JP3360205B2 - Ｃｄｍａ受信装置 - Google Patents
Ｃｄｍａ受信装置Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
- H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
- H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
- H04B2201/70707—Efficiency-related aspects
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＱＰＳＫ（４相位
相シフトキーイング）拡散変調による直接拡散ＣＤＭＡ
信号を受信復調するＣＤＭＡ受信装置に関する。ＤＳ−
ＣＤＭＡ（Ｄirect Ｓequence Ｃode Ｄivision Ｍulti
ple Ａccess ；直接拡散符号分割多重アクセス）方式に
於いて、変調方式としては、ＢＰＳＫ（Ｂinary Ｐhase
Ｓhift Ｋeying ；２相位相シフトキーイング）、又
はＱＰＳＫ（Ｑuadrature Ｐhase Ｓhift Ｋeying ；
４相位相シフトキーイング）が適用される。このＱＰＳ
Ｋ変調を適用した場合、同相信号と直交信号とを異なる
拡散コードによって拡散変調して合成し、その合成した
信号を送信することになり、受信装置では、同相信号と
直交信号とに復調し、それぞれの拡散コードに対して同
期化した逆拡散コードを用いて逆拡散復調を行うことに
なる。このようなＣＤＭＡ受信装置の経済化を図ること
が要望されている。
相シフトキーイング）拡散変調による直接拡散ＣＤＭＡ
信号を受信復調するＣＤＭＡ受信装置に関する。ＤＳ−
ＣＤＭＡ（Ｄirect Ｓequence Ｃode Ｄivision Ｍulti
ple Ａccess ；直接拡散符号分割多重アクセス）方式に
於いて、変調方式としては、ＢＰＳＫ（Ｂinary Ｐhase
Ｓhift Ｋeying ；２相位相シフトキーイング）、又
はＱＰＳＫ（Ｑuadrature Ｐhase Ｓhift Ｋeying ；
４相位相シフトキーイング）が適用される。このＱＰＳ
Ｋ変調を適用した場合、同相信号と直交信号とを異なる
拡散コードによって拡散変調して合成し、その合成した
信号を送信することになり、受信装置では、同相信号と
直交信号とに復調し、それぞれの拡散コードに対して同
期化した逆拡散コードを用いて逆拡散復調を行うことに
なる。このようなＣＤＭＡ受信装置の経済化を図ること
が要望されている。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来のＣＤＭＡ受信装置の説明図
であり、前述のＱＰＳＫ拡散変調を適用した場合のＣＤ
ＭＡ受信装置の要部を示すものである。同図に於いて、
５１はアンテナ、５２は高周波増幅器、５３はバンドパ
ス・フィルタ、５４，５５は復調器、５６は搬送波発生
部、５７はπ／２の移相器（π／２）、５８，５９はＡ
Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）、６０〜６３は逆拡散部、６４，６
５は加算器、６６はフェージング補償部、６７は判定出
力部である。
であり、前述のＱＰＳＫ拡散変調を適用した場合のＣＤ
ＭＡ受信装置の要部を示すものである。同図に於いて、
５１はアンテナ、５２は高周波増幅器、５３はバンドパ
ス・フィルタ、５４，５５は復調器、５６は搬送波発生
部、５７はπ／２の移相器（π／２）、５８，５９はＡ
Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）、６０〜６３は逆拡散部、６４，６
５は加算器、６６はフェージング補償部、６７は判定出
力部である。
【０００３】アンテナ５１によるＱＰＳＫ拡散変調によ
る直接拡散ＣＤＭＡ信号を高周波増幅器５２により増幅
し、バンドパス・フィルタ５３によって不要帯域成分を
除去し、搬送波発生部５６からの搬送波を復調器５４に
は直接、復調器５５には移相器５７を介してそれぞれ入
力して同期検波し、復調同相信号と復調直交信号として
それぞれＡＤ変換器５８，５９によりディジタル信号に
変換し、逆拡散部６０〜６３に入力する。又送信側の拡
散コードに同期した逆拡散コードＣｉ，Ｃｑを逆拡散部
６０〜６３に入力して逆拡散復調し、加算器６４，６５
により加算して同相信号及び直交信号とし、フェージン
グ補償部６６に入力してフェージングによる変動を補償
し、判定出力部６７により判定処理して受信信号を出力
する。
る直接拡散ＣＤＭＡ信号を高周波増幅器５２により増幅
し、バンドパス・フィルタ５３によって不要帯域成分を
除去し、搬送波発生部５６からの搬送波を復調器５４に
は直接、復調器５５には移相器５７を介してそれぞれ入
力して同期検波し、復調同相信号と復調直交信号として
それぞれＡＤ変換器５８，５９によりディジタル信号に
変換し、逆拡散部６０〜６３に入力する。又送信側の拡
散コードに同期した逆拡散コードＣｉ，Ｃｑを逆拡散部
６０〜６３に入力して逆拡散復調し、加算器６４，６５
により加算して同相信号及び直交信号とし、フェージン
グ補償部６６に入力してフェージングによる変動を補償
し、判定出力部６７により判定処理して受信信号を出力
する。
【０００４】図６は拡散ＱＰＳＫ変調部の説明図であ
り、ＱＰＳＫ変調による直接拡散ＣＤＭＡ信号を得る為
のディジタル処理を行う要部の構成を示し、同相送信情
報シンボルと直交送信情報シンボルとをＤｉ，Ｄｑ、同
