JP3404209B2 - トランスインピーダンス増幅器回路 - Google Patents
トランスインピーダンス増幅器回路Info
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- H03F3/08—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light
- H03F3/087—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light with IC amplifier blocks
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、入力端に入力電流
を与えられ、出力端に出力電圧を与える反転電圧増幅器
と、電圧増幅器の入力端と出力端との間に接続されてい
る結合要素とを有するトランスインピーダンス増幅器回
路に関する。
を与えられ、出力端に出力電圧を与える反転電圧増幅器
と、電圧増幅器の入力端と出力端との間に接続されてい
る結合要素とを有するトランスインピーダンス増幅器回
路に関する。
【０００２】
【従来の技術】このようなトランスインピーダンス増幅
器回路はたとえばウー．ティーツェ（U.Tietze) および
ツェーハー. シェンク(Ch.Schenk) 著「電子回路−設計
および応用（Electronic Circuits - Design and Appli
cation) 」、スプリンガー出版、ベルリン、ハイデルベ
ルグ、１９９１年、第９７頁から知られており、結合要
素としてオーム抵抗が設けられている。トランスインピ
ーダンス増幅器は入力電流をそれに比例する電圧に変換
し、従って一般にホトダイオードから発生された電流を
増幅するために使用される。この電流は一方では非常に
小さく、たとえば１μＡであり、また他方ではそれに比
較して非常に大きく、たとえば１ｍＡであり得る。この
ことから、特に公知の解決策において負帰還ループ中に
使用されるオーム抵抗に由来するディメンジョニングの
問題が生ずる。
器回路はたとえばウー．ティーツェ（U.Tietze) および
ツェーハー. シェンク(Ch.Schenk) 著「電子回路−設計
および応用（Electronic Circuits - Design and Appli
cation) 」、スプリンガー出版、ベルリン、ハイデルベ
ルグ、１９９１年、第９７頁から知られており、結合要
素としてオーム抵抗が設けられている。トランスインピ
ーダンス増幅器は入力電流をそれに比例する電圧に変換
し、従って一般にホトダイオードから発生された電流を
増幅するために使用される。この電流は一方では非常に
小さく、たとえば１μＡであり、また他方ではそれに比
較して非常に大きく、たとえば１ｍＡであり得る。この
ことから、特に公知の解決策において負帰還ループ中に
使用されるオーム抵抗に由来するディメンジョニングの
問題が生ずる。
【０００３】抵抗は、大きい電流の際にトランスインピ
ーダンス増幅器の過制御を避けるために小さくなければ
ならない。しかし、それによって、より小さい抵抗がよ
り大きい熱雑音電流を発生するので、トランスインピー
ダンス増幅器の入力雑音が高くなる。より小さい抵抗は
また感度の減少を生じさせ、従って小さい入力電流は雑
音のなかに埋もれる。それによって全体としてトランス
インピーダンス増幅器のダイナミックレンジが強く制限
される。
ーダンス増幅器の過制御を避けるために小さくなければ
ならない。しかし、それによって、より小さい抵抗がよ
り大きい熱雑音電流を発生するので、トランスインピー
ダンス増幅器の入力雑音が高くなる。より小さい抵抗は
また感度の減少を生じさせ、従って小さい入力電流は雑
音のなかに埋もれる。それによって全体としてトランス
インピーダンス増幅器のダイナミックレンジが強く制限
される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、より
大きいダイナミックレンジを有するトランスインピーダ
ンス増幅器を提供することである。
大きいダイナミックレンジを有するトランスインピーダ
ンス増幅器を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この課題を解決するた
