ベース電流が抵抗素子によって可変となるため、エミッタ電流、コレクタ電流も抵抗素子によって可変となる。したがって、使用する第２のバイポーラトランジスタを選定した後であっても、抵抗素子によって第２のバイポーラトランジスタ部の可変抵抗特性を調整することが可能となり、歪補償の調整自由度が広がる。

より好ましくは、第１のバイポーラトランジスタおよび可変インピーダンス素子を、同一の半導体基板上に形成する。

したがって、上記電力増幅器によれば、同一基板上に形成される増幅用のバイポーラトランジスタと可変インピーダンス素子とをモノリシック化できるため、電力増幅器自体の小型化が可能となる。

また、増幅用バイポーラトランジスタと同一の製造工程で可変インピーダンス素子（第２のバイポーラトランジスタ）を製造可能となる。また、電力増幅器で用いられる半導体素子の種類をバイポーラトランジスタ１種だけに限定することができるため、電力増幅器で使用する回路素子の回路設計用デバイスパラメータ抽出作業が簡素化される。

好ましくは、第１のバイポーラトランジスタは、Ｂ級またはＡＢ級で動作させる。

したがって、上記電力増幅器によれば、可変インピーダンス素子と調整回路とを用いることにより、振幅−振幅歪および振幅−位相歪の補償を行なうことが可能となるため、増幅用バイポーラトランジスタをＢ級またはＡＢ級付近のバイアス電流で動作させることが可能となる。この結果、線形増幅器における高効率化が実現される。

好ましくは、電力増幅器は、電圧供給手段の出力電圧を制御することにより利得制御がなされる。

したがって、上記電力増幅器によれば、歪補償回路が第１のバイポーラトランジスタのバイアス回路も兼ねているため、電圧供給手段の出力電圧を制御することにより第１のバイポーラトランジスタのバイアス電流を制御することが可能になる。これにより、歪補償の機能を有しつつ、電力増幅器の利得制御が可能になる。したがって、特に、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wide Band-Code Division Multiple Access）やＩＳ−９５（interim standard 95）のように、電力増幅器の低歪みと広いダイナミックレンジでの利得制御とが要求される通信システムで用いられる電力増幅器の電力効率の向上が可能になる。

好ましくは、電力増幅器は、電圧供給手段からの出力電圧を制御することにより、歪補償回路における歪補償量を制御する。

したがって、上記電力増幅器によれば、電圧供給手段の出力電圧を制御することにより歪補償回路に含まれる可変インピーダンス素子の直流的な両端電圧が制御できるため、可変インピーダンス素子のインピーダンスを制御することが可能になる。したがって、当該歪補償回路における歪補償量が調整できるため、第１のバイポーラトランジスタで生じる歪の度合に応じた歪補償が可能になる。この結果、電圧供給手段の出力電圧が固定である場合に比べて、歪補償の自由度が広がることになる。

本発明のさらなる局面による通信装置は、信号を増幅するためのエミッタ接地型の第１のバイポーラトランジスタを含む電力増幅素子と、電力増幅素子の歪みを補償する歪補償回路とを有する電力増幅器と、第１のバイポーラトランジスタのベースにバイアス電圧を供給する電圧供給手段とを備え、歪補償回路は、電圧供給手段と第１のバイポーラトランジスタのベースとの間に配置される可変インピーダンス素子と、第１のバイポーラトランジスタから可変インピーダンス素子をみたときのリアクタンス成分および抵抗成分の少なくともいずれかを調整するための調整回路とを含む。

好ましくは、調整回路は、一方の端子が電圧供給手段に接続される抵抗素子と、抵抗素子の他方の端子と接地電位との間に接続されるキャパシタンス素子とを含む。

より好ましくは、第１のバイポーラトランジスタおよび可変インピーダンス素子は、同一の半導体基板上に形成される。

好ましくは、電力増幅器は、電圧供給手段からの出力電圧を制御することにより利得制御がなされる。

好ましくは、電圧供給手段からの出力電圧を制御することにより、歪補償回路における歪補償量が制御される。

したがって、上記通信装置によれば、送信用電力増幅器が低歪みかつ高効率であるため、通信装置の消費電力が低減される。特に、バッテリ動作の通信装置であれば、電池切れまでの通信時間を伸ばすことが可能になる。また、従来と同一の通信時間を確保するのであれば、より小型のバッテリを使用することが可能になり、通信端末の小型化あるいは軽量化が可能になる。

好ましくは、通信装置は、送信信号が振幅変調成分を含む通信システムで使用される。送信信号が振幅変調成分を含む場合、送信信号を増幅して規定のアンテナ出力レベルまで増幅する増幅段で送信信号の波形が乱れると、送信情報を受信側で正しく復調できなくなる。したがって、このような通信システムでは、送信電力用電力増幅器として、入力信号波形を忠実に増幅して出力する低歪電力増幅器が必要になる。このような通信システムとして、Ｗ−ＣＤＭＡ，ＩＳ−９５，ＰＤＣ（personal digital cellular）、ＰＨＳ（personal handy-phone system）、ＩＭＴ−２０００（international mobile telecommunications 2000），５ＧＨｚ帯の無線ＬＡＮなどがある。

