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JP3314256B2 - 電気車の電力変換装置 - Google Patents

電気車の電力変換装置

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JP3314256B2
JP3314256B2 JP16769694A JP16769694A JP3314256B2 JP 3314256 B2 JP3314256 B2 JP 3314256B2 JP 16769694 A JP16769694 A JP 16769694A JP 16769694 A JP16769694 A JP 16769694A JP 3314256 B2 JP3314256 B2 JP 3314256B2
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秀治 斉藤
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Hitachi Mito Engineering Co Ltd
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Hitachi Ltd
Hitachi Mito Engineering Co Ltd
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＰＷＭコンバータ，イ
ンバータを用いた交流電気車の電力変換装置に係り、特
に、これら電力変換装置の冷却に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、２台の単相コンバータによって交
流を直流に変換し、この直流を３相交流に変換し誘導電
動機を駆動するインバータを有する交流電気車用電力変
換器は、コンバータの２相で１ユニットが、インバータ
の２相分で１ユニットが、インバータの残りの１相と過
電圧保護回路との組み合わせで１ユニットが構成され、
これにより、これら各ユニットは同じ構造のユニットと
して共用化し標準化を図ることが特開平4−71303号公報
に記載されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】さて、上記電力変換装
置は何れもスイッチング素子により構成されており、こ
れら素子には冷却が必要である。上記従来技術は、ユニ
ットの共用化については触れられているが、冷却器の小
型化についてはなんら配慮がなされていない。
【０００４】本発明の目的は、ユニットの共用化を図り
つつ、冷却器の小型化を図り、ひいては電気車の電力変
換装置自体を小形化することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、複数の自己消弧形素子を直列接続した構成を１相分
に有し、交流を直流に変換するＰＷＭコンバータと、複
数の自己消弧形素子を直列接続した構成を１相分に有
し、ＰＷＭコンバータの出力を入力し、可変周波交流に
変換し、電気車を駆動する電動機に交流を供給するＰＷ
Ｍインバータとを備え、ＰＷＭコンバータとＰＷＭイン
バータを動作させ、電気車を停止状態から最高速度まで
走らせたとき、ＰＷＭコンバータの損失は変換電力が最
大となる高速域で最大となり、ＰＷＭインバータの損失
は前記変換電力が最大となる高速域よりも低い速度域で
最大となる電気車の電力変換装置であって、少なくとも
ＰＷＭコンバータの１相分と少なくともＰＷＭインバー
タの１相分を同一の冷却器上に配置する。
【０００６】
【作用】ＰＷＭ（パルス幅変調）コンバータ，インバー
タを動作させて電気車を停止状態から最高速度まで走ら
せたとき、通常ＰＷＭコンバータは変換電力が最大とな
る高速域で損失が最大となり、ＰＷＭインバータは自己
消弧形素子のスイッチング周波数の高い低速域で損失が
最大となるというように両者が最大損失となる速度は異
なる。したがって例えばＰＷＭコンバータ，ＰＷＭイン
バータの１相ずつを一つの冷却器上に構成した場合、冷
却器の容量としては、ＰＷＭコンバータ１相分の損失と
ＰＷＭインバータ１相分の損失の和の最大値とすればよ
く、このときの容量はＰＷＭコンバータ１相分の損失の
最大値とＰＷＭインバータ１相分の損失の最大値の和よ
り小さくできる。その結果、ＰＷＭコンバータとＰＷＭ
インバータで電力変換器を共用としたり、ＰＷＭコンバ
ータ，ＰＷＭインバータごとに冷却器の容量を設計した