め、本発明においては、入力端に入力電流を与えられ出
力端に出力電圧を与える反転電圧増幅器と、反転電圧増
幅器の入力端と出力端との間に接続された結合要素と、
反転電圧増幅器の入力端と出力端にそれぞれ入力端が接
続された差動増幅器と、差動増幅器に後置され駆動信号
を出力する低域通過フィルタとを有するトランスインピ
ーダンス増幅器回路において、結合要素が２つのダイオ
ードを有し、これらのダイオードは互いに逆直列に電圧
増幅器の入力端と出力端との間に接続され、かつ共通の
節点でトランジスタの負荷パスを介して基準電位と接続
され、低域通過フィルタがその駆動信号によりトランジ
スタを制御する。
め、本発明においては、入力端に入力電流を与えられ出
力端に出力電圧を与える反転電圧増幅器と、反転電圧増
幅器の入力端と出力端との間に接続された結合要素と、
反転電圧増幅器の入力端と出力端にそれぞれ入力端が接
続された差動増幅器と、差動増幅器に後置され駆動信号
を出力する低域通過フィルタとを有するトランスインピ
ーダンス増幅器回路において、結合要素が２つのダイオ
ードを有し、これらのダイオードは互いに逆直列に電圧
増幅器の入力端と出力端との間に接続され、かつ共通の
節点でトランジスタの負荷パスを介して基準電位と接続
され、低域通過フィルタがその駆動信号によりトランジ
スタを制御する。
【０００６】
【発明の実施の形態】本発明によるトランスインピーダ
ンス増幅器は、それが負帰還抵抗を入力信号の大きさに
相応して適応させるという利点を有する。このことは、
入力電流の直流成分に比例している直流電流によりバイ
アスされ、こうしてダイナミックな抵抗の必要な変化を
もたらすダイオードパスの助けを借りて行われる。ダイ
オードの非直線性は後段に接続されている差動増幅器に
より補償されるので、全抵抗範囲にわたって直線性誤差
を生じない。
ンス増幅器は、それが負帰還抵抗を入力信号の大きさに
相応して適応させるという利点を有する。このことは、
入力電流の直流成分に比例している直流電流によりバイ
アスされ、こうしてダイナミックな抵抗の必要な変化を
もたらすダイオードパスの助けを借りて行われる。ダイ
オードの非直線性は後段に接続されている差動増幅器に
より補償されるので、全抵抗範囲にわたって直線性誤差
を生じない。
【０００７】
【実施例】以下、図面に示されている実施例により本発
明を一層詳細に説明する。
明を一層詳細に説明する。
【０００８】図面に示されている実施例では、たとえば
演算増幅器１により形成される反転電圧増幅器が設けら
れている。演算増幅器１の非反転入力端には基準電位Ｍ
が接続されている。その反転入力端は反転電圧増幅器の
入力端２を、またその出力端は電圧増幅器の出力端３を
形成する。入力端２は電流源１６の一方の端子と接続さ
れており、その他方の端子は基準電位Ｍと接続されてお
り、入力端２は電流Ｉを供給される。
演算増幅器１により形成される反転電圧増幅器が設けら
れている。演算増幅器１の非反転入力端には基準電位Ｍ
が接続されている。その反転入力端は反転電圧増幅器の
入力端２を、またその出力端は電圧増幅器の出力端３を
形成する。入力端２は電流源１６の一方の端子と接続さ
れており、その他方の端子は基準電位Ｍと接続されてお
り、入力端２は電流Ｉを供給される。
【０００９】反転電圧増幅器１の入力端２と出力端３と
の間に２つのダイオード４および５が逆直列に接続さ
れ、両ダイオード４および５の陽極はそれぞれ出力端
３、入力端２と接続され、両陰極は互いに接続されてい
る。ダイオード４および５の互いに接続されている両陰
極はｎｐｎトランジスタ６のコレクタと接続されてお
り、そのエミッタ端子は基準電位Ｍに接続されている。
トランジスタ６のベースに低域通過フィルタが接続さ
れ、このフィルタは、基準電位Ｍとトランジスタ６のベ
ースとの間に接続されているコンデンサ１５と、一方で
トランジスタ６のベースに、また他方で演算増幅器１３
の出力端に接続されている抵抗１４とから成る。
の間に２つのダイオード４および５が逆直列に接続さ
れ、両ダイオード４および５の陽極はそれぞれ出力端
３、入力端２と接続され、両陰極は互いに接続されてい
る。ダイオード４および５の互いに接続されている両陰
極はｎｐｎトランジスタ６のコレクタと接続されてお
り、そのエミッタ端子は基準電位Ｍに接続されている。
トランジスタ６のベースに低域通過フィルタが接続さ