相用と直交用との拡散コードをＣｉ，Ｃｑ、拡散変調さ
れた同相信号と直交信号とをＳｉ，Ｓｑとすると、排他
的オア回路７１〜７４に、同相送信情報シンボルＤｉと
直交送信情報シンボルＤｑと共に、それぞれ同相用と直
交用との拡散コードＣｉ，Ｃｑを入力し、レベル変換部
７５〜７８により例えば“０”を１に、“１”を−１に
変換し、加算器７９，８０に入力して加算し、同相信号
Ｓｉと直交信号Ｓｑとを出力することができる。送信側
では、この同相信号Ｓｉと直交信号ＳｑとによるＱＰＳ
Ｋ変調信号を形成して送信することになる。
り、ＱＰＳＫ変調による直接拡散ＣＤＭＡ信号を得る為
のディジタル処理を行う要部の構成を示し、同相送信情
報シンボルと直交送信情報シンボルとをＤｉ，Ｄｑ、同
相用と直交用との拡散コードをＣｉ，Ｃｑ、拡散変調さ
れた同相信号と直交信号とをＳｉ，Ｓｑとすると、排他
的オア回路７１〜７４に、同相送信情報シンボルＤｉと
直交送信情報シンボルＤｑと共に、それぞれ同相用と直
交用との拡散コードＣｉ，Ｃｑを入力し、レベル変換部
７５〜７８により例えば“０”を１に、“１”を−１に
変換し、加算器７９，８０に入力して加算し、同相信号
Ｓｉと直交信号Ｓｑとを出力することができる。送信側
では、この同相信号Ｓｉと直交信号ＳｑとによるＱＰＳ
Ｋ変調信号を形成して送信することになる。
【０００５】図７はマッチト・フィルタの概要説明図で
あり、このマッチト・フィルタは、逆拡散コードの同期
化部及び図５に於ける逆拡散部６０〜６３に適用できる
ものである。同図に於いて、８１−１〜８１−ｎは１チ
ップ時間の遅延素子（Ｄ）、８２−０〜８２−ｎは乗算
器、８３は加算器、Ｓは入力信号、Ｃ0 〜Ｃn は逆拡散
コードを示す。
あり、このマッチト・フィルタは、逆拡散コードの同期
化部及び図５に於ける逆拡散部６０〜６３に適用できる
ものである。同図に於いて、８１−１〜８１−ｎは１チ
ップ時間の遅延素子（Ｄ）、８２−０〜８２−ｎは乗算
器、８３は加算器、Ｓは入力信号、Ｃ0 〜Ｃn は逆拡散
コードを示す。
【０００６】前述のように、逆拡散部に適用した場合、
遅延素子８１−１〜８１−ｎにより入力信号Ｓを１チッ
プ時間毎にシフトするシフトレジスタを構成し、入力信
号Ｓ及びシフトレジスタの各段の出力信号と、逆拡散コ
ードＣ0 〜Ｃn とをそれぞれ乗算器８２−０〜８２−ｎ
に入力し、乗算出力信号を加算器８３に入力して加算
し、その加算出力信号を１シンボルの逆拡散復調出力信
号とするものである。
遅延素子８１−１〜８１−ｎにより入力信号Ｓを１チッ
プ時間毎にシフトするシフトレジスタを構成し、入力信
号Ｓ及びシフトレジスタの各段の出力信号と、逆拡散コ
ードＣ0 〜Ｃn とをそれぞれ乗算器８２−０〜８２−ｎ
に入力し、乗算出力信号を加算器８３に入力して加算
し、その加算出力信号を１シンボルの逆拡散復調出力信
号とするものである。
【０００７】図８はスライディング相関器の概要説明図
であり、このスライディング相関器は、図５に於ける逆
拡散部６０〜６３に適用できるものである。同図に於い
て、９１は乗算器、９２は加算器、９３は１チップ時間
の遅延素子（Ｄ）、９４はシンボル周期の制御信号ＳＢ
によってオンとなるスイッチを示す。
であり、このスライディング相関器は、図５に於ける逆
拡散部６０〜６３に適用できるものである。同図に於い
て、９１は乗算器、９２は加算器、９３は１チップ時間
の遅延素子（Ｄ）、９４はシンボル周期の制御信号ＳＢ
によってオンとなるスイッチを示す。
【０００８】このスライディング相関器を逆拡散部に適
用した場合、入力信号Ｓと逆拡散コードＣとを乗算器９
１に入力して乗算し、この乗算出力信号と、遅延素子９
３により１チップ時間遅延された加算出力信号とを加算
器９２により加算し、１シンボル時間積分することによ
り、スイッチ９４を制御信号ＳＢによってオンとした時
に、１シンボルの逆拡散復調出力信号を得ることができ
る。
用した場合、入力信号Ｓと逆拡散コードＣとを乗算器９
１に入力して乗算し、この乗算出力信号と、遅延素子９
３により１チップ時間遅延された加算出力信号とを加算
器９２により加算し、１シンボル時間積分することによ
り、スイッチ９４を制御信号ＳＢによってオンとした時
に、１シンボルの逆拡散復調出力信号を得ることができ
る。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】直接拡散ＣＤＭＡ方式
に於いてＱＰＳＫ変調方式を適用した場合、送信側の拡
散ＱＰＳＫ変調部は、例えば、図６に示す構成により実
現することができる。この場合、排他的オア回路７１〜
７４による（Ｄｉ＋ｊＤｑ）・（Ｃｉ＋ｊＣｑ）の複素
拡散系列の乗算と見做すことにより、逆拡散を、その複
素逆拡散系列の複素共役値を用いて処理することができ
る。しかし、単に複素乗算を行って逆拡散する場合は、
乗算器を必要とすることになるから、回路規模が大きく
なる。或いは演算処理量が増加する問題がある。本発明
は、逆拡散部の回路規模の縮小又は演算量の削減を図る
ことを目的とする。
に於いてＱＰＳＫ変調方式を適用した場合、送信側の拡
散ＱＰＳＫ変調部は、例えば、図６に示す構成により実
現することができる。この場合、排他的オア回路７１〜
７４による（Ｄｉ＋ｊＤｑ）・（Ｃｉ＋ｊＣｑ）の複素
拡散系列の乗算と見做すことにより、逆拡散を、その複
素逆拡散系列の複素共役値を用いて処理することができ
る。しかし、単に複素乗算を行って逆拡散する場合は、
乗算器を必要とすることになるから、回路規模が大きく
なる。或いは演算処理量が増加する問題がある。本発明