したがって、上記通信装置によれば、送信用として低歪電力増幅器を有するため、送信信号の波形が乱れることなく正確な情報を受信側に送信することができる。

送信用電力増幅器について隣接チャネル漏洩電力規定に代表される厳しい低歪特定が要求されるＷ−ＣＤＭＡ，ＩＳ−９５，ＰＤＣ，ＰＨＳ，ＩＭＴ−２０００等の通信システムに上記通信装置を使用した場合、低歪みと高効率との両立が可能になる。また、通信装置の消費電力を低減することができるため、特に、バッテリ動作の通信装置であれば、電池切れまでの通信時間を伸ばすことが可能になる。また、従来と同一の通信時間を確保するのであれば、より小型のバッテリを使用することが可能になり、通信端末の小型化あるいは軽量化が可能になる。

好ましくは、通信装置は、電力増幅器に入力される信号電力レベルまたは電力増幅器から出力される信号電力レベルを検出する検出回路と、検出回路により検出される信号電力レベルに応じて、電圧供給手段の出力電圧を制御する制御回路をさらに備える。

したがって、上記通信装置によれば、低歪の信号増幅が必要とされる通信システムにおいても、検出される入力信号レベルまたは出力信号レベルに応じて、所定の利得あるいは既定値内の歪みで消費電力が最小になるように電圧供給手段の出力電圧を制御することにより、電力増幅器の利得あるいは歪補償量を制御することが可能になる。したがって、通信装置の消費電力が低減され、特に、バッテリ動作の通信装置であれば、電池切れまでの通信時間を伸ばすことが可能になる。また、従来と同一の通信時間を確保するのであれば、より小型のバッテリを使用することが可能になり、通信端末の小型化あるいは軽量化が可能になる。

［実施の形態１］
本発明の実施の形態１における電力増幅器１００の構成の概要について図１を用いて説明する。図１は、本発明の実施の形態１における電力増幅器１００の構成を示す図である。図１を参照して、電力増幅器１００は、エミッタ接地型のバイポーラトランジスタＴｒ１、可変インピーダンス素子１、抵抗素子Ｒｘおよびキャパシタンス素子Ｃｘを備える。トランジスタＴｒ１は、増幅用のエミッタ接地型バイポーラトランジスタであり、可変インピーダンス素子１、抵抗素子Ｒｘおよびキャパシタンス素子Ｃｘは、歪補償回路を構成する。

可変インピーダンス素子１は、電圧端子ＶｂとバイポーラトランジスタＴｒ１のベースとの間に接続される。抵抗素子Ｒｘは、電圧端子Ｖｂとキャパシタンス素子Ｃｘの一方の端子との間に接続される。キャパシタンス素子Ｃｘの他方の端子は接地電位と接続される。なお、電圧端子Ｖｂから電源側を見た高周波的なインピーダンスは、キャパシタンス素子Ｃｘ、抵抗素子Ｒｘの一部として組込まれていると考えてもよい。キャパシタンス素子Ｃｘの一例としては、ＭＩＭキャパシタ素子が挙げられる。

入力信号は、バイポーラトランジスタＴｒ１のベースから入力し、コレクタ側から信号が出力される。電力増幅器１００では、可変インピーダンス素子１のリアクタンス成分あるいは抵抗成分の非線形性、および抵抗素子Ｒｘ、キャパシタンス素子Ｃｘを用いて電力増幅器の歪補償を行なう。

可変インピーダンス素子１を、可変容量Ｃｄ、可変抵抗Ｒｄの並列接続で表わすと、可変インピーダンス素子の両端の抵抗成分Ｒｚ、およびリアクタンス成分Ｂｚは、式（１）〜（２）で表わされる。

Ｒｚ＝Ｒｄ／[１＋（ｗ・Ｃｄ・Ｒｄ）²] …（１）
Ｂｚ＝−ｗ・Ｃｄ・Ｒｄ２／[１＋（ｗ・Ｃｄ・Ｒｄ）²] …（２）
なお、式（１）〜（２）において、ｗ＝２πｆ（ただしｆは、信号周波数）である。

増幅用バイポーラトランジスタＴｒ１のベース端から可変インピーダンス素子１側を見たインピーダンス（Ｚｔ＝Ｒｔ＋ｊＢｔ）のリアクタンス成分Ｂｔおよび抵抗成分Ｒｔは、式（３）〜（４）で表現される。

Ｂｔ＝Ｂｚ−１／（ｗ・Ｃｘ） …（３）
Ｒｔ＝Ｒｚ＋Ｒｘ …（４）
すなわち、リアクタンス成分Ｂｔの値、およびリアクタンス成分Ｂｚの変化によるリアクタンス成分Ｂｔの変化率は、キャパシタンス素子Ｃｘの容量によっても調整することが可能となる。また、抵抗成分Ｒｔの値、および可変抵抗Ｒｄの変化による抵抗成分Ｒｔの変化率は、抵抗素子Ｒｘの抵抗値によっても調整することが可能となる。

すなわち、使用する可変インピーダンス素子１が設定され、当該可変インピーダンス素子１の抵抗成分および容量成分の非線形特性が固定された後であっても、増幅用バイポーラトランジスタＴｒ１のベース端から可変インピーダンス素子側を見たインピーダンスＺｔのリアクタンス成分Ｂｔおよび可変抵抗成分Ｒｔの非線形特性は、抵抗素子Ｒｘおよびキャパシタンス素子Ｃｘによって個別に調整することが可能となる。