りする場合に比べ、容量を小さくできる。
【０００７】
【実施例】交流架線から給電される交流を電源とし、誘
導電動機を駆動する交流電気車の電力変換器としては、
例えば図９に示すＰＷＭコンバータ，インバータ電気車
がある。１はパンタグラフ（交流電源）、２は変圧器、
３はＰＷＭコンバータ、４はＰＷＭインバータ、５は誘
導電動機、６は直流回路のコンデンサである。７は電力
変換器の１相分を示し、一例としてＧＴＯ（ゲートター
ンオフサイリスタ）やＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポー
ラトランジスタ）など自己消弧形スイッチング素子とそ
れに逆並列に接続したダイオードを２直列接続したもの
をコンデンサ６の両端に接続し、その中点を出力点とし
てＰＷＭコンバータでは交流電源側に、ＰＷＭインバー
タでは誘導電動機側に接続したものである。ＰＷＭコン
バータ７ａ〜７ｄの４相と、ＰＷＭインバータ７ｅ〜７
ｇの３相は同じ回路構成となっている。電気車の力行時
にはＰＷＭコンバータ３で、単相の交流を直流に変換
し、ＰＷＭインバータ４で直流を可変電圧可変周波数の
３相交流に変換し誘導電動機５を駆動する。また回生時
には誘導電動機５を電源とし、ＰＷＭインバータ４で３
相交流を直流に変換し、ＰＷＭコンバータ３で直流を単
相交流に変換し、電力を交流電源側に回生する。８は抵
抗器及びサイリスタから成る過電圧保護回路で、直流回
路のコンデンサ６が過電圧になったときにサイリスタを
ターンオンしてコンデンサの電荷を抵抗器を通して放電
するためのものである。
【０００８】これら電力変換装置は、上記の如くスイッ
チング素子により構成されているため、これら素子を冷
却するための冷却器が必要である。この冷却器の容量
は、電気車を停止状態から最高速度まで走らせたときの
半導体損失，スナバ損失を計算し、その最大値の損失を
処理できる容量と決定する。冷却能力は、基本的にはフ
ィンの放熱面積で決まるので、損失が大きいほど、冷却
器の大きさ(重量，容積)も大きくなる。
【０００９】さて、これらコンバータ，インバータ毎に
冷却やユニットを構成すると、個々に独立して製造しな
ければならないという問題がある。そこで、コンバータ
もインバータも素子の配列が同じであることに着目して
ユニット化を図る。しかしながら、ＰＷＭコンバータ３
は、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの単相交流とコンデンサ６
からなる直流回路の間の変換を行うのに対し、ＰＷＭイ
ンバータ４は、直流回路と誘導電動機５を駆動するため
の可変周波数可変電圧の３相交流の間の変換を行うもの
で両者の動作は異なる。したがって、電力変換器１相分
に発生する損失も異なり、ＰＷＭコンバータとＰＷＭイ
ンバータで冷却器の構成を同じにするとどちらか最大損
失の大きい方に合わせて冷却器の大きさを設計する必要
があり、最大損失の小さい変換器にとっては、オーバー
スペックとなり、その分装置が大形化してしまう。
【００１０】また、電力変換器の１相分の半導体素子に
は、そのサージ電圧を吸収するためのスナバ回路が接続
されている（図９には図示せず）。スナバ回路のついた
１相分の回路構成の例を図１０に示す。１１はＧＴＯな
ど自己消弧形素子、１２は逆並列ダイオード、１３はス
ナバダイオード、１４はスナバコンデンサ、１５はスナ
バ抵抗器である。図９に示した１相分の回路には、自己
消弧形素子１１がスイッチングすることによって、電流
が流れ、１１，１２，１３に半導体損失、１５にスナバ
損失が発生する。これらの損失は熱となり、電力変換器
の温度を上昇させるが、この温度上昇をある値以下に抑
えるためには、冷却器により熱を電力変換器の外に発散
させる必要がある。冷却器としては、例えば半導体素子
に冷却板を接触させてフィンで熱を発散させて冷すとい
ったものがある。しかし、スナバ回路の損失も、コンバ
ータとインバータとでは異なり上記同様損失の大きな方
に冷却器の冷却能力をあわせるとオーバースペックとな
ってしまう。
【００１１】この点を解決する一実施例を図１に基づい
て説明する。図１は、図９に示した電気車用コンバータ
・インバータの主回路を、機能にとらわれずに主回路の
同一性を保ったまま変形した図である。図１で１はパン
タグラフ（交流電源）、２は変圧器、５は誘導電動機、
６は直流回路のコンデンサ、７は電力変換器の１相分、
８は過電圧保護回路、９，１０は主回路ユニットを示
す。電力変換器の１相分７ａ〜７ｄがＰＷＭコンバー
タ、７ｅ〜７ｇがＰＷＭインバータを構成している。図
