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JP3224948B2 - 放電灯の点灯回路 - Google Patents

放電灯の点灯回路

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JP3224948B2
JP3224948B2 JP22742794A JP22742794A JP3224948B2 JP 3224948 B2 JP3224948 B2 JP 3224948B2 JP 22742794 A JP22742794 A JP 22742794A JP 22742794 A JP22742794 A JP 22742794A JP 3224948 B2 JP3224948 B2 JP 3224948B2
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Japan
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voltage
current
discharge lamp
inductor
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昌康 山下
悟市 小田
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Koito Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Koito Manufacturing Co Ltd
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、矩形波点灯方式による
放電灯の点灯回路において、矩形波の極性の切り換わり
時に発生する放電灯の再点弧電圧を補うためにピーク値
の高い共振電圧を発生させることによって、放電灯の点
灯開始直後等にランプの立ち消えが頻繁に起こらないよ
うに改善を図った新規な放電灯の点灯回路を提供しよう
とするものである。
【０００２】
【従来の技術】近時、白熱電球に代わる光源として小型
のメタルハライドランプが注目されており、車輌用メタ
ルハライドランプの点灯回路の構成としては、例えば、
電源に直流電源を用い、直流入力電圧を昇圧してから、
矩形波状の交流電圧に変換した後メタルハライドランプ
に印加するようにしたものが知られている。
【０００３】そして、ランプに供給されるの矩形波の極
性反転時に発生するランプの再点弧電圧を補償するため
にピーク値の高い共振電圧を発生させることによって、
ランプの立ち消えやチラツキ等を防止するようにした回
路が提案されている。
【０００４】図８はそのような回路ａの要部を示すもの
である。
【０００５】ｂは直流電源部であり、図示しないバッテ
リーによる供給電圧の昇圧及び／又は降圧出力を得るた
めに設けられている。
【０００６】ｃは直流電源部ｂの後段に設けられた直流
−交流変換部であり、直流電源部ｂの出力を受けてこれ
を矩形波交流電圧に変換するものであり、半導体スイッ
チ素子を用いたブリッジ型の構成とされている。
【０００７】ｄはインダクタであり、直流電源部ｂと直
流−交流変換部ｃと結ぶ接続ラインｅ、ｅ′の一方ｅ上
に配置されている。
【０００８】ｆはコンデンサであり、その一端がインダ
クタｄの直流−交流変換部ｃ側の端子に接続され、他端
が接続ラインｅ′に接続されている。
【０００９】ｇはメタルハライドランプであり、該メタ
ルハライドランプｇと直流−交流変換部ｃとを結ぶ給電
ラインｈ、ｈ′の一方ｈ上には、インダクタｉが設けら
れている。
【００１０】しかして、この回路ａでは、直流電源部ｂ