したがって、抵抗素子Ｒｘ、キャパシタンス素子Ｃｘによって振幅−振幅歪および振幅−位相歪の補償を両立することが可能となり、電力増幅器の低歪化が実現される。

また、抵抗成分Ｒｔが小さいほど抵抗成分での信号電力消費によって電力増幅器の利得が低下するが、抵抗成分Ｒｔの調整よりもリアクタンス成分Ｂｔの調整による歪補償の方が効果が大きい場合などでは、抵抗素子Ｒｘを付加することにより抵抗成分Ｒｔを増大させることが可能となる。これにより電力増幅器の利得向上が図られる。

また、増幅用バイポーラトランジスタＴｒ１のベース側から可変インピーダンス素子１側を見たインピーダンスＺｔがバイポーラトランジスタＴｒ１の入力インピーダンスより小さくなりすぎると、歪み補償の度合いが強すぎてかえって電力増幅器の歪を増加させてしまう。また、逆にインピーダンスＺｔがバイポーラトランジスタＴｒ１の入力インピーダンスより大きくなりすぎると、歪み補償の効果が小さく、電力増幅器の歪を十分低減できない。したがって、抵抗素子Ｒｘの抵抗値には最適な値の領域があり、実験的には概ねバイポーラトランジスタＴｒ１の入力インピーダンス程度が好ましい。

たとえば、現在の移動体通信システムで使用される１ワット程度の出力の電力増幅器においては、最終段のトランジスタの入力インピーダンスは数オームから数十オームであるため、抵抗素子Ｒｘは、１０〜１００オーム程度のものを用いることが好ましい。

なお、図２は、本発明の実施の形態１における電力増幅器の他の構成の一例を示す図である。図２に示す電力増幅器１５０は、電力増幅器１００の構成に加えて、さらに抵抗Ｒ３を含む。抵抗Ｒ３は、電圧端子Ｖｂと可変インピーダンス素子１との間に配置される。このように、バイアス調整や付加的な歪補償の目的で、可変インピーダンス素子１と電圧端子Ｖｂとの間に抵抗Ｒ３を付加するように構成してもよい。なお、以下に示す電力増幅器についても同様である。

なお、電力増幅器の高効率化のためには、増幅用のバイポーラトランジスタＴｒ１をＢ級（コレクタ−エミッタ間電圧が正弦波、コレクタ電流が半波整流波形になるように直流バイアスを設定する）モードやＡＢ級（Ｂ級モードとコレクタ−エミッタ間電圧、およびコレクタ電流がともに正弦波となるように直流バイアスを設定するＡ級モードとの間に直流バイアスを設定する）モード付近で動作させることが効果的である。通常では、これらのバイアス点で動作させると出力波形に歪が生じやすい。これに対し、本発明の実施の形態１に係る構成によると歪みが抑えられる。このため、ＡＢ級モードやＢ級モード付近で動作させることで、高効率の電力増幅器を実現することが可能となる。

［実施の形態２］
本発明の実施の形態２における電力増幅器の構成の概要について説明する。図３は、本発明の実施の形態２における電力増幅器２００の構成を示す図である。図３を参照して、電力増幅器２００は、増幅用のエミッタ接地型バイポーラトランジスタＴｒ１、抵抗素子Ｒｘ、キャパシタンス素子Ｃｘおよびダイオード素子Ｄ１を備える。図３に示すように、本発明の実施の形態２においては、可変インピーダンス素子（図１における素子１）として、ダイオード素子Ｄ１を用いる。ダイオード素子Ｄ１のアノードは、電圧端子Ｖｂに接続され、カソードは、バイポーラトランジスタＴｒ１のベースに接続されている。

可変インピーダンス素子であるダイオードＤ１の両端電圧依存性は、バイポーラトランジスタＴｒ１のベース−エミッタ間におけるダイオード部分のインピーダンスの両端電圧依存性が同型となる。これにより、広範囲の入力電圧に対して広範囲の入力電力に対応する場合に、歪補償の効果が特に顕著となる。

ここで、ダイオードを用いた場合の動作特性に関する実験結果を、図４〜図７を用いて説明する。図４は、本発明に係る電力増幅器と従来型の電力増幅器との動作特性を比較した実験の結果を示す図である。図５は、本発明に係る電力増幅器におけるキャパシタンス素子と動作特性との関係を示す図であり、図６は、本発明に係る電力増幅器における抵抗素子と動作特性との関係を調べた実験の結果を示す図である。図７は、実験条件について説明するための概念図であり、図７（ａ）は本発明に係る電力増幅器１０００に対応し、図７（ｂ）は、対比のために構成した従来型の電力増幅器２０００に対応している。

図４に示す実験では、本発明に係る電力増幅器１０００の位相歪みと従来型の電力増幅器２０００との位相歪みが同程度になるように実験条件を決定した。具体的には、周波数を１．９５ＧＨｚとし、バイポーラトランジスタＴｒ１、Ｔｒ９０として単位トランジスタを６０個並列接続したものを使用した。本発明に係る電力増幅器１０００はさらに、２０Ωの抵抗素子Ｒｘ、４．５ｐＦのキャパシタンス素子Ｃｘ、単位トランジスタを４個並列につなげたダイオードＤ１を使用した。一方、従来型の電力増幅器２０００はさらに、１００ｐＦのキャパシタンス素子Ｃ９０、単位トランジスタを３６個つなげたダイオードＤ９０を使用した。なお、図５、図６の実験では、図７（ａ）のキャパシタンス素子Ｃｘ、抵抗素子Ｒｘをそれぞれ変えて行なった。