１ではＰＷＭコンバータは７ａ〜７ｄの４相、ＰＷＭイ
ンバータは７ｅ〜７ｇの３相あるので、ＰＷＭコンバー
タ４相のうち３相（どれでもよいが図１では、７ａ〜７
ｃの３相）をＰＷＭインバータ７ｅ〜７ｇと組み合わせ
て主回路ユニット９ａ〜９ｃとし、余ったＰＷＭコンバ
ータの１相７ｄは過電圧保護回路８と組み合わせて主回
路ユニット１０としている。
【００１２】ＧＴＯを用いたＰＷＭコンバータ，インバ
ータ電気車の半導体損失及びスナバ損失について電気車
の停止状態から最高速度まで走行させたときの損失の変
化を計算した一例をそれぞれ図２，図３に示す。
【００１３】図２は、電気車の速度と電力変換器１相分
の半導体損失の関係を示したものである。３本の線のう
ち実線はＰＷＭインバータ、破線はＰＷＭコンバータ、
太線はＰＷＭコンバータ１相分とＰＷＭコンバータ１相
分の損失の和を示している。図２でＡ点より低速域でＰ
ＷＭインバータの損失が不連続に変化しているのは、Ｐ
ＷＭインバータでは、速度が上がるにつれてインバータ
周波数を上昇させるが、その時自己消弧形素子のスイッ
チング周波数もインバータ周波数の整数倍に同期させて
増やして行く。しかしＧＴＯなどでは、スイッチング周
波数に限度があるため、あるスイッチング周波数以上に
なると周波数を切り替えて下げているためである。また
Ａ点を超えるとＰＷＭインバータの出力電圧は一定値と
なり、スイッチング周波数がインバータ周波数と等しい
１パルスモードとなる。ＰＷＭコンバータの損失の最大
値は、Ａ点で５.５ｋＷ 、一方ＰＷＭインバータの損失
の最大値はＢ点で３.２ｋＷ 、また両者の合計の最大値
はＣ点で７.６ｋＷ となる。
【００１４】これよりＰＷＭコンバータとインバータの
どちらにも共用化できる設計を行った場合、ＰＷＭコン
バータの最大値の５.５ｋＷ で冷却器を設計することに
なり２相分で１１ｋＷの容量になる。それがＰＷＭコン
バータとインバータを１相ずつ一つの冷却器上に構成す
ると、冷却器の容量は、７.６ｋＷ となり、１１ｋＷに
比べて６９％で済むことになる。同様に図３は電気車の
速度と電力変換器１相分のスナバ損失の関係を示したも
のである。３本の線のうち実線はＰＷＭインバータ、破
線はＰＷＭコンバータ、太線はＰＷＭコンバータ１相分
とＰＷＭコンバータ１相分の損失の和を示している。Ｐ
ＷＭコンバータの損失の最大値は、Ａ点１６ｋＷ、一方
ＰＷＭインバータの損失の最大値はＤ点で１３ｋＷ、ま
た両者の合計の最大値はＤ点で２５.５ｋＷ となる。こ
れよりＰＷＭコンバータとインバータのどちらにも共用
化できる設計を行った場合、ＰＷＭコンバータの最大値
の１６ｋＷで冷却器を設計することになり２相分で３２
ｋＷの容量になる。それがＰＷＭコンバータとインバー
タを１相ずつ一つの冷却器上に構成すると、冷却器の容
量は、２５.５ｋＷ となり、３２ｋＷに比べて８０％で
済むことになる。したがって冷却器の容量を小さくでき
装置を小形化できる。また、ＰＷＭコンバータの１相だ
け余ってしまうが、図１の主回路ユニット１０に示した
ように過電圧保護回路などＰＷＭコンバータ，インバー
タ以外に必要な回路と一緒にすることにより無駄を省く
ことができる。
【００１５】本発明の他の実施例を図４に示す。図１と
の違いは、電力変換器の１相分７にＩＧＢＴ３レベルコ
ンバータ，インバータを用いている点である。このため
直流の中性点をつくるため直流回路のコンデンサを６
ａ，６ｂに分割している。３レベルコンバータ，インバ
ータの１相分は、自己消弧形素子とそれに逆並列接続し
たダイオードからなる半導体素子を４つ直列接続し、そ
の両端を直流回路のコンデンサ６ａ，６ｂの両端に接続
し、１番目と２番目の半導体素子の接続点と３番目と４
番目の半導体素子の接続点を２つのダイオードを介して
接続し、その２つのダイオードの接続点を直流回路の中
点に接続したものである。図４には図示していないが図
１と同様半導体素子には、スナバ回路が接続される。
【００１６】このため、図１に示した電力変換装置より
主回路構成が複雑となり、コンバータ・インバータの共
用化は必要である。そこで、主回路ユニット９，１０
は、４相を一つの冷却器上に構成する構造となってお
り、主回路ユニット９にＰＷＭコンバータの２相７ａ，
７ｂ及びＰＷＭインバータの２相７ｅ，７ｆを配置し、
主回路ユニット１０にＰＷＭコンバータの２相７ｃ，７
ｄ及びＰＷＭインバータの１相７ｇ、そして過電圧保護
回路８を配置している。この場合も図１と同様にインバ
ータとコンバータを別々の冷却器上に構成する場合に比
べ、必要な冷却器容量を小さくすることができる。