の出力が直流−交流変換部ｃによって矩形波電圧に変換
されてインダクタｉを介してメタルハライドランプｇに
供給されることになるが、インダクタｄとコンデンサｆ
との共振によって発生するピーク電圧を利用すること
で、点灯初期のみならず定常点灯時においてランプの再
点弧電圧を補償することができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記のよう
な回路構成では、ＬＣ共振後に共振の反動によって電圧
低下が生じた場合に、ランプ電流が一時的に低下してラ
ンプの立ち消えを惹き起こす危険性が高くなってしまう
という問題がある。
【００１２】図９はランプの点灯初期における要部の波
形を概略的に示す図であり、インダクタｄとコンデンサ
ｆとの間の電位（これを「Ｖａ」とする。）とインダク
タｉに流れる電流（これを「ＩＬ」とする。）との関係
を示している。尚、図中、「ｔ１」は矩形波のＶａの立
ち上り時点、「ｔ２」はＩＬの極性が反転する時点、
「ｔ３」はＶａがゼロ付近まで急激に低下した時点、
「ｔ４」はｔ３以後にＩＬが一時的に低下した時点をそ
れぞれ示している。
【００１３】図示するように、ＶａはＬＣ共振によって
一旦ピーク値を示した後、共振の反動によって急激にゼ
ロボルト近辺まで低下してしまうため、ランプに充分な
電圧供給がなされず、よってｔ２後にｔ３の時点に達す
るまで上昇した電流ＩＬがｔ４の時点で一時的に低下
し、この時にランプの立ち消えが発生し易くなってしま
う。
【００１４】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た課題を解決するために、平滑用コンデンサを含む直流
電源回路部とブリッジ型の直流−交流変換回路とを有
し、直流−交流変換回路の後段に第１のインダクタンス
要素を設けるとともにこれに直列に放電灯を接続して矩
形波点灯を行うように構成された放電灯の点灯回路にお
いて、直流電源回路部とその後段の直流−交流変換回路
との間に第２のインダクタンス要素を設けるとともに、
直流−交流変換回路の入力段に第２のインダクタンス要
素に対して直列にコンデンサを接続し、直流−交流変換
回路の入力電圧が直流電源回路部の出力電圧より小さく
なった時に、直流電源回路部から直流−交流変換回路へ
の電流供給の度合が第２のインダクタンス要素による電
流供給の度合に比して大きくなるように電流補償手段を
第２にインダクタンス要素に対して並列に設けたもので
ある。
【００１５】
【作用】本発明によれば、矩形波の極性反転時に第２の
インダクタンス要素と共振コンデンサとの結合によって
発生するピーク値の高い共振電圧により再点弧電圧を補
償し、共振後に直流−交流変換回路の入力電圧が直流電
源回路部の出力電圧より小さくなった時に、電流補償手
段によって、直流電源回路部から直流−交流変換回路へ
の電流供給の度合が第２のインダクタンス要素による電
流供給の度合に比して大きくなるように電流が補償され
るため、共振の反動によって共振コンデンサの端子電位
が急激に低下するのを防止し、ランプ電流が一時的に低
下しないように改善することができるので、ランプ立ち
消えの発生頻度を極めて少なくすることができる。
【００１６】
【実施例】以下に、本発明放電灯の点灯回路を図示した
実施例に従って詳細に説明する。尚、図示した実施例は
本発明を車輌用放電灯の点灯回路に適用した例を示すも
のである。
【００１７】図１は点灯回路１の全体的な構成を示す回
路ブロック図である。
【００１８】バッテリー２は直流電圧入力端子３、３′
間に接続されており、点灯スイッチ４が直流昇圧回路５
のプラス側入力端子と直流電圧入力端子３（バッテリー
２の正極に接続されている。）とを結ぶライン上に設け
られている。尚、直流昇圧回路５は、昇圧に限らず昇降