図４において、黒塗りの丸印が付された線は、本発明に係る電力増幅器１０００の振幅歪みに、白抜きの丸印が付された点線は、従来型の電力増幅器２０００の振幅歪みにそれぞれ対応している。また、黒塗りの三角印が付された線は、本発明に係る電力増幅器１０００の位相歪みに、白抜きの三角印が付された点線は、従来型の電力増幅器２０００の位相歪みにそれぞれ対応している。

位相歪みを同程度に調整すると、図４に示されるように従来の電力増幅器２０００は、入力電力を上げると利得が低下する。すなわち、従来の電力増幅器は、位相歪みは調整できても、振幅歪みに対する補償能力が低い。一方、本発明に係る電力増幅器２０００では、入力電力に依らず利得が一定となる領域が拡大されている。すなわち、本発明に係る電力増幅器は、位相歪みおよび振幅歪みの両者を同時に補償することが可能であることがわかる。

図５において、黒塗りの丸印が付された線は、２．５ｐＦ、白抜きの三角印が付された線は、４．５ｐＦ、＊印が付された線は、１０ｐＦとした場合にそれぞれ対応している。また、図５において、Ａグループは、振幅歪みに、Ｂグループは、位相歪みにそれぞれ対応している。

図６において、黒塗りの丸印が付された線は、５Ω、白抜きの三角印が付された線は、２０Ω、＊印が付された線は、５０Ωとした場合にそれぞれ対応している。また、図６において、Ａグループは、振幅歪みに、Ｂグループは、位相歪みにそれぞれ対応している。

図５〜図６に示されるように、いずれの値をとっても、位相歪みと振幅歪みとがともに補償されていることがわかる。

なお、本発明の実施の形態２に係る構成によっても歪みを抑えることが可能であるため、ＡＢ級やＢ級モード付近で動作させることができる。これにより、高効率化の電力増幅器を実現することが可能となる。

［実施の形態３］
本発明の実施の形態３における電力増幅器の構成の概要について説明する。図８は、本発明の実施の形態３における電力増幅器３００の構成を示す図である。図８を参照して、電力増幅器３００は、増幅用のエミッタ接地型バイポーラトランジスタＴｒ１、抵抗素子Ｒｘ、キャパシタンス素子ＣｘおよびバイポーラトランジスタＴｒ２を備える。本発明の実施の形態３においては、可変インピーダンス素子１として、バイポーラトランジスタＴｒ２におけるベース−エミッタ間のＰＮ接合（ダイオード）を用いる。バイポーラトランジスタＴｒ２のエミッタを増幅用のバイポーラトランジスタＴｒ１のベースに接続する。バイポーラトランジスタＴｒ２のベースは、電圧端子Ｖｂと接続する。

なお、本発明の実施の形態３においては、バイポーラトランジスタＴｒ２のコレクタ端子は使用されていないが、増幅用バイポーラトランジスタＴｒ１のベースにバイポーラトランジスタＴｒ２のコレクタを接続し、バイポーラトランジスタＴｒ２のベース−コレクタ間のＰＮ接合を可変インピーダンス素子（ダイオード素子）として使用するように構成してもよい。

バイポーラトランジスタＴｒ２のベース−エミッタ間（あるいはベース−コレクタ間）のダイオード部分を可変インピーダンス素子として用いることにより、増幅用バイポーラトランジスタＴｒ１とバイポーラトランジスタＴｒ２とを同一製造工程で製造することが可能となる。また、電力増幅器で用いられている半導体素子の種類をバイポーラトランジスタ１種に限定することができるため、電力増幅器で使用する回路素子の回路設計用デバイスパラメータ抽出作業が簡素化される。さらに、可変インピーダンス素子を含む電力増幅器回路を半導体基板上にモノリシック化できるため、電力増幅器自体の小型化が可能となる。

なお、本発明の実施の形態３に係る構成によっても歪みを抑えることが可能であるため、ＡＢ級モードやＢ級モード付近で動作させることができる。これにより、高効率の電力増幅器を実現することが可能となる。

［実施の形態４］
本発明の実施の形態４に係る電力増幅器の構成の概要について説明する。図９は、本発明の実施の形態４における電力増幅器４００の構成を説明するための図である。図９を参照して、電力増幅器４００は、増幅用のエミッタ接地型バイポーラトランジスタＴｒ１、抵抗素子Ｒｘ、キャパシタンス素子ＣｘおよびバイポーラトランジスタＴｒ２を備える。抵抗素子Ｒｘとキャパシタンス素子Ｃｘとは、電圧端子Ｖｂと接地電位との間に直列に接続される。バイポーラトランジスタＴｒ２のコレクタは、抵抗素子Ｒｘとキャパシタンス素子Ｃｘの接続ノードに接続され、ベースは、電圧端子Ｖｂと接続され、エミッタは、増幅用バイポーラトランジスタＴｒ１のベースと接続される。

バイポーラトランジスタＴｒ２のエミッタ電流をＩｅ２、ベース電流をＩｂ２、コレクタ電流をＩｃ２とすると、エミッタ電流Ｉｅ２は、ベース電流Ｉｂ２とコレクタ電流Ｉｃ２との和になるが、コレクタ電流Ｉｃ２は、ベース電流Ｉｂ２にほぼ比例する。このため、エミッタ電流Ｉｅ２も電圧Ｖｂに対してはダイオード的な電流−電圧特性を示す。すなわち、バイポーラトランジスタＴｒ２は、可変インピーダンス素子として機能する。