は、逆拡散部の回路規模の縮小又は演算量の削減を図る
ことを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明のＣＤＭＡ受信装
置は、（１）ＱＰＳＫ拡散変調による直接拡散ＣＤＭＡ
信号を受信して直交復調し、逆拡散部により逆拡散復調
するＣＤＭＡ受信装置に於いて、逆拡散部１０は、受信
信号を直交復調した復調同相信号と復調直交信号とそれ
らを符号反転した反転同相信号と反転直交信号とを、同
相用と直交用との逆拡散コードに従って同相信号及び直
交信号として選択出力するセレクタ部１３を有するもの
である。この場合、復調同相信号と復調直交信号と反転
同相信号と反転直交信号とを逆拡散コードによって選択
出力し、逆拡散復調出力信号とするものである。
置は、（１）ＱＰＳＫ拡散変調による直接拡散ＣＤＭＡ
信号を受信して直交復調し、逆拡散部により逆拡散復調
するＣＤＭＡ受信装置に於いて、逆拡散部１０は、受信
信号を直交復調した復調同相信号と復調直交信号とそれ
らを符号反転した反転同相信号と反転直交信号とを、同
相用と直交用との逆拡散コードに従って同相信号及び直
交信号として選択出力するセレクタ部１３を有するもの
である。この場合、復調同相信号と復調直交信号と反転
同相信号と反転直交信号とを逆拡散コードによって選択
出力し、逆拡散復調出力信号とするものである。
【００１１】又（２）逆拡散部は、復調同相信号及び復
調直交信号をそれぞれチップ周期でシフトする同相シフ
トレジスタ及び直交シフトレジスタと、同相シフトレジ
スタ及び直交シフトレジスタの各段対応に、各段の出力
信号とそれらを符号反転した信号とを入力して、同相用
と直交用との逆拡散コードに従って選択同相信号と選択
直交信号として選択出力するセレクタ手段と、選択同相
信号を加算して同相信号として出力する同相加算手段
と、選択直交信号を加算して直交信号として出力する直
交加算手段とを備えることができる。即ち、マッチト・
フィルタ型の構成を適用して逆拡散部を構成することが
できる。
調直交信号をそれぞれチップ周期でシフトする同相シフ
トレジスタ及び直交シフトレジスタと、同相シフトレジ
スタ及び直交シフトレジスタの各段対応に、各段の出力
信号とそれらを符号反転した信号とを入力して、同相用
と直交用との逆拡散コードに従って選択同相信号と選択
直交信号として選択出力するセレクタ手段と、選択同相
信号を加算して同相信号として出力する同相加算手段
と、選択直交信号を加算して直交信号として出力する直
交加算手段とを備えることができる。即ち、マッチト・
フィルタ型の構成を適用して逆拡散部を構成することが
できる。
【００１２】又（３）逆拡散部は、復調同相信号及び復
調直交信号とそれらを符号反転した反転同相信号及び反
転直交信号とを入力し、同相用と直交用との逆拡散コー
ドに従って選択同相信号と選択直交信号として選択出力
するセレクタ手段と、このセレクタ手段からの選択同相
信号及び選択直交信号をそれぞれ１ビット期間加算して
同相信号及び直交信号として出力する加算手段とを備え
ることができる。即ち、スライディング相関器型の構成
を適用することができる。
調直交信号とそれらを符号反転した反転同相信号及び反
転直交信号とを入力し、同相用と直交用との逆拡散コー
ドに従って選択同相信号と選択直交信号として選択出力
するセレクタ手段と、このセレクタ手段からの選択同相
信号及び選択直交信号をそれぞれ１ビット期間加算して
同相信号及び直交信号として出力する加算手段とを備え
ることができる。即ち、スライディング相関器型の構成
を適用することができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１は本発明の実施の形態のＣＤ
ＭＡ受信装置の概要説明図であり、１はアンテナ、２は
高周波増幅器、３はバンドパス・フィルタ、４，５は復
調器、６は搬送波発生部、７はπ／２の移相器（π／
２）、８，９はＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）、１０は逆拡散
部、１１はフェージング補償部、１２は判定出力部、１
３はセレクタ部を示す。
ＭＡ受信装置の概要説明図であり、１はアンテナ、２は
高周波増幅器、３はバンドパス・フィルタ、４，５は復
調器、６は搬送波発生部、７はπ／２の移相器（π／
２）、８，９はＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）、１０は逆拡散
部、１１はフェージング補償部、１２は判定出力部、１
３はセレクタ部を示す。
【００１４】アンテナ１からＡＤ変換器８，９までの構
成及び作用は、図５に示す従来の構成と同様であり、重
複した説明は省略する。又逆拡散部１０は、セレクタ部
１３を含む構成を有し、ＡＤ変換器８，９によりディジ
タル信号に変換された復調同相信号と復調直交信号とそ
れらをそれぞれ符号反転した反転同相信号と反転直交信
号とを、逆拡散コードによって選択出力する。
成及び作用は、図５に示す従来の構成と同様であり、重
複した説明は省略する。又逆拡散部１０は、セレクタ部
１３を含む構成を有し、ＡＤ変換器８，９によりディジ
タル信号に変換された復調同相信号と復調直交信号とそ
れらをそれぞれ符号反転した反転同相信号と反転直交信
号とを、逆拡散コードによって選択出力する。
【００１５】送信側に於ける拡散処理は、複素情報シン
ボルＤｉ＋ｊＤｑと複素拡散コードＣｉ＋ｊＣｑとを乗
算することに相当し、複素拡散コードＣｉ＋ｊＣｑは、