れ、このフィルタは、基準電位Ｍとトランジスタ６のベ
ースとの間に接続されているコンデンサ１５と、一方で
トランジスタ６のベースに、また他方で演算増幅器１３
の出力端に接続されている抵抗１４とから成る。
【００１０】演算増幅器１３は差動増幅器の出力段を形
成し、その入力段は電流源７から給電されるエミッタ結
合されたｎｐｎトランジスタ対８、９とトランジスタ８
および９のコレクタ回路中に接続されている抵抗１０、
１１とにより形成される。詳細には、トランジスタ８お
よび９の結合されたエミッタは電流源７を介して基準電
位Ｍと接続されている。両トランジスタ８および９のコ
レクタはそれぞれ抵抗１１、１０を介して正の供給電位
１２に接続されている。さらにトランジスタ８のコレク
タは演算増幅器１３の反転入力端と、またトランジスタ
９のコレクタはその非反転入力端と接続されている。差
動増幅器の入力端を成すトランジスタ８および９のベー
スは、それぞれ反転増幅器１の出力端３、入力端２と接
続されている。
成し、その入力段は電流源７から給電されるエミッタ結
合されたｎｐｎトランジスタ対８、９とトランジスタ８
および９のコレクタ回路中に接続されている抵抗１０、
１１とにより形成される。詳細には、トランジスタ８お
よび９の結合されたエミッタは電流源７を介して基準電
位Ｍと接続されている。両トランジスタ８および９のコ
レクタはそれぞれ抵抗１１、１０を介して正の供給電位
１２に接続されている。さらにトランジスタ８のコレク
タは演算増幅器１３の反転入力端と、またトランジスタ
９のコレクタはその非反転入力端と接続されている。差
動増幅器の入力端を成すトランジスタ８および９のベー
スは、それぞれ反転増幅器１の出力端３、入力端２と接
続されている。
【００１１】以上に１つの本発明によるインピーダンス
増幅器の原理的構成を説明したので、以下にはその機能
の仕方を一層詳細に説明する。
増幅器の原理的構成を説明したので、以下にはその機能
の仕方を一層詳細に説明する。
【００１２】電流源１６、たとえばガラスファイバケー
ブルと結合されたホトダイオード、から発生された電流
Ｉは直流成分ＩDCおよび交流成分ＩACの和から成ってお
り、交流成分ＩACの振幅は常に直流成分ＩDCよりも小さ
いか、又はそれに等しい。ダイオード４および５の挙動
は指数関数により、ダイオードの両端の電圧が温度電圧
ＵT と、それを通って流れる電流と飽和電流ＩS との比
の対数との積に等しいように記述され得る。ダイオード
４を通る電流はトランジスタ６のコレクタ電流ＩC と電
流Ｉの直流成分ＩDCとの間の差に等しいので、またダイ
オード５を通る電流は電流Ｉの直流成分ＩDCに等しいの
で、 Ｕ1 ＝ＵT ・ｌｎ（ＩC −ＩDC）／ＩS Ｕ2 ＝ＵT ・ｌｎＩDC／ＩS となる。
ブルと結合されたホトダイオード、から発生された電流
Ｉは直流成分ＩDCおよび交流成分ＩACの和から成ってお
り、交流成分ＩACの振幅は常に直流成分ＩDCよりも小さ
いか、又はそれに等しい。ダイオード４および５の挙動
は指数関数により、ダイオードの両端の電圧が温度電圧
ＵT と、それを通って流れる電流と飽和電流ＩS との比
の対数との積に等しいように記述され得る。ダイオード
４を通る電流はトランジスタ６のコレクタ電流ＩC と電
流Ｉの直流成分ＩDCとの間の差に等しいので、またダイ
オード５を通る電流は電流Ｉの直流成分ＩDCに等しいの
で、 Ｕ1 ＝ＵT ・ｌｎ（ＩC −ＩDC）／ＩS Ｕ2 ＝ＵT ・ｌｎＩDC／ＩS となる。
【００１３】差動増幅器および後段に接続されている低
域通過フィルタを介しての調節は、電圧Ｕ1 が電圧Ｕ2
に等しくなるように、従ってトランジスタ６のコレクタ
電流ＩC が電流Ｉの直流成分ＩDCの２倍の大きさになる
ように行われる。こうしてトランスインピーダンス増幅
器回路の直流電流設定が確定する。
域通過フィルタを介しての調節は、電圧Ｕ1 が電圧Ｕ2
に等しくなるように、従ってトランジスタ６のコレクタ
電流ＩC が電流Ｉの直流成分ＩDCの２倍の大きさになる
ように行われる。こうしてトランスインピーダンス増幅
器回路の直流電流設定が確定する。
【００１４】交流成分ＩACに関しては
Ｕ1 ＝ＵT ・ｌｎ（ＩDC−ＩAC）／ＩS
Ｕ2 ＝ＵT ・ｌｎ（ＩDC＋ＩAC）／ＩS
が成り立つ。
【００１５】トランジスタ８および９のベース‐エミッ