本発明の実施の形態１における電力増幅器１００では、抵抗素子Ｒｘの一端は、直流的には解放状態にあるため、抵抗素子Ｒｘは可変インピーダンス素子１としてバイポーラトランジスタを使用した場合であっても当該バイポーラトランジスタのバイアス状態には影響を与えない。一方、本発明の実施の形態４においては、抵抗素子Ｒｘは、電圧端子ＶｂとバイポーラトランジスタＴｒ２のコレクタとの間に直列的に接続されており、コレクタ電流Ｉｃ２が抵抗素子Ｒｘによって可変である。このため、エミッタ電流Ｉｅ２も抵抗素子Ｒｘによって可変となる。したがって、使用するバイポーラトランジスタＴｒ２を選定した後であっても、抵抗素子ＲｘによってバイポーラトランジスタＴｒ２における可変抵抗特性を調整することも可能となり、歪補正の調整自由度が広がる。

なお、本発明の実施の形態４に係る構成によっても歪みを抑えることが可能であるため、ＡＢ級モードやＢ級モード付近で動作させることができる。これにより、高効率の電力増幅器を実現することが可能となる。

［実施の形態５］
本発明の実施の形態５における電力増幅器の概要について説明する。図１０は本発明の実施の形態５における電力増幅器５００の構成を示す図である。図１０を参照して、電力増幅器５００は、増幅用のエミッタ接地型バイポーラトランジスタＴｒ１、抵抗素子Ｒｘ、キャパシタンス素子ＣｘおよびバイポーラトランジスタＴｒ２を備える。キャパシタンス素子Ｃｘは、電圧端子Ｖｂと接地電位との間に接続される。抵抗Ｒｘは、電圧端子ＶｂとバイポーラトランジスタＴｒ２のベースとの間に接続される。バイポーラトランジスタＴｒ２のコレクタは、電圧端子Ｖｂと接続され、エミッタは、バイポーラトランジスタＴｒ１のベースと接続される。

バイポーラトランジスタＴｒ２のエミッタ電流をＩｅ２、ベース電流をＩｂ２、コレクタ電流をＩｃ２とすると、エミッタ電流Ｉｅ２は、ベース電流Ｉｂ２とコレクタ電流Ｉｃ２との和になるが、コレクタ電流Ｉｃ２は、ベース電流Ｉｂ２にほぼ比例する。このため、エミッタ電流Ｉｅ２は、電圧Ｖｂに対してダイオード的な電流−電圧特性を有する。したがって、バイポーラトランジスタＴｒ２は、可変インピーダンス素子として機能する。

この場合、ベース電流Ｉｂ２が、抵抗素子Ｒｘによって可変であるため、コレクタ電流Ｉｃ２、エミッタ電流Ｉｅ２も抵抗素子Ｒｘによって可変となる。したがって、使用するバイポーラトランジスタＴｒ２を選定した後であっても、抵抗素子ＲｘによってバイポーラトランジスタＴｒ２における可変抵抗特性を調整することが可能となる。この結果、歪補正の調整自由度を広げることが可能となる。

なお、本発明の実施の形態５に係る構成によっても歪みを抑えることが可能であるため、ＡＢ級モードやＢ級モード付近で動作させることができる。これにより、高効率の電力増幅器を実現することが可能となる。

［実施の形態６］
本発明の実施の形態６における電力増幅器の構成の概要について説明する。図１１は、本発明の実施の形態６における電力増幅器６００の構成を示す図である。図１１を参照して、電力増幅器６００は、増幅用のエミッタ接地型バイポーラトランジスタＴｒ１、抵抗素子Ｒｘ、キャパシタンス素子ＣｘおよびバイポーラトランジスタＴｒ２を備える。抵抗素子Ｒｘとキャパシタンス素子Ｃｘとは、電圧端子Ｖｂと接地電位との間に直列に接続される。バイポーラトランジスタＴｒ２のエミッタは、抵抗素子Ｒｘとキャパシタンス素子Ｃｘの接続ノードに接続され、コレクタは、バイポーラトランジスタＴｒ１のベースと接続され、ベースは電圧端子Ｖｂと接続される。実施の形態４による電力増幅器４００と電力増幅器６００との相違点は、エミッタとコレクタとの接続関係が逆になっている点にある。

トランジスタは、エミッタとコレクタとの接続関係を逆にしてもトランジスタ動作を行なう。したがって、この場合も、コレクタ電流Ｉｃ２は、ベース電流Ｉｂ２にほぼ比例するため、コレクタ電流Ｉｃ２は、電圧Ｖｂに対してダイオード的な電流−電圧特性を有するようになる。すなわち、バイポーラトランジスタＴｒ２は、可変インピーダンス素子として機能する。また、コレクタ電流Ｉｃ２、エミッタ電流Ｉｅ２が、抵抗素子Ｒｘによって可変であるため、使用するバイポーラトランジスタＴｒ２を選定した後であっても、抵抗素子ＲｘによってバイポーラトランジスタＴｒ２における可変抵抗特性を調整することが可能となる。この結果、歪補償の調整自由度が広がる。

なお、本発明の実施の形態６に係る構成によっても歪みを抑えることが可能であるため、ＡＢ級モードやＢ級モード付近で動作させることができる。これにより、高効率の電力増幅器を実現することが可能となる。