圧制御を行うことができるように構成されても良い。
【００１９】６は共振制御部であり、直流昇圧回路５の
後段に設けられ、矩形波の極性反転時における共振電圧
のピーク値を利用したランプの再点弧電圧についての補
償作用を有している。
【００２０】７は直流−交流変換回路であり、直流昇圧
回路５の直流出力電圧を矩形波状電圧に変換して出力す
るために設けられている。
【００２１】８はイグナイタ回路であり、メタルハライ
ドランプ９の起動時にトリガーパルスを発生させ、これ
を直流−交流変換回路７の交流出力に重畳して交流出力
端子１０、１０′に接続されたメタルハライドランプ９
に印加するようになっている。
【００２２】１１は直流昇圧回路５の出力電圧を制御す
るための制御回路であり、ランプの電圧−電流制御に係
るＶ−Ｉ制御部１２とＰＷＭ（パルス幅変調）制御部１
３とを有している。
【００２３】Ｖ−Ｉ制御部１２は、ランプ電圧及びラン
プ電流との関係を規定する制御曲線に基づいてメタルハ
ライドランプ９の点灯制御を行うように構成されてお
り、定常状態においてはある定電力曲線に直線近似を施
こして得られる負荷線を採用している。尚、ランプ電圧
や電流の検出はこれらを直接に検出することが可能であ
るが、本実施例ではこれらの相当信号を利用することに
よって間接的に検出信号を得ている。
【００２４】つまり、Ｖ−Ｉ制御部１２には、直流昇圧
回路５の出力端子間に設けられた分圧抵抗１４、１４′
によって検出される直流昇圧回路５の出力電圧に対応し
た電圧検出信号が入力されるとともに、直流昇圧回路５
と直流−交流変換回路７とを結ぶグランドライン上に設
けられた電流検出用抵抗１５によって、直流昇圧回路５
の出力電流に対応した電流検出信号が電圧変換された形
で入力される。
【００２５】そして、Ｖ−Ｉ制御部１２の出力する指令
信号はＰＷＭ制御部１３に送出され、ＰＷＭ制御部１３
によって生成される制御信号（これを「Ｓ１３」とす
る。）が直流昇圧回路５にフィードバックされる。
【００２６】図２は点灯回路１の要部の回路構成を詳細
に示すものである。
【００２７】図示するように、直流昇圧回路５はチョッ
パー式の直流−直流コンバータの構成とされており、プ
ラスラインＬ１に設けられたインダクタ１６と、その後
段においてプラスラインＬ１とグランドラインＬ２との
間に設けられ、かつ、ＰＷＭ制御部１３から送られてく
るパルスＳ１３によってスイッチング制御されるＮチャ
ンネルＦＥＴ１７と、プラスラインＬ１においてそのア
ノードがＦＥＴ１７のドレインに接続された整流用のダ
イオード１８と、該ダイオード１８のカソードとグラン
ドラインＬ２との間に設けられた平滑用コンデンサ１９
とから構成されている。
【００２８】つまり、直流昇圧回路５とＰＷＭ制御部１
３からの制御パルスＳ１３によってＦＥＴ１７がオン状
態となったときにインダクタ１６がエネルギーを蓄え、
ＦＥＴ１７がオフ状態になったときに蓄えられたエネル
ギーを放出し、これに相当する電圧を入力電圧に重畳し
て直流昇圧を行なうようになっている。
【００２９】共振制御部６はインダクタ２０とコンデン
サ２１を有しており、プラスラインＬ１上に設けられた
インダクタ２０の一端が直流昇圧回路５のダイオード１
８のカソードに接続され、その他端がコンデンサ２１を
介してグランドラインＬ２に接続されている。そして、
コンデンサ２１の端子電圧が直流−交流変換回路７に送
られる。尚、コンデンサ２１の静電容量は、直流昇圧回
路５の出力段のコンデンサ１９の静電容量に比べて小さ
な値に選定されている。また、ランプの始動時間を短縮
化するために、点灯初期にランプに大きな電流を流す場
合には、インダクタ２０にも大電流が流れ、ＬＣ共振に
よるピーク電圧が高くなり過ぎるという不都合が生じる