タ間電圧Ｕ3 およびＵ4 はそれぞれ付属のコレクタ電流
Ｉ1 およびＩ2 から Ｕ3 ＝ＵT ・ｌｎＩ1 ／ＩS Ｕ4 ＝ＵT ・ｌｎＩ2 ／ＩS として得られる。
タ間電圧Ｕ3 およびＵ4 はそれぞれ付属のコレクタ電流
Ｉ1 およびＩ2 から Ｕ3 ＝ＵT ・ｌｎＩ1 ／ＩS Ｕ4 ＝ＵT ・ｌｎＩ2 ／ＩS として得られる。
【００１６】さらに、電圧Ｕ3 とＵ4 との間の差が電圧
Ｕ1 とＵ2 との間の差に等しく、その際に電流Ｉ1 およ
びＩ2 の和は電流ＩC に等しく、また演算増幅器１３の
差入力電圧Ｕ5 は両抵抗１０および１１の抵抗値Ｒを乗
算された電流Ｉ2 とＩ1 との間の差に等しいという関係
が成り立つ。このことから Ｕ1 −Ｕ2 ＝ＵT ・ｌｎＩC ・ＵAC／（ＩC ・Ｒ＋
ＵAC） となる。
Ｕ1 とＵ2 との間の差に等しく、その際に電流Ｉ1 およ
びＩ2 の和は電流ＩC に等しく、また演算増幅器１３の
差入力電圧Ｕ5 は両抵抗１０および１１の抵抗値Ｒを乗
算された電流Ｉ2 とＩ1 との間の差に等しいという関係
が成り立つ。このことから Ｕ1 −Ｕ2 ＝ＵT ・ｌｎＩC ・ＵAC／（ＩC ・Ｒ＋
ＵAC） となる。
【００１７】このことから差電圧は
Ｕ5 ＝ＩC ・Ｒ・ＩAC／ＩDC
となる。この式のように差電圧Ｕ5 は電流Ｉの交流成分
ＩACに線形に関係している。交流成分ＩACの振幅の大き
さは電流Ｉの直流成分ＩDCに比例しているので、差電圧
Ｕ5 の振幅は交流成分ＩACの振幅に無関係である。この
ことから、トランスインピーダンス抵抗ＲT は交流成分
ＩACの振幅の逆数値に比例している。
ＩACに線形に関係している。交流成分ＩACの振幅の大き
さは電流Ｉの直流成分ＩDCに比例しているので、差電圧
Ｕ5 の振幅は交流成分ＩACの振幅に無関係である。この
ことから、トランスインピーダンス抵抗ＲT は交流成分
ＩACの振幅の逆数値に比例している。
【００１８】トランスインピーダンス抵抗ＲT は２つの
ダイオードの直列回路に基づいてＲT ＝２・ＵT ／ＩDC
である。ＩR 2 ＝２・ＩDC・ｑ・Δｆを有するダイオー
ドの雑音電流（ショットノイズ）およびトランスインピ
ーダンス抵抗ＲT から、直列に接続されている両ダイオ
ード４および５における相応の雑音電圧は ＵR 2 ＝４・ｋ・Ｔ・Δｆ・ＵT ／ＩDC となる。それによって等価的な入力雑音電流ＩR 2 はＩ
R 2 ＝２・ｋ・Ｔ・Δｆ／ＲT として計算される。
ダイオードの直列回路に基づいてＲT ＝２・ＵT ／ＩDC
である。ＩR 2 ＝２・ＩDC・ｑ・Δｆを有するダイオー
ドの雑音電流（ショットノイズ）およびトランスインピ
ーダンス抵抗ＲT から、直列に接続されている両ダイオ
ード４および５における相応の雑音電圧は ＵR 2 ＝４・ｋ・Ｔ・Δｆ・ＵT ／ＩDC となる。それによって等価的な入力雑音電流ＩR 2 はＩ
R 2 ＝２・ｋ・Ｔ・Δｆ／ＲT として計算される。
【００１９】従って、等しい値のトランスインピーダン
ス抵抗としてオーム抵抗を有する回路では等価的な雑音
電流は ＩR 2 ＝４・ｋ・Ｔ・Δｆ／ＲT である。
ス抵抗としてオーム抵抗を有する回路では等価的な雑音
電流は ＩR 2 ＝４・ｋ・Ｔ・Δｆ／ＲT である。
【００２０】比較により示されるように、等しい大きさ
のトランスインピーダンス抵抗ＲTにおける雑音電流二
乗は半分の大きさに過ぎない。
のトランスインピーダンス抵抗ＲTにおける雑音電流二
乗は半分の大きさに過ぎない。
【図１】本発明の実施例の接続図である。
１ 反転電圧増幅器
２ 入力端
３ 出力端
４、５ ダイオード
６ トランジスタ
７〜１１、１３ 差動増幅器
１４、１５ 低域通過フィルタ
Ｍ 基準電位
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03F 3/45
H03F 3/08
Claims (2)
- 【請求項１】 入力端（２）に入力電流（I）を与えられ
出力端（３）に出力電圧を与える反転電圧増幅器（１）
と、反転電圧増幅器（１）の入力端（２）と出力端
（３）との間に接続された結合要素と、反転電圧増幅器
（１）の入力端（２）と出力端（３）にそれぞれ入力端
が接続された差動増幅器（７、８、９、１０、１１、１
３）と、差動増幅器（７、８、９、１０、１１、１３）
に後置され駆動信号を出力する低域通過フィルタ（１