［実施の形態７］
本発明の実施の形態７における電力増幅器の構成の概要について説明する。図１２は、本発明の実施の形態７における電力増幅器７００の構成を示す図である。図１２を参照して、電力増幅器７００は、増幅用のエミッタ接地型バイポーラトランジスタＴｒ１、抵抗素子Ｒｘ、キャパシタンス素子ＣｘおよびバイポーラトランジスタＴｒ２を備える。キャパシタンス素子Ｃｘは、電圧端子Ｖｂと接地電位との間に接続される。抵抗素子Ｒｘは、電圧端子ＶｂとバイポーラトランジスタＴｒ２のベースとの間に接続される。バイポーラトランジスタＴｒ２のエミッタは、電圧端子Ｖｂと接続され、これは、バイポーラトランジスタＴｒ１のベースと接続される。実施の形態５による電力増幅器５００と電力増幅器７００との相違点は、エミッタとコレクタとの接続関係が逆になっている点にある。

トランジスタは、エミッタとコレクタとの接続関係を逆にしてもトランジスタ動作を行なう。したがって、この場合も、コレクタ電流Ｉｃ２は、ベース電流Ｉｂ２にほぼ比例するため、コレクタ電流Ｉｃ２は、電圧Ｖｂに対してダイオード的な電流−電圧特性を有することになる。すなわち、バイポーラトランジスタＴｒ２は、可変インピーダンスとして機能することが可能となる。また、コレクタ電流Ｉｃ２、エミッタ電流Ｉｅ２も抵抗素子Ｒｘによって可変となる。この結果、使用するバイポーラトランジスタＴｒ２を選定した後であっても、抵抗素子Ｒｘによって、バイポーラトランジスタＴｒ２における可変抵抗特性を調整することが可能となり、歪補正の調整自由度を広げることが可能となる。

なお、本発明の実施の形態７に係る構成によっても歪みを抑えることが可能であるため、ＡＢ級モードやＢ級モード付近で動作させることができる。これにより、高効率の電力増幅器を実現することが可能となる。

さらに、本発明の実施の形態１〜７におけるバイアス電圧Ｖｂは、後述するように電圧供給回路１００５から供給する。この際、電圧供給回路の出力電圧Ｖｂを制御することにより電力増幅器の利得を制御してもよい。歪補償回路が第１のバイポーラトランジスタ（バイポーラトランジスタＴｒ１）のバイアス回路も兼ねているため、前記出力電圧を制御することにより第１のバイポーラトランジスタのバイアス電流を制御することが可能になる。この結果、歪補償の機能を有しつつ、電力増幅器の利得を制御することが可能になる。

特に、Ｗ−ＣＤＭＡやＩＳ−９５のように電力増幅器に低歪みと広いダイナミックレンジでの利得制御とが要求される通信システムにおける電力増幅器の電力効率の向上が可能となる。

また、本発明の実施の形態１〜７において、電圧供給回路の出力電圧を制御することにより前記歪補償回路における歪補償量を制御することができる。電力供給手回路の出力電圧を制御することにより歪補償回路に含まれる可変インピーダンス素子の直流的な両端電圧が制御できるため、可変インピーダンス素子のインピーダンスを制御することが可能になる。これにより、当該歪補償回路における歪補償量が調整できる、第１のバイポーラトランジスタで生じる歪の度合いに応じた歪補償が可能になる。したがって、電圧供給回路の出力電圧を制御することにより、電圧供給回路の出力電圧が固定である場合に比べて、歪み補償の自由度が広がる。

［実施の形態８］
本発明の実施の形態８における通信装置の構成の概要について説明する。図１３は、本発明の実施の形態８における通信装置１００１の主要部の構成を示す図である。

図１３を参照して、通信装置１００１は、電力増幅器１００２、電力増幅器１００２の出力レベルを検出する出力電力レベル検出回路１００３、出力電力レベル検出回路１００３の出力に応じて電圧供給回路１００５を制御する制御回路１００４、制御回路１００４の制御に基づき電力増幅器１００２にバイアス電圧を供給する電圧供給回路１００５、および通信装置の各回路部を駆動する主電源としてのバッテリ１００６を備える。

電力増幅器１００２には、本発明の実施の形態１〜７で説明した電力増幅器を用いる。電力増幅器１００２に含まれるバイポーラトランジスタＴｒ１のベースは、電圧供給回路１００５からバイアス電圧が供給される。

通信装置１００１はさらに、周波数変換部１００９、受信用ＲＦ部１０１０、ＩＦ／ベースバンド部１０１１、送信用ＲＦ部１０１４、デュプレクサ１０１２およびアンテナ１０１３を備える（ＲＦ：Radio Frequency）。

周波数変換部１００９は、ミキサ１０２０および１０２１、ならびにＶＣＯ１０２２（Voltage Controlled Oscillator）を含む。ミキサ１０２０は、ＩＦ／ベースバンド部１０１１の出力とＶＣＯ１０２２の出力とを混合する。ミキサ１０２１は、受信用ＲＦ部１０１０の出力とＶＣＯ１０２２の出力とを混合する。

送信用ＲＦ部１０１４は、ドライバ増幅器やフィルタ等を含む。図においては、送信用ＲＦ部１０１４の構成要素として、ドライバ増幅器１００８と、ドライバ増幅器１００８の出力を受けるフィルタ１００７とが代表的に記載されている。この例では、ドライバ増幅器１００８は、ミキサ１０２０の出力を受け、電力増幅器１００２は、フィルタ１００７の出力を増幅する。

受信用ＲＦ部１０１０は、低雑音増幅器やフィルタ等を含む。図においては、受信用ＲＦ部１０１０の構成要素として、低雑音増幅器１０２４と、低雑音増幅器１０２４の出力を受けるフィルタ１０２５とが代表的に記載されている。この例では、低雑音増幅器１０２４は、デュプレクサ１０１２の出力を受け、ミキサ１０２１には、フィルタ１０２５の出力が与えられる。