ので、このような場合にはインダクタ２０を飽和特性を
有するものとしたり、あるいはコンデンサ２１に対して
ツェナーダイオードを並列に接続し、共振ピーク電圧を
素子の耐圧レベル以下にカットする等の対策が必要とな
る。
【００３０】２２は抵抗、２３は抵抗２２に直列に接続
されたダイオードであり、これらはインダクタ２０に対
して並列に接続されている。つまり、抵抗２２はその一
端がインダクタ２０とコンデンサ１９との間に接続さ
れ、その他端がダイオード２３のアノードに接続されて
おり、該ダイオード２３のカソードがインダクタ２０と
コンデンサ２１との間に接続されている。
【００３１】直流−交流変換回路７は、４つのＦＥＴを
用いたブリッジ型駆動部７Ａと、これらのＦＥＴに対し
てスイッチング制御信号を送出する駆動制御部７Ｂとか
ら構成されている。
【００３２】ブリッジ型駆動部７Ａを構成する４つのＮ
チャンネルＦＥＴ２４（ｉ）（ｉ＝１、２、３、４）の
うち、ＦＥＴ２４（１）と２４（３）とが直列に接続さ
れ、また、ＦＥＴ２４（２）と２４（４）とが直列に接
続されており、このように２段重ねのＦＥＴの組みが互
いに並列の関係となるように配置されている。
【００３３】ＦＥＴ２４（１）、２４（３）に関して
は、高段のＦＥＴ２４（１）のドレインがプラスライン
Ｌ１に接続され、そのソースが低段のＦＥＴ２４（３）
のドレインに接続されており、ＦＥＴ２４（３）のソー
スがグランドラインＬ２に接続されている。また、ＦＥ
Ｔ２４（２）、２４（４）に関しては、高段のＦＥＴ２
４（２）のドレインがプラスラインＬ１に接続され、そ
のソースが低段のＦＥＴ２４（４）のドレインに接続さ
れており、ＦＥＴ２４（４）のソースがグランドライン
Ｌ２に接続されている。
【００３４】２５（ｉ）（ｉ＝１、２、３、４）はダン
パーダイオードであり、これらはＦＥＴ２４（ｉ）（ｉ
＝１、２、３、４）のドレイン−ソース間に各別に設け
られている。
【００３５】直流−交流変換回路７の出力はＦＥＴ２４
（１）と２４（３）との間及びＦＥＴ２４（２）と２４
（４）との間から取り出されるが、ＦＥＴ２４（２）と
２４（４）との間及び交流出力端子１０とを結ぶライン
の上にはインダクタ２６が設けられている。このインダ
クタ２６はメタルハライドランプ９への起動パルスを生
成するためにイグナイタ回路８に設けられた図示しない
トリガートランスの２次巻線に相当するものである。つ
まり、メタルハライドランプ９の起動に際しては、イグ
ナイタ回路８内のパルス発生部によって生成されたパル
スがトリガートランスによって昇圧されるが、インダク
タ２６に誘起された起動パルスが直流−交流変換回路７
の出力電圧に重畳された上でメタルハライドランプ９に
印加されるようになっている。
【００３６】尚、インダクタ２６のインダクタンス（こ
れを「Ｌ２６」とする。）はインダクタ２０のインダク
タンス（これを「Ｌ２０」とする。）に比して小さくす
ること（つまり、Ｌ２６＜Ｌ２０）が好ましい。これ
は、Ｌ２６は矩形波の極性の切り換わり時において、Ｌ
２６が小さい方が切り換わり時におけるランプ電流の傾
斜が大きくなるので、ランプ電流がゼロアンペア近辺を
クロスする時間を短くすることでランプの立ち消えを防
ぐことができること、また、インダクタ２０はインダク
タ２６で発生し得るピーク電圧値よりをさらに大きなピ
ーク電圧値を得る目的をもって設けられることが理由で
ある。
【００３７】ＦＥＴ２４（ｉ）のスイッチング制御につ
いては、斜向いに位置するＦＥＴ同士を一組としてこれ
らを相反的に制御するように駆動制御部７Ｂから各ＦＥ
Ｔに制御信号Ｓ（ｉ）（但し、ｉ＝１、２、３、４）が
それぞれ送られるようになっているが、駆動制御部７Ｂ
の構成については本発明の要旨に直接関係がないので、
その図示及び説明を省略する。