４、１５）とを有するトランスインピーダンス増幅器回
路において、結合要素が２つのダイオード（４、５）を
有し、これらのダイオードは互いに逆直列に反転電圧増
幅器（１）の入力端（２）と出力端（３）との間に接続
され、かつ共通の節点でトランジスタ（６）の負荷パス
を介して基準電位（Ｍ）と接続され、低域通過フィルタ
（１４、１５）がその駆動信号によりトランジスタ
（６）を制御することを特徴とするトランスインピーダ
ンス増幅器回路。 - 【請求項２】 低域通過フィルタ（１４、１５）はダイ
オード（４、５）の電圧降下が等しくなるようにトラン
ジスタ（６）を制御することを特徴とする請求項１記載
のトランスインピーダンス増幅器回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19504290A DE19504290C1 (de) | 1995-02-09 | 1995-02-09 | Transimpedanzverstärkerschaltung |
| DE19504290.5 | 1995-02-09 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08250942A JPH08250942A (ja) | 1996-09-27 |
| JP3404209B2 true JP3404209B2 (ja) | 2003-05-06 |
Family
ID=7753561
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04547496A Expired - Fee Related JP3404209B2 (ja) | 1995-02-09 | 1996-02-07 | トランスインピーダンス増幅器回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5640128A (ja) |
| EP (1) | EP0726647B1 (ja) |
| JP (1) | JP3404209B2 (ja) |
| CA (1) | CA2169041C (ja) |
| DE (2) | DE19504290C1 (ja) |
| DK (1) | DK0726647T3 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19518734C1 (de) * | 1995-05-22 | 1996-08-08 | Siemens Ag | Transimpedanzverstärkerschaltung |
| US6265939B1 (en) | 2000-03-24 | 2001-07-24 | International Business Machines Corporation | Linear power detectors and methods for power amplifiers |
| US6829354B1 (en) | 2000-10-11 | 2004-12-07 | Intersil Corporation | Biasing arrangement for optimizing DC feed characteristics for subscriber line interface circuit |
| US6873703B1 (en) | 2000-10-11 | 2005-03-29 | Intersil Corporation | Precision, low-power current-sense transmission channel for subscriber line interface circuit, programmable with single ended impedances and capable of exhibiting a voltage sense response |
| US6292033B1 (en) | 2000-10-11 | 2001-09-18 | Intersil Corporation | Precision, low-power transimpedance circuit with differential current sense inputs and single ended voltage output |