アンテナ１０１３は、送受信用に使用される。デュプレクサ１０１２により、送信ＲＦ信号と受信ＲＦ信号とを分離する。

受信ＲＦ信号は、受信用ＲＦ部１０１０を通過後、周波数変換部１００９でＩＦ信号に変換される（ＩＦ：Intermediate Frequency）。当該ＩＦ信号は、ＩＦ／ベースバンド部１０１１で信号処理される。

ＩＦ／ベースバンド部１０１１から出力される信号は、周波数変換部１００９でＲＦ信号に変換される。当該ＲＦ信号は、送信用ＲＦ部１０１４を通過後、電力増幅器１００２で増幅される。そして、電力増幅器１００２の出力は、アンテナ１０１３から出力される。

本発明の実施の形態８における電力増幅器１００２は、送信部の最終段の構成要素である。ところで、送信部の最終段に位置する電力増幅器は、通信装置内で最大の信号電力を増幅する必要があるため消費電力が大きい。たとえば、携帯電話等のバッテリ動作の通信装置では、通話時には当該電力増幅器における消費電力が通信装置全体の消費電力の大半を占めている。

そこで、電力増幅器１００２として本発明の実施の形態１〜７における低歪かつ高効率の電力増幅器を用いる。これにより、通信装置全体の低消費電力化が図れる。特に、バッテリ動作での電池切れまでの通信時間を引き伸ばすことが可能になる。また、従来と同一の通信時間を確保するのであれば、より小型のバッテリを使用することが可能になるため、通信端末の小型化あるいは軽量化が可能になる。

さらに、送信用電力増幅器１００２が低歪みおよび高効率の両立が実現であるため、本発明の実施の形態８における通信装置１００１をＷ−ＣＤＭＡ、ＩＳ−９５、ＰＤＣ、ＰＨＳ、ＩＭＴ−２０００等の送信用電力増幅器に隣接チャネル漏洩電力規定に代表される厳しい低歪み特性が要求される通信システムで使用することは、本発明の望ましい実施形態となる。

送信信号が振幅変調成分を含んでいる場合、送信信号を増幅して規定のアンテナ出力レベルまで増幅する増幅段で送信信号の波形が乱れると、送信情報を受信側で正しく復調できなくなる。このような通信システム（Ｗ−ＣＤＭＡ，ＩＳ−９５，ＰＤＣ，ＰＨＳ，ＩＭＴ−２０００，５ＧＨｚ帯の無線ＬＡＮ（local area network））では、送信電力用電力増幅器として、入力信号波形を忠実に増幅して出力する低歪電力増幅器が必要になる。したがって、通信装置１００１によれば、送信用として低歪電力増幅器１００２を備えるため、振幅変調成分を含む送信信号を正確に受信側に送信することができる。

また、出力電力レベル検出回路１００３により電力増幅器１００２の出力信号レベルを検出し、検出された出力信号レベルに応じて、制御回路１００４を介して、電圧供給回路１００５の出力電圧を制御することにより、電力増幅器１００２の利得または歪補償回路の歪補償量を制御するように構成してもよい。

電力増幅器１００２に含まれる歪補償回路が第１のバイポーラトランジスタ（バイポーラトランジスタＴｒ１）のバイアス回路も兼ねているため、電圧供給回路１００５の出力電圧を制御することにより第１のバイポーラトランジスタのバイアス電流を制御することが可能になる。したがって、歪補償の機能を有しつつ、電力増幅器の利得制御が可能になる。したがって、電力増幅器１００２を使用した場合、Ｗ−ＣＤＭＡやＩＳ−９５のように電力増幅器の低歪みと広いダイナミックレンジでの利得制御が要求される通信システムにおける電力増幅器の電力効率の向上が可能になる。したがって、電圧供給回路１００５の出力電圧を制御することにより、通信端末の消費電力低減が可能になる。

また、電圧供給回路１００５の出力電圧を制御することにより歪補償回路に含まれる可変インピーダンス素子の直流的な両端電圧が制御できるため、可変インピーダンス素子のインピーダンスを制御することが可能になる。この結果、当該歪補償回路における歪補償量が調整できるため、第１のバイポーラトランジスタで生じる歪みの度合いに応じた歪補償が可能になる。したがって、電圧供給回路１００５の出力電圧を制御した場合、電圧供給回路の出力電圧が固定である場合に比べて、歪補償の自由度が広がる。

なお、図１３では、電力増幅器１００２の出力端で出力電力レベルを検出しているが、電力増幅器１００２からアンテナ１０１３に至る径路（図示しないが、フィルタやアイソレータ等が付加される場合もある）の任意の個所で電圧レベルを検出するようにしてもよい。

さらに、図１４に示されるように、出力電力レベル検出回路１００３に代わって電力増幅器１００２の入力側の信号レベルを検出する入力電力レベル検出回路１０２３を配置してもよい。この場合、制御回路１００４は、入力電力レベル検出回路１０２３の出力に応じて電圧供給回路１００５を制御することになる。このように、入力電力レベル検出回路１０２３によって電力増幅器１００２の利得または歪補償量の制御を行なってもよい。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

以上のように、本発明に係る歪補償回路を有する電力増幅器を用いることにより、振幅−振幅歪、および振幅−位相歪を各々低減し、電力増幅器の低歪化を可能とすることが可能となる。また、より飽和領域に近くあるいはよりＢ級動作に近い動作を可能とすることにより電力効率の向上を図ることが可能となる。