【００３８】次に、上記点灯回路１の共振制御部６にお
ける抵抗２２及びダイオード２３（図２に破線で囲んだ
部分）の作用について説明する。
【００３９】先ず、抵抗２２及びダイオード２３を無視
した場合の回路動作について説明すると、直流−交流変
換回路７による矩形波の切り換わり前にＦＥＴ２４
（２）及び２４（３）がオンしているとした場合には、
インダクタ２０に流れる電流（これを「Ｉ２０」とす
る。）やインダクタ２６に流れる電流（これを「Ｉ２
６」とする。）の向きは、図２に実線で示す矢印の向き
となる。
【００４０】図３は抵抗２２及びダイオード２３がない
場合の各部の波形を概略的に示すものであり、インダク
タ２０とコンデンサ２１との間の電位（これを「Ｖａ」
とする。）、電流Ｉ２６、Ｉ２０の関係を示している。
尚、図中の「Ｔ」は時間を示し、「Ｔ１」はＶａがピー
ク値を示す時点、「Ｔ２」はＶａが急激に低下してゼロ
近辺まで落ち込んだ時点、「Ｔ３」はＴ２以後にＩ２６
が一時的に落ち込んだ時点をそれぞれ示している。
【００４１】ＦＥＴ２４（２）、２４（３）がオフする
と（尚、この時ＦＥＴ２４（１）乃至２４（４）がすべ
てオフしている。）、Ｉ２０についてはインダクタ２０
とコンデンサ２１、１９との結合によって共振が起こ
り、また、Ｉ２６についてはダイオード２５（１）、２
５（４）を介してインダクタ２６とコンデンサ２１とが
結合して共振が起こり、電位Ｖａが上昇する。
【００４２】その後、ＦＥＴ２４（１）及びＦＥＴ２４
（４）がオンすると、回路状態は図４に示す回路と等価
になる。つまり、インダクタ２０、コンデンサ２１、コ
ンデンサ１９によって閉成される回路と、メタルハライ
ドランプ９、インダクタ２６、ダイオード２７（上記ダ
イオード２５（２）及び２５（３）に相当する。）とに
よって閉成される回路とが形成される。
【００４３】電位Ｖａの上昇に伴って電流Ｉ２６が上昇
し、Ｔ１の時点でＶａがピーク値を示すとともに、Ｉ２
６の極性が切り換わると、電流Ｉ２６の向きが、図２や
図４に破線で示す向きになる。尚、このようなタイミン
グはインダクタ２０のインダクタンス及びコンダクタ２
１の静電容量の設定によって規定することができる。
【００４４】Ｔ１以後、Ｖａは低下し、Ｉ２６は上昇す
るが、Ｔ２の時点でＶａがゼロ付近まで低下すると、Ｉ
２０が流れなくなる。
【００４５】そして、Ｉ２６はＶａがゼロ付近まで落ち
込んだ期間（Ｔ２≦Ｔ≦Ｔ３）において時間の経過につ
れて低下し、Ｔ３の時点で最も落ち込んだ状態となる。
【００４６】Ｉ２０はＴ２以後、ある傾斜をもって直線
的に上昇する（直流昇圧回路５の出力電圧を「Ｖ」と
し、Ｔ２を起点とする経過時間を「ｔ」、インダクタ２
０のインダクタンスを「Ｌ」とすると、Ｉ２０＝（Ｖ／
Ｌ）・ｔで表される。）が、Ｔ３の時点に達するまでは
コンデンサ２１の充電はなされず、Ｉ２０は図２や図４
に実線で示す矢印の向きに流れ、また、Ｉ２６は図４に
破線の矢印で示すようにダイオード２７とメタルハライ
ドランプ９を通る閉回路内を流れる。そして、Ｔ３の時
点でＩ２０の値とＩ２６の値とが等しくなると、これ以
後Ｉ２０によりコンデンサ２１が充電されてＶａが上昇
し、Ｉ２６はＴ３以後上昇に転じる。
【００４７】以上の説明から、ＶａはＴ１での共振ピー
ク後に共振の反動でゼロ付近まで落ち込むため、Ｉ２６
に係る電流供給が滞ってしまうことが明らかであり、従
って、このような不都合を防ぐためには、Ｖａが直流昇
圧回路５の出力電圧Ｖよりも小さくなった時にインダク
タ２０による電流供給より大きな電流供給を行うことが
できれば良い。
【００４８】本実施例では、インダクタ２０に対して抵
抗２２（その抵抗値を「Ｒ２２」とする。）及びダイオ
ード２３（その順方向電圧降下を「Ｖｆ」とする。）を