１＋ｊ，１−ｊ，−１＋ｊ，−１−ｊの何れかとなるか
ら、複素情報シンボルＤｉ＋ｊＤｑに対して、それぞれ
π／４，−π／４，３π／４，−３π／４の何れかの位
相回転を与えることに相当する。従って、逆拡散処理に
於いては、複素拡散コードＣｉ＋ｊＣｑが、１＋ｊ，１
−ｊ，−１＋ｊ，−１−ｊの時に対応して、−π／４，
π／４，−３π／４，３π／４の位相回転処理によっ
て、元の位相に戻すことができる。即ち、逆拡散処理を
行うことができる。
ボルＤｉ＋ｊＤｑと複素拡散コードＣｉ＋ｊＣｑとを乗
算することに相当し、複素拡散コードＣｉ＋ｊＣｑは、
１＋ｊ，１−ｊ，−１＋ｊ，−１−ｊの何れかとなるか
ら、複素情報シンボルＤｉ＋ｊＤｑに対して、それぞれ
π／４，−π／４，３π／４，−３π／４の何れかの位
相回転を与えることに相当する。従って、逆拡散処理に
於いては、複素拡散コードＣｉ＋ｊＣｑが、１＋ｊ，１
−ｊ，−１＋ｊ，−１−ｊの時に対応して、−π／４，
π／４，−３π／４，３π／４の位相回転処理によっ
て、元の位相に戻すことができる。即ち、逆拡散処理を
行うことができる。
【００１６】この場合、−π／４，π／４，−３π／
４，３π／４の位相に、π／４を足すと、０，π／２，
−π／２，πの位相となるから、逆拡散コードに対応し
た位相回転処理が容易となる。この場合、逆拡散出力信
号は、本来の逆拡散出力信号に対してπ／４回転したも
のとなる。しかし、ＣＤＭＡ受信装置には、フェージン
グ補償部１１が設けられており、伝搬路のフェージング
による位相回転を補償するものであるから、このフェー
ジング補償部１１の機能を利用して、前述のπ／４回転
した信号に対して元の位相関係に戻すことは容易であ
る。
４，３π／４の位相に、π／４を足すと、０，π／２，
−π／２，πの位相となるから、逆拡散コードに対応し
た位相回転処理が容易となる。この場合、逆拡散出力信
号は、本来の逆拡散出力信号に対してπ／４回転したも
のとなる。しかし、ＣＤＭＡ受信装置には、フェージン
グ補償部１１が設けられており、伝搬路のフェージング
による位相回転を補償するものであるから、このフェー
ジング補償部１１の機能を利用して、前述のπ／４回転
した信号に対して元の位相関係に戻すことは容易であ
る。
【００１７】又或るベクトルｘ＋ｊｙに、０，π／２，
−π／２，πの位相回転を与えると、０→（ｘ＋ｊ
ｙ），π／２→（−ｙ＋ｊｘ），−π／２→（ｙ−ｊ
ｘ），π→（−ｘ−ｊｙ）となる。即ち、元のベクトル
ｘ＋ｊｙの同相成分と直交成分との交換，符号反転の処
理により逆拡散処理を行うことができる。従って、符号
反転手段とセレクタ手段とを用いて逆拡散部１０を構成
することができる。なお、位相回転の角度は、π／４に
限定されるものではなく、ｎを任意の整数とした時に、
±（２ｎ−１）×（π／４）を足す構成を適用すること
もできる。
−π／２，πの位相回転を与えると、０→（ｘ＋ｊ
ｙ），π／２→（−ｙ＋ｊｘ），−π／２→（ｙ−ｊ
ｘ），π→（−ｘ−ｊｙ）となる。即ち、元のベクトル
ｘ＋ｊｙの同相成分と直交成分との交換，符号反転の処
理により逆拡散処理を行うことができる。従って、符号
反転手段とセレクタ手段とを用いて逆拡散部１０を構成
することができる。なお、位相回転の角度は、π／４に
限定されるものではなく、ｎを任意の整数とした時に、
±（２ｎ−１）×（π／４）を足す構成を適用すること
もできる。
【００１８】図２は本発明の実施の形態のマッチト・フ
ィルタ型逆拡散部の説明図であり、２１−１〜２１−
ｎ，２２−１〜２２−ｎは同相シフトレジスタ及び直交
シフトレジスタを構成する１チップの遅延時間を有する
遅延素子（Ｄ）、２３−０〜２３−ｎはセレクタ部、２
４，２５は同相及び直交加算部である。
ィルタ型逆拡散部の説明図であり、２１−１〜２１−
ｎ，２２−１〜２２−ｎは同相シフトレジスタ及び直交
シフトレジスタを構成する１チップの遅延時間を有する
遅延素子（Ｄ）、２３−０〜２３−ｎはセレクタ部、２
４，２５は同相及び直交加算部である。
【００１９】復調同相信号ｒｉは同相シフトレジスタに
入力され、復調直交信号ｒｑは直交シフトレジスタに入
力されて、それぞれチップ周期に従ってシフトされ、同
相シフトレジスタの各段の出力信号と、直交シフトレジ
スタの各段の出力信号とがそれぞれセレクタ部２３−０
〜２３−ｎに入力される。各セレクタ部２３−０〜２３
−ｎには、同相用と直交用との逆拡散コードＣｉ，Ｃｑ
とが入力され、逆拡散コードＣｉ，Ｃｑによる選択同相
信号ｄｉは同相加算部２４に入力されて加算され、同相
信号Ｄｉとなり、又選択直交信号ｄｑは直交加算部２５
に入力されて加算され、直交信号Ｄｑとなる。
入力され、復調直交信号ｒｑは直交シフトレジスタに入
力されて、それぞれチップ周期に従ってシフトされ、同
相シフトレジスタの各段の出力信号と、直交シフトレジ
スタの各段の出力信号とがそれぞれセレクタ部２３−０
〜２３−ｎに入力される。各セレクタ部２３−０〜２３
−ｎには、同相用と直交用との逆拡散コードＣｉ，Ｃｑ
とが入力され、逆拡散コードＣｉ，Ｃｑによる選択同相
信号ｄｉは同相加算部２４に入力されて加算され、同相
信号Ｄｉとなり、又選択直交信号ｄｑは直交加算部２５
に入力されて加算され、直交信号Ｄｑとなる。
【００２０】セレクタ部２３−０〜２３−ｎは、例え
ば、図３に示す構成を有するものである。同図に於い
て、３１は復調同相信号ｒｉを反転して反転同相信号−
ｒｉを出力するインバータ、３２は復調直交信号ｒｑを
反転して反転直交信号−ｒｑを出力するインバータ、３
３はセレクタである。このセレクタ３３には、復調同相