さらに本発明に係る上記通信装置によれば、送信用電力増幅器が低歪みかつ高効率であるため、通信装置の消費電力が低減される。特に、バッテリ動作の通信装置であれば、電池切れまでの通信時間を伸ばすことが可能になる。また、従来と同一の通信時間を確保するのであれば、より小型のバッテリを使用することが可能になり、通信端末の小型化あるいは軽量化が可能になる。

送信信号が振幅変調成分を含む場合、送信信号を増幅して規定のアンテナ出力レベルまで増幅する増幅段で送信信号の波形が乱れると、送信情報を受信側で正しく復調できなくなる。したがって、このような通信システムでは、送信電力用電力増幅器として、入力信号波形を忠実に増幅して出力する低歪電力増幅器が必要になる。このような通信システムとして、Ｗ−ＣＤＭＡ，ＩＳ−９５，ＰＤＣ，ＰＨＳ，ＩＭＴ−２０００，５０ＧＨｚ帯の無線ＬＡＮなどがある。

さらに、上記通信装置によれば、低歪の信号増幅が必要とされる通信システムにおいても、検出される入力信号レベルまたは出力信号レベルに応じて、所定の利得あるいは既定値内の歪みで消費電力が最小になるように電圧供給手段の出力電圧を制御することにより、電力増幅器の利得あるいは歪補償量を制御することが可能になる。したがって、通信装置の消費電力が低減され、特に、バッテリ動作の通信装置であれば、電池切れまでの通信時間を伸ばすことが可能になる。また、従来と同一の通信時間を確保するのであれば、より小型のバッテリを使用することが可能になり、通信端末の小型化あるいは軽量化が可能になる。

本発明の実施の形態１における電力増幅器１００の構成を示す図である。本発明の実施の形態１における電力増幅器の他の構成の一例を示す図である。本発明の実施の形態２における電力増幅器２００の構成を示す図である。本発明に係る電力増幅器と従来の電力増幅器との動作特性を比較した実験の結果を示す図である。本発明に係る電力増幅器におけるキャパシタンス素子と動作特性との関係を調べた実験の結果を示す図である。本発明に係る電力増幅器における抵抗素子の抵抗値と動作特性との関係を調べた実験結果を示す図である。実験条件について説明するための概念図である。本発明の実施の形態３における電力増幅器３００の構成を示す図である。本発明の実施の形態４における電力増幅器４００の構成を示す図である。本発明の実施の形態５における電力増幅器５００の構成を示す図である。本発明の実施の形態６における電力増幅器６００の構成を示す図である。本発明の実施の形態７における電力増幅器７００の構成を示す図である。本発明の実施の形態８における通信装置の１００１の主要部の構成を示す図である。本発明の実施の形態８における通信装置の１００１の主要部の他の構成例を示す図である。文献１に記載される電力増幅器の構成を示す図である。

符号の説明

１可変インピーダンス素子、Ｔｒ１増幅用のエミッタ接地型バイポーラトランジスタ、Ｔｒ２バイポーラトランジスタ、Ｒｘ抵抗素子、Ｃｘキャパシタンス素子、Ｄ１ダイオード、１００，１５０，２００〜７００，９００，１０００電力増幅器、１００１通信装置、１００２電力増幅器、１００３出力電力レベル検出回路、１００４制御回路、１００５電圧供給回路、１００６バッテリ、１００７，１０２５フィルタ、１００８ドライバ増幅器、１００９周波数変換部、１０１０受信用ＲＦ部、１０１１ＩＦ／ベースバンド部、１０１２デュプレクサ、１０１３アンテナ、１０１４送信用ＲＦ部、１０２０，１０２１ミキサ、１０２３入力電力レベル検出回路、１０２４低雑音増幅器。

Claims

信号を増幅するための電力増幅器を備えた通信装置であって、
前記電力増幅器は、
エミッタ接地型の第１のバイポーラトランジスタを含む電力増幅素子と、
前記第１のバイポーラトランジスタのベースにバイアス電圧を供給する電圧供給手段と、
前記電力増幅素子の歪みを補償する歪補償回路とを含み、
前記歪補償回路は、
前記電圧供給手段と前記第１のバイポーラトランジスタのベースとの間に配置される可変インピーダンス素子と、
前記第１のバイポーラトランジスタのベースから前記可変インピーダンス素子側をみたときのインピーダンスを構成するリアクタンス成分および抵抗成分の少なくともいずれかを調整するために配置される調整回路とを有することを特徴とする、通信装置。
前記電力増幅器へ入力される信号の電力レベル、または前記電力増幅器から出力される信号の電力レベルに応じて、前記電圧供給手段の出力電圧を制御する制御回路をさらに備え、
前記電圧供給手段の出力電圧により、前記電力増幅器の利得または歪量を制御することを特徴とする、請求項１に記載の通信装置。
前記電力増幅器へ入力される信号の電力レベル、または前記電力増幅器から出力される信号の電力レベルを検出する検出回路をさらに備え、
前記制御回路が、前記検出回路によって検出される前記信号の電力レベルにより前記電圧供給手段の出力電圧を制御することを特徴とする、請求項２に記載の通信装置。
前記電力増幅器へ入力される信号または前記電力増幅器から出力される信号は、振幅変調成分を含むことを特徴とする、請求項２に記載の通信装置。