並列に接続することによって、ダイオード２３に流れる
電流（これを「Ｉ２３」とする。）が、Ｉ２３＝（Ｖ−
Ｖａ−Ｖｆ）／Ｒ２２となり、電位差Ｖ−Ｖａが大きい
程大きな電流を流すことができるので、共振の反動によ
るＶａの急激な低下を防止して、Ｔ３においてＩ２６が
一時的に低下しないように制御することができる。尚、
共振後における共振制御部６から直流−交流変換回路７
への電流の流れは、Ｒ２２に比してインダクタ２０の実
効抵抗が小さくされているので、Ｉ２３からＩ２０へと
徐々に移行していく。
【００４９】図５は点灯初期の矩形波の切り換わり時に
おけるＩ２６の時間的変化を観測した波形図であり、
（ａ）が抵抗２２及びダイオード２３を設けない場合の
波形を示し、（ｂ）が抵抗２２及びダイオード２３を設
けた場合を示している。
【００５０】両者の比較から明らかなように、抵抗２２
及びダイオード２３を設けない場合に観測されるＩ２６
の一時的な低下（図５（ａ）の矢印Ａ参照。）が、抵抗
２２及びダイオード２３の付設によって図５（ｂ）に示
すように全くみられなくなる。よって、メタルハライド
ランプ９の立ち消えの発生を防止することができる。
【００５１】尚、上記実施例では抵抗２２とダイオード
２３とを直列接続したものをインダクタ２０に対して並
列に接続した例を示したが、要はＶａが直流昇圧回路５
の出力電圧Ｖより小さくなった時にインダクタ２０に比
して大きな電流供給を行うことができるように回路を構
成すれば良い。
【００５２】例えば、図６に示すように、ＰＮＰトラン
ジスタ２８及びダイオード２３をインダクタ２０に対し
て並列に設け、トランジスタ２８のエミッタをインダク
タ２０の端子のうち直流昇圧回路５側の端子に接続する
とともに、トランジスタ２８のコレクタをダイオード２
３のアノードに接続し、該ダイオード２３のカソードを
インダクタ２０の端子のうち直流−交流変換回路７側の
端子に接続し、トランジスタ２８のベース−エミッタ
間、ベース−コレクタ間に抵抗２９、３０をぞれぞれ介
挿すれば良い。この場合にはトランジスタ２８の能動領
域を用いることによって電位差Ｖ−Ｖａに応じた抵抗変
化が得られ、Ｖ−Ｖａが大きい程大きな電流供給を得る
ことができる。また、図７に示すように、トランジスタ
３１及びダイオード２３をインダクタ２０に対して並列
に設けるともに、電位差Ｖ−Ｖａ又はこれに等価な検出
信号を得るための検出部３２を設け、該検出部３２から
トランジスタ３１のベースに信号を送出することによっ
て、Ｖ−Ｖａが大きい程電流供給が大きくなるように制
御しても良い。
【００５３】
【発明の効果】以上に記載したところから明らかなよう
に、請求項１に係る発明によれば、矩形波の極性反転時
に第２のインダクタンス要素（上記実施例ではインダク
タ２０に相当する。）と共振コンデンサ（上記実施例で
はコンデンサ２１に相当する。）とによるＬＣ共振によ
ってピーク値の高い共振電圧を得て、これにより再点弧
電圧を補償するとともに、共振後に直流−交流変換回路
の入力電圧が直流電源回路部の出力電圧より小さくなっ
た時に、電流補償手段（上記実施例では抵抗２２、ダイ
オード２３等に相当する。）によって、直流電源回路部
から直流−交流変換回路への電流供給の度合が第２のイ
ンダクタンス要素による電流供給の度合に比して大きく
なるようにして必要な電流を補うことができるため、共
振の反動によって共振コンデンサの端子電位が急激に低
下するのを防止し、ランプ電流の一時的に低下しないよ
うに改善することができる。
【００５４】よって、点灯初期等におけるランプの立ち
消えの発生頻度を極めて少なくすることができる。そし
て、放電灯の点灯初期に点灯状態を安定させるためにい
きなり矩形波電圧を放電灯に供給せずに直流電圧を所定
期間に亘って放電灯に供給した後矩形波電圧の供給に切