信号ｒｉと、反転同相信号−ｒｉと、復調直交信号ｒｑ
と、反転直交信号ｒｑとが入力され、同相用と直交用と
の逆拡散コードＣｉ，Ｃｑとによって、選択同相信号ｄ
ｉと選択直交信号ｄｑとが選択出力される。
ば、図３に示す構成を有するものである。同図に於い
て、３１は復調同相信号ｒｉを反転して反転同相信号−
ｒｉを出力するインバータ、３２は復調直交信号ｒｑを
反転して反転直交信号−ｒｑを出力するインバータ、３
３はセレクタである。このセレクタ３３には、復調同相
信号ｒｉと、反転同相信号−ｒｉと、復調直交信号ｒｑ
と、反転直交信号ｒｑとが入力され、同相用と直交用と
の逆拡散コードＣｉ，Ｃｑとによって、選択同相信号ｄ
ｉと選択直交信号ｄｑとが選択出力される。
【００２１】セレクタ３３の逆拡散コードＣｉ，Ｃｑに
よる選択出力論理は、例えば、下方に示すものとなる。
この場合、逆拡散コードがＣｉ＝１，Ｃｑ＝１の時、選
択出力は、ｄｉ＝ｒｉ，ｄｑ＝ｒｑとなり、位相回転０
の場合に相当する。又Ｃｉ＝−１，Ｃｑ＝１の時は、ｄ
ｉ＝−ｒｑ，ｄｑ＝ｒｉとなり、位相回転π／２の場合
に相当する。又Ｃｉ＝１，Ｃｑ＝−１の時は、ｄｉ＝ｒ
ｑ，ｄｑ＝−ｒｉとなり、位相回転−π／２の場合に相
当する。又Ｃｉ＝−１，Ｃｑ＝−１の時は、ｄｉ＝−ｒ
ｉ，ｄｑ＝−ｒｑとなり、位相回転πの場合に相当す
る。又このような選択出力論理のセレクタ３３は、比較
的簡単な論理ゲート回路によって容易に実現することが
できる。或いは、ディジタル・シグナル・プロセッサ
（ＤＳＰ）の判断処理等によって容易にその機能を実現
することができる。
よる選択出力論理は、例えば、下方に示すものとなる。
この場合、逆拡散コードがＣｉ＝１，Ｃｑ＝１の時、選
択出力は、ｄｉ＝ｒｉ，ｄｑ＝ｒｑとなり、位相回転０
の場合に相当する。又Ｃｉ＝−１，Ｃｑ＝１の時は、ｄ
ｉ＝−ｒｑ，ｄｑ＝ｒｉとなり、位相回転π／２の場合
に相当する。又Ｃｉ＝１，Ｃｑ＝−１の時は、ｄｉ＝ｒ
ｑ，ｄｑ＝−ｒｉとなり、位相回転−π／２の場合に相
当する。又Ｃｉ＝−１，Ｃｑ＝−１の時は、ｄｉ＝−ｒ
ｉ，ｄｑ＝−ｒｑとなり、位相回転πの場合に相当す
る。又このような選択出力論理のセレクタ３３は、比較
的簡単な論理ゲート回路によって容易に実現することが
できる。或いは、ディジタル・シグナル・プロセッサ
（ＤＳＰ）の判断処理等によって容易にその機能を実現
することができる。
【００２２】そして、図２に於ける各セレクタ部２３−
０〜２３−ｎから逆拡散コードＣｉ，Ｃｑにより選択出
力された選択同相信号ｄｉは同相加算部２４に入力され
て加算され、同相信号Ｄｉとなり、又選択直交信号ｄｑ
は直交加算部２５に入力されて加算され、直交信号Ｄｑ
となる。
０〜２３−ｎから逆拡散コードＣｉ，Ｃｑにより選択出
力された選択同相信号ｄｉは同相加算部２４に入力され
て加算され、同相信号Ｄｉとなり、又選択直交信号ｄｑ
は直交加算部２５に入力されて加算され、直交信号Ｄｑ
となる。
【００２３】従って、図１に於ける逆拡散部１０から同
相信号Ｄｉと直交信号Ｄｑとが出力され、フェージング
補償部１１に於いて伝搬路のフェージングによる位相回
転及び逆拡散部１０に於ける位相回転を補償し、判定出
力部１２に於いてレベル判定等により受信ビット列とし
て、図示を省略した後段の回路へ転送することができ
る。
相信号Ｄｉと直交信号Ｄｑとが出力され、フェージング
補償部１１に於いて伝搬路のフェージングによる位相回
転及び逆拡散部１０に於ける位相回転を補償し、判定出
力部１２に於いてレベル判定等により受信ビット列とし
て、図示を省略した後段の回路へ転送することができ
る。
【００２４】前述のように、逆拡散部１０は、シフトレ
ジスタとセレクタ部と加算部とにより構成することがで
き、従来例のような乗算器を必要としないものであるか
ら、構成が簡単となる。又逆拡散部１０の機能を、ディ
ジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）の演算処理機
能によって実現する場合、処理量が削減されるから、高
速処理及び低消費電力化を図ることができる。
ジスタとセレクタ部と加算部とにより構成することがで
き、従来例のような乗算器を必要としないものであるか
ら、構成が簡単となる。又逆拡散部１０の機能を、ディ
ジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）の演算処理機
能によって実現する場合、処理量が削減されるから、高
速処理及び低消費電力化を図ることができる。
【００２５】図４は本発明の実施の形態のスライディン
グ相関器型逆拡散部の説明図であり、４１，４２はイン
バータ、４３はセレクタ、４４，４５は加算器、４６，
４７は１チップの遅延時間を有する遅延素子（Ｄ）を示
す。インバータ４１，４２とセレクタ４３とは、図３に
示すインバータ３１，３２とセレクタ３３とに対応した
構成及び論理動作を行うものである。
グ相関器型逆拡散部の説明図であり、４１，４２はイン
バータ、４３はセレクタ、４４，４５は加算器、４６，
４７は１チップの遅延時間を有する遅延素子（Ｄ）を示
す。インバータ４１，４２とセレクタ４３とは、図３に
示すインバータ３１，３２とセレクタ３３とに対応した
構成及び論理動作を行うものである。
【００２６】そして、セレクタ３３からチップ周期に従
って出力される選択同相信号ｄｉは加算器４４に入力さ
れ、遅延素子４６を介して入力される１チップ前の加算
出力信号と加算され、１ビット期間後に、同相信号Ｄｉ
として出力される。又選択直交信号ｄｑは加算器４５に