| US7274915B2 (en) * | 2003-08-29 | 2007-09-25 | Broadcom Corporation | Low-noise transmitter system and method |
| ATE534189T1 (de) * | 2008-04-08 | 2011-12-15 | Austriamicrosystems Ag | Verstärkeranordnung und signalerzeugungsverfahren |
| US10277180B2 (en) | 2016-01-15 | 2019-04-30 | Honeywell International Inc. | Dual port transimpedance amplifier with separate feedback |
| DE102017111197A1 (de) * | 2017-05-23 | 2018-11-29 | Sicoya Gmbh | Transimpedanzverstärker-Schaltung |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US4352982A (en) * | 1980-08-21 | 1982-10-05 | Hughes Aircraft Company | Photodiode circuit using a low noise artificial load resistor |
| EP0313914B1 (de) * | 1987-10-26 | 1993-03-03 | Siemens Aktiengesellschaft | Schaltungsanordnung mit einem an einen opto-elektrischen Wandler angeschlossenen Vorverstärker |
| US5030925A (en) * | 1990-03-15 | 1991-07-09 | Triquint Semiconductor, Inc. | Transimpedance amplifier |
-
1995
- 1995-02-09 DE DE19504290A patent/DE19504290C1/de not_active Expired - Lifetime
-
1996
- 1996-01-25 DE DE59605418T patent/DE59605418D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1996-01-25 EP EP96101081A patent/EP0726647B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1996-01-25 DK DK96101081T patent/DK0726647T3/da active
- 1996-02-07 JP JP04547496A patent/JP3404209B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1996-02-07 CA CA002169041A patent/CA2169041C/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-02-09 US US08/599,387 patent/US5640128A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5640128A (en) | 1997-06-17 |
| EP0726647A1 (de) | 1996-08-14 |
| DE59605418D1 (de) | 2000-07-20 |
| DK0726647T3 (da) | 2000-10-16 |
| CA2169041A1 (en) | 1996-08-10 |
| JPH08250942A (ja) | 1996-09-27 |
| EP0726647B1 (de) | 2000-06-14 |
| DE19504290C1 (de) | 1996-02-01 |
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