【００１７】図５にＩＧＢＴ３レベルコンバータ，イン
バータを例にして２相を一体とした主回路ユニットの構
成を示す。図５において１６はＩＧＢＴ（モジュール
型）と逆並列ダイオードからなる半導体素子、１７がダ
イオード、１８，１９がこれらの半導体素子，ダイオー
ドを冷却する冷却器である。１８は冷却板で半導体素子
１６，ダイオード１７を接触させて発生した熱をフィン
１９に伝える。フィン１９には例えば風を図の矢印の向
きに流したりして熱を放散させる。もちろんフィンの向
きを変えて縦方向から風を流しても構わない。１６ａ〜
１６ｄ，１７ａ，１７ｂ及び１６ｅ〜１６ｈ，１７ｃ，
１７ｄからなる回路がＩＧＢＴ３レベルコンバータ，イ
ンバータの１相分を構成しており、２相分の回路が同じ
冷却器上に配置されている。このとき一方をコンバー
タ，他方をインバータとして用いる。こうすることによ
り前述したように、共用化・標準化を図りながら、必要
な冷却能力を小さくすることができ、その分冷却器のフ
ィン１９の大きさを小さくでき、電力変換装置を小形化
できる。
【００１８】また図４に示したように４相分を一つの冷
却器に配置する場合には、図６に示すようにフィン１９
の両側に２つの冷却板１８ａ，１８ｂを取付け、両面に
２相ずつ配置すればよい。この斜視図を図７に示す。１
６はＩＧＢＴと逆並列ダイオードからなる半導体素子、
１７がダイオード、１８，１９がこれらの半導体素子，
ダイオードを冷却する冷却器である。１８は冷却板で半
導体素子１６、ダイオード１７を接触させて発生した熱
をフィン１９に伝える。フィン１９には例えば風を図の
矢印の向きに流すことにより熱を放散させる。もちろん
フィンの向きを変えて縦方向から風を流しても構わな
い。１６ａ〜１６ｄ，１７ａ，１７ｂ及び１６ｅ〜１６
ｈ，１７ｃ，１７ｄからなる回路がＩＧＢＴ３レベルコ
ンバータ及びインバータの１相分を構成しており、２相
分の回路が同じ冷却板１８ａ上に配置されている。同様
に冷却板１８ｂ上にも半導体素子１６，ダイオード１７
からなる２相分の回路が配置されており、一つの主回路
ユニットに対し４相分の電力変換器が構成されている。
【００１９】図７に示す４相分の電力変換器を一つの冷
却器上に配置した４相一体主回路ユニットは、例えば２
相分の電力変換器を一つの冷却器上に配置した２相一体
主回路ユニット２台分に比べ、冷却器や主回路ユニット
収納箱への取付部の共用化などにより小形化が可能であ
る。また主回路ユニットを、それを収納する箱内に取付
ける場合を考えると、２相一体主回路ユニットを、箱内
に２台収納する場合に比べ、４相一体主回路ユニット
を、箱内に１台収納する場合のほうが取付け作業が簡略
となるため、省力化，作業時間の短縮化が図られ、製造
コストの低減が図られる。また図７に示すように、冷却
器１８，１９の両側に電力変換器を２相分ずつ配置する
場合、冷却器１８，１９に対し対称に配置することによ
り、部品の共用化が図られる。またこのとき冷却器の一
方の側に損失の大きい回路と小さい回路とを配置し、他
方の側に、損失の大きい回路と冷却器をはさんで対称の
位置に損失の小さい回路を、損失の小さい回路と冷却器
をはさんで対称の位置に損失の大きい回路を配置するこ
とにより、冷却性能のバランスがとれ、冷却器の冷却能
力向上が図られる。
【００２０】図８にＩＧＢＴ３レベル制御の場合を例に
して電力変換器３相分および過電圧保護回路を一体とし
た主回路ユニットの構成を示す。電力変換器３相分は図
７に示す半導体素子１６，ダイオード１７からなる回路
と同一であり、残り１相分は半導体素子２０ａ，２０ｄ
および抵抗器２０ｂ，２０ｃからなる過電圧保護回路で
ある。図８では抵抗器２０は冷却板１８上に配置されて
いるが、主回路ユニット外に配置し、そこから結線して
もかまわない。冷却板１８ａには電力変換器１相分（例
えばインバータ）と過電圧保護回路が配置され、冷却板
１８ｂには電力変換器２相分（コンバータ１相分とイン
バータ１相分）の回路が配置されている。図７に示す主
回路ユニットと図８に示す主回路ユニットとの違いは、
図７に示す主回路ユニットにおける４相分の電力変換器
のうち、１相分を過電圧保護回路に置き換えたことのみ
であり、他の３相分の電力変換器や冷却器等の構成は同
じであり、部品の共用化が図られる。
【００２１】なお、交流電気車の場合は、図７の主回路
ユニット内の電力変換器４相分のうちいずれか２相分を
コンバ−タとして用い、残り２相分をインバ−タとして
用い、図８の主回路ユニット内の電力変換器３相分のう
ち２相分をコンバ−タとして用い、残り１相分をインバ