入力され、遅延素子４７を介して入力される１チップ前
の加算出力信号と加算され、１ビット期間後に、同相信
号Ｄｑとして出力される。
って出力される選択同相信号ｄｉは加算器４４に入力さ
れ、遅延素子４６を介して入力される１チップ前の加算
出力信号と加算され、１ビット期間後に、同相信号Ｄｉ
として出力される。又選択直交信号ｄｑは加算器４５に
入力され、遅延素子４７を介して入力される１チップ前
の加算出力信号と加算され、１ビット期間後に、同相信
号Ｄｑとして出力される。
【００２７】このスライディング相関器型逆拡散部に於
いても、乗算器を含まないから、回路構成が簡単とな
り、又演算量としても加算処理だけであるから、少なく
て済む利点がある。又マッチト・フィルタ型逆拡散部に
比較して構成が簡単である。
いても、乗算器を含まないから、回路構成が簡単とな
り、又演算量としても加算処理だけであるから、少なく
て済む利点がある。又マッチト・フィルタ型逆拡散部に
比較して構成が簡単である。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、ＱＰＳ
Ｋ拡散変調による直接拡散ＣＤＭＡ信号を受信復調する
ＣＤＭＡ受信装置であって、逆拡散部１０は、復調器
４，５によって直交復調し、ＡＤ変換器８，９によりデ
ィジタル信号に変換した復調同相信号ｒｉと復調直交信
号ｒｑとそれらを符号反転した反転同相信号−ｒｉと反
転直交信号−ｒｑとを、同相用と直交用との逆拡散コー
ドＣｉ，Ｃｑに従ってセレクタ部１３から選択出力する
もので、乗算器を必要としないから、構成が簡単となる
利点があり、又ＤＳＰ等の演算機能を利用して実現する
場合の演算処理量を削減できる利点がある。
Ｋ拡散変調による直接拡散ＣＤＭＡ信号を受信復調する
ＣＤＭＡ受信装置であって、逆拡散部１０は、復調器
４，５によって直交復調し、ＡＤ変換器８，９によりデ
ィジタル信号に変換した復調同相信号ｒｉと復調直交信
号ｒｑとそれらを符号反転した反転同相信号−ｒｉと反
転直交信号−ｒｑとを、同相用と直交用との逆拡散コー
ドＣｉ，Ｃｑに従ってセレクタ部１３から選択出力する
もので、乗算器を必要としないから、構成が簡単となる
利点があり、又ＤＳＰ等の演算機能を利用して実現する
場合の演算処理量を削減できる利点がある。
【図１】本発明の実施の形態のＣＤＭＡ受信装置の説明
図である。
図である。
【図２】本発明の実施の形態のマッチト・フィルタ型逆
拡散部の説明図である。
拡散部の説明図である。
【図３】本発明の実施の形態のセレクタ部の説明図であ
る。
る。
【図４】本発明の実施の形態のスライディング相関器型
逆拡散部の説明図である。
逆拡散部の説明図である。
【図５】従来のＣＤＭＡ受信装置の説明図である。
【図６】拡散ＱＰＳＫ変調部の説明図である。
【図７】マッチト・フィルタの概要説明図である。
【図８】スライディング相関器の概要説明図である。
１ アンテナ ２ 高周波増幅器 ３ バンドパス・フィルタ ４，５ 復調器 ６ 搬送波発生部 ８，９ ＡＤ変換器 １０ 逆拡散部 １１ フェージング補償部 １２ 判定出力部 １３ セレクタ部
フロントページの続き (72)発明者 松山 幸二 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１ 番１号 富士通株式会社内 (56)参考文献 特開 平10−209917（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−153883（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 13/00 - 13/06 H04B 1/69 - 1/713
Claims (3)
- 【請求項１】 ＱＰＳＫ拡散変調による直接拡散ＣＤＭ
Ａ信号を受信して直交復調し、逆拡散部により逆拡散復
調するＣＤＭＡ受信装置に於いて、 前記逆拡散部は、受信信号を直交復調した復調同相信号
と復調直交信号とそれらを符号反転した反転同相信号と
反転直交信号とを、同相用と直交用との逆拡散コードに
従って同相信号及び直交信号として選択出力するセレク
タ部を有することを特徴とするＣＤＭＡ受信装置。 - 【請求項２】 前記逆拡散部は、前記復調同相信号及び
前記復調直交信号をそれぞれチップ周期でシフトする同
相シフトレジスタ及び直交シフトレジスタと、前記同相
シフトレジスタ及び直交シフトレジスタの各段対応に該
各段の出力信号とそれらを符号反転した信号とを入力し
て、同相用と直交用との逆拡散コードに従って選択同相
信号と選択直交信号として選択出力するセレクタ部と、
前記選択同相信号を加算して同相信号として出力する同
相加算部と、前記選択直交信号を加算して直交信号とし
て出力する直交加算部とを有することを特徴とする請求
項１記載のＣＤＭＡ受信装置。 - 【請求項３】 前記逆拡散部は、前記復調同相信号及び
前記復調直交信号とそれらを符号反転した反転同相信号
及び反転直交信号とを入力し、同相用と直交用との逆拡
散コードに従って選択同相信号と選択直交信号として選
択出力するセレクタ部と、該セレクタ部からの前記選択
同相信号及び前記選択直交信号をそれぞれ１ビット期間
加算して同相信号及び直交信号として出力する加算部と
を有することを特徴とする請求項１記載のＣＤＭＡ受信
装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29072997A JP3360205B2 (ja) | 1997-10-23 | 1997-10-23 | Ｃｄｍａ受信装置 |