り換えるという方式に比べて回路構成が簡単であり放電
灯の電極寿命への影響も少ない。
【００５５】また、請求項２に係る発明によれば、電流
補償手段が直流電源回路部から直流−交流変換回路に向
かう方向にのみ導通する半導体スイッチ素子と抵抗とを
有するようにし、これによって回路構成の簡単化を図る
ことができる。
【００５６】そして、請求項３に係る発明によれば、第
２のインダクタンス要素のインダクタンスを第１のイン
ダクタンス要素のインダクタンスより大きくすることに
よって、放電灯の再点弧電圧に対して充分なピーク値を
もった共振電圧を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る放電灯の点灯回路の構成を示す回
路ブロック図である。
【図２】本発明に係る放電灯の点灯回路の要部を示す回
路図である。
【図３】電流補償手段を設けない場合の回路動作を説明
するために要部の波形を概略的に示す図である。
【図４】ＦＥＴ２４（１）、２４（４）がオンしたとき
の要部の等価回路図である。
【図５】インダクタ２６に流れる電流Ｉ２６を示す波形
図であり、（ａ）は電流補償手段を設けない場合の波形
を示し、（ｂ）は電流補償手段を設けた場合の波形を示
す。
【図６】電流補償手段の変形例を示す図である。
【図７】電流補償手段ついて図６とは別の変形例を示す
図である。
【図８】従来の点灯回路の要部を示す図である。
【図９】従来の問題点を説明するための概略的な波形図
である。
【符号の説明】
１ 放電灯の点灯回路 ２、５ 直流電源回路部 ７ 直流−交流変換回路 ９ メタルハライドランプ（放電灯） １９ コンデンサ（平滑用コンデンサ） ２０ インダクタ（第２のインダクタンス要素） ２１ コンデンサ ２２ 抵抗 ２３ ダイオード（半導体スイッチ素子） ２２、２３ 電流補償手段 ２３、２８ 電流補償手段 ２３、３１、３２ 電流補償手段 ２６ インダクタ（第１のインダクタンス要素）

Claims (3)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 平滑用コンデンサを含む直流電源回路部
    とブリッジ型の直流−交流変換回路とを有し、直流−交
    流変換回路の後段に第１のインダクタンス要素を設ける
    とともにこれに直列に放電灯を接続して矩形波点灯を行
    うように構成された放電灯の点灯回路において、（イ）
    直流電源回路部とその後段の直流−交流変換回路との間
    に第２のインダクタンス要素を設けるとともに、直流−
    交流変換回路の入力段に第２のインダクタンス要素に対
    して直列にコンデンサを接続したこと、（ロ）直流−交
    流変換回路の入力電圧が直流電源回路部の出力電圧より
    小さくなった時に、直流電源回路部から直流−交流変換
    回路への電流供給の度合が第２のインダクタンス要素に
    よる電流供給の度合に比して大きくなるように電流補償
    手段を第２にインダクタンス要素に対して並列に設けた
    こと、を特徴とする放電灯の点灯回路。
  2. 【請求項２】 請求項１に記載の放電灯の点灯回路にお
    いて、電流補償手段が直流電源回路部から直流−交流変
    換回路に向かう方向にのみ導通する半導体スイッチ素子
    と抵抗とを有することを特徴とする放電灯の点灯回路。
  3. 【請求項３】 請求項１又は請求項２に記載の放電灯の
    点灯回路において、第２のインダクタンス要素のインダ
    クタンスの方が第１のインダクタンス要素のインダクタ
    ンスより大きいことを特徴とする放電灯の点灯回路。
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