−タとして用いることによって、冷却器を小型化し、か
つ、装置の共用化が図られる。
【００２２】また、冷却板１８ａ側にコンバータ２相，
冷却器１８ｂ側にインバータ２相とすることもできる
し、片側にコンバータ，インバータ１相ずつとしても、
両面の冷却は同一冷却であるので上記同様の効果があ
る。
【００２３】スナバ損失についても２相分あるいは４相
分のスナバ抵抗器を例えばフィンに流した風の風下側に
置いて半導体といっしょに冷却することでコンバータと
インバータのスナバ損失の和で冷却でき、その分冷却能
力を小さくできる。
【００２４】
【発明の効果】このように本発明によれば電力変換装置
の共用化が図られると共に、ＰＷＭコンバータ，インバ
ータ電気車の電力変換器に必要な冷却器の容量を小さく
することができ、結果として、電気車用電力変換装置小
形化できるという効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す回路構成図。
【図２】電気車の速度と半導体損失の関係を示す図。
【図３】電気車の速度とスナバ損失の関係を示す図。
【図４】本発明の他の一実施例を示す回路構成図。
【図５】コンバータ，インバータの２相を一体とした主
回路ユニットの構成の一例を示す図。
【図６】コンバータ，インバータの４相を一体とした主
回路ユニットの構成の一例を示す図。
【図７】４相を一体とした主回路ユニットの斜視図。
【図８】４相を一体とした主回路ユニットの斜視図。
【図９】ＰＷＭコンバータ・インバータの主回路図。
【図１０】電力変換器の１相分のスナバ回路を含む回路
構成を示す図。
【符号の説明】
１…交流電源、２…変圧器、３…ＰＷＭコンバータ、４
…ＰＷＭインバータ、５…誘導電動機、６…直流回路の
コンデンサ、７…電力変換器の１相分、８…過電圧保護
回路、９，１０…主回路ユニット、１１…自己消弧形素
子、１２…逆並列ダイオード、１３…スナバダイオー
ド、１４…スナバコンデンサ、１５…スナバ抵抗器、１
６…半導体素子、１７…ダイオード、１８…冷却板、１
９…フィン。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 斉藤 秀治 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社 日立製作所 水戸工場内 (72)発明者 ▲高▼久 敏彦 茨城県勝田市堀口832番地の２ 日立シ ステムプラザ勝田 日立水戸エンジニア リング株式会社内 (72)発明者 高崎 利夫 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社 日立製作所 水戸工場内 (56)参考文献 特開 平６−165524（ＪＰ，Ａ) 国際公開92／22957（ＷＯ，Ａ１) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/04 B60L 15/00 H02M 7/219 H02M 7/48

Claims (2)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 複数の自己消弧形素子を直列接続した構
    成を１相分に有し、交流を直流に変換するＰＷＭコンバ
    ータと、複数の自己消弧形素子を直列接続した構成を１
    相分に有し、前記ＰＷＭコンバータの出力を入力し、可
    変周波交流に変換し、電気車を駆動する電動機に前記交
    流を供給するＰＷＭインバータとを備え、前記ＰＷＭコ
    ンバータと前記ＰＷＭインバータを動作させ、前記電気
    車を停止状態から最高速度まで走らせたとき、前記ＰＷ
    Ｍコンバータの損失は変換電力が最大となる高速域で最
    大となり、前記ＰＷＭインバータの損失は前記変換電力
    が最大となる高速域よりも低い速度域で最大となる電気
    車の電力変換装置であって、少なくとも前記ＰＷＭコン
    バータの１相分と少なくとも前記ＰＷＭインバータの１
    相分を同一の冷却器上に配置することを特徴とする電気
    車の電力変換装置。
  2. 【請求項２】 請求項１において、前記冷却器上の一面
    に前記ＰＷＭコンバータと前記ＰＷＭインバータとを配
    置し、前記冷却器上の他面に前記ＰＷＭコンバータと前
    記ＰＷＭインバータとを配置することを特徴とする電気
    車の電力変換装置。
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