| US09/084,830 US6359875B1 (en) | 1997-10-23 | 1998-05-26 | CDMA receiving apparatus |
| CN98114756A CN1107391C (zh) | 1997-10-23 | 1998-06-12 | 码分多址接收设备 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29072997A JP3360205B2 (ja) | 1997-10-23 | 1997-10-23 | Ｃｄｍａ受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11127089A JPH11127089A (ja) | 1999-05-11 |
| JP3360205B2 true JP3360205B2 (ja) | 2002-12-24 |
Family
ID=17759778
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29072997A Expired - Fee Related JP3360205B2 (ja) | 1997-10-23 | 1997-10-23 | Ｃｄｍａ受信装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6359875B1 (ja) |
| JP (1) | JP3360205B2 (ja) |
| CN (1) | CN1107391C (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| US6097131A (en) * | 1998-03-19 | 2000-08-01 | Sawtek Inc. | Optimal cut for SAW devices on langatate |
| DE19832851C1 (de) | 1998-07-21 | 2000-03-30 | Siemens Ag | Akquisitionsverfahren und Anordnung zur Durchführung des Verfahrens |
| US6618431B1 (en) * | 1998-12-31 | 2003-09-09 | Texas Instruments Incorporated | Processor-based method for the acquisition and despreading of spread-spectrum/CDMA signals |
| JP3362009B2 (ja) * | 1999-03-01 | 2003-01-07 | シャープ株式会社 | スペクトル拡散通信装置 |
| JP3796076B2 (ja) * | 1999-09-07 | 2006-07-12 | 松下電器産業株式会社 | Ｏｆｄｍ通信装置 |
| KR100322744B1 (ko) | 2000-01-11 | 2002-02-07 | 윤종용 | 코드분할다중접속 신호의 역확산 장치 및 방법 |
| AU2001231248A1 (en) * | 2000-01-28 | 2001-08-07 | Morphics Technology, Inc. | Apparatus and method for sub-chip offset correlation in spread-spectrum communication systems |
| KR20010092172A (ko) * | 2000-03-21 | 2001-10-24 | 추후제출 | 내장된 디지털 빔 스위칭 장치 |
| FR2812424A1 (fr) * | 2000-07-28 | 2002-02-01 | Everbee Wireless Ltd | Procede et systeme pour effectuer des transactions securisees de biens et de services au moyen d'un telephone mobile via un reseau de communication cellulaire |
| US7545849B1 (en) * | 2003-03-28 | 2009-06-09 | Google Inc. | Signal spectrum spreading and combining system and method |
| US8385470B2 (en) * | 2000-12-05 | 2013-02-26 | Google Inc. | Coding a signal with a shuffled-Hadamard function |
| US8374218B2 (en) | 2000-12-05 | 2013-02-12 | Google Inc. | Combining signals with a shuffled-hadamard function |
| GB2375849A (en) * | 2001-05-22 | 2002-11-27 | Ubinetics Ltd | A method of rotating a digital two dimensional vector using a cyclic shift register |
| US7016398B2 (en) * | 2001-06-15 | 2006-03-21 | Freescale Semiconductor, Inc. | Multicode receiver |
| WO2003103201A1 (fr) * | 2002-05-31 | 2003-12-11 | Linkair Communications,Inc. | Procede et appareil permettant de recevoir un signal d'un systeme a acces multiple par code de repartition a plusieurs entrees/plusieurs sorties (amcr mimo) |
| US20040003017A1 (en) * | 2002-06-26 | 2004-01-01 | Amit Dagan | Method for performing complex number multiplication and fast fourier |
| KR100584329B1 (ko) * | 2003-09-09 | 2006-05-26 | 삼성전자주식회사 | 비동기 광대역 코드분할 다중접속 통신 시스템에서 프레임기준신호의 위상 회전에 따른 왜곡 보상 장치 및 방법 |
| EP1847029B1 (en) | 2005-01-31 | 2014-03-12 | ST-Ericsson SA | Method and apparatus for despreading data in a wireless communication system |
| US7903768B2 (en) * | 2005-01-31 | 2011-03-08 | St-Ericsson Sa | Method and apparatus for implementing matched filters in a wireless communication system |
| US7864832B2 (en) * | 2005-05-06 | 2011-01-04 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Multi-code correlation architecture for use in software-defined radio systems |
| CN1968029A (zh) * | 2005-11-16 | 2007-05-23 | 弥亚微电子（上海）有限公司 | 一种采用特殊扩频序列的扩频调制解调方法及装置 |
| JP4574567B2 (ja) * | 2006-02-27 | 2010-11-04 | 富士通株式会社 | 逆拡散及び同相・直交成分多重処理装置及び方法 |
| US8699544B2 (en) | 2008-05-02 | 2014-04-15 | Futurewei Technologies, Inc. | System and method for wireless communications |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5691974A (en) * | 1995-01-04 | 1997-11-25 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for using full spectrum transmitted power in a spread spectrum communication system for tracking individual recipient phase, time and energy |
| KR0173101B1 (ko) * | 1996-08-14 | 1999-03-30 | 양승택 | 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 통신용 월쉬-4상 위상변조 칩 변조 장치 |
| US5982807A (en) * | 1997-03-17 | 1999-11-09 | Harris Corporation | High data rate spread spectrum transceiver and associated methods |
| JP3373755B2 (ja) * | 1997-04-09 | 2003-02-04 | 株式会社鷹山 | 複素型逆拡散処理装置 |
-
1997
- 1997-10-23 JP JP29072997A patent/JP3360205B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-05-26 US US09/084,830 patent/US6359875B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-06-12 CN CN98114756A patent/CN1107391C/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6359875B1 (en) | 2002-03-19 |
| JPH11127089A (ja) | 1999-05-11 |
| CN1215949A (zh) | 1999-05-05 |
| CN1107391C (zh) | 2003-04-30 |
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