JP2965202B1 - マルチユーザ受信装置及びｃｄｍａ通信システム - Google Patents

Abstract

【要約】 【課題】 装置規模を小さく、実用的な並列処理構成の
干渉除去装置の特性を更に改善し、直列構成の干渉除去
装置と、同等まで向上できるマルチユーザ受信装置を提
供することである。 【解決手段】 ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Acc
ess：符号分割多元接続）受信信号を入力し、Ｍ段（Ｍ
≧２の整数）を形成して、第ｍ段（１≦ｍ≦Ｍの整数）
で各ユーザは並列に干渉除去処理を行い、第Ｍ段で復調
信号を出力するマルチユーザ受信装置において、ｍ−１
段の干渉除去残差信号と、前記ｍ−１段の同一ユーザ対
応のシンボルレプリカに第１の重み付けを行った信号と
を入力し、ｍ段のシンボルレプリカを生成し、それをｍ
＋１段へ出力するとともに、前記ｍ段のシンボルレプリ
カと前記ｍ−１段のシンボルレプリカに前記第１の重み
付けを行った信号との差分に関する拡散信号を出力する
前記ｍ段の各ユーザに対応した干渉推定部（ＩＥＵ）を
備えたことを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、複数段を形成し
て、各段で各ユーザは並列に干渉除去処理を行い、最終
段で復調信号を出力するＣＤＭＡ（Code Division Mult
iple Access：符号分割多元接続）マルチユーザ受信装
置に関し、特に、装置規模が小さく、干渉除去特性に優
れたマルチユーザ受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】直接（ＤＳ：Direct Sequence）拡散処
理によるＣＤＭＡ方式は、加入者容量を大幅に拡大し得
る可能性があるため、基地局と携帯移動局を含めた移動
通信システムにおける多重アクセス方式として注目され
ている。

【０００３】ＤＳ−ＣＤＭＡ方式では、各ユーザ信号
は、固有の符号で広い周波数帯域に拡散され、伝送路に
送出される。受信側では、符号多重された信号から逆拡
散の過程を経て、希望信号が検出される。この際、各ユ
ーザに割り当てられた拡散符号の間に、相関が存在する
場合に、干渉が生じ受信特性が劣化する。

【０００４】これらの干渉を除去する装置として、これ
らの干渉を、全てのユーザの拡散符号、伝送路特性など
を用いて除去するマルチユーザ受信装置が知られてい
る。マルチユーザ受信装置に関する文献として、例え
ば、エム・ケイ・バラナシ（M.K.Varanasi）およびビー
・アーシャン（B. Aashang）による「マルチステージ
デテクション イン アシンクロナス コード・ディビ
ジョン マルチプル・アクセス コミュニケーションズ
（Multistage Detection in Asynchronous Code-Divisi
on Mnitiple-Access Communications）」（IEEE Trans.
Commun., vol.COM-38,No.4,pp.509-519, April 1990）
がある。この方式では、まず、初段で、全てのユーザ信
号を一旦復調し、各ユーザの干渉レプリカを作成して、
受信信号から希望信号ユーザ以外の干渉レプリカを減じ
て除去する。次段でこの信号を用いて再度希望信号ユー
ザの復調を行なうことで、第２段の復調結果は、初段の
復調結果より信号品質が向上する。この多段構成を用い
て、一連の干渉除去処理を複数回繰り返すことにより、
干渉除去特性が改善される。

【０００５】また、他の文献として、深澤、佐藤（拓
朗）、川辺、佐藤（慎一）、および杉本による「パイロ
ット信号を用いた伝搬路推定に基づく干渉キャンセラの
構成とその特性」（電子情報通信学会論文誌、Ｂ-IIＶo
l.J77-B-IIＮo.11 1994年11月）がある。この文献で
は、装置の簡易化を可能とする干渉除去残差信号伝送型
構成が採用されており、更にユーザ単位の判定シンボル
をレプリカとして扱うことで装置規模が削減されてい
る。しかし、各段の検波処理では、干渉を受けた初段
で、推定した伝送路特性をそれぞれ用いているため、伝
送路推定誤差が大きい場合には、干渉除去特性が大きく
劣化する。

【０００６】これらの方式の応用として、各段の検波処
理において、初段でのみ推定した伝送路特性を用いるの
ではなく、各段毎に伝送路推定を行ない、伝送路推定誤
差による干渉除去特性の劣化を抑える方式が近年提案さ
れた。この文献としては、例えば、佐和橋、三木、安
藤、樋口による「ＤＳ（Direct Sequence）−ＣＤＭＡ
におけるパイロットシンボルを用いる逐次チャネル推定
型シリアルキャンセラ」（電子情報通信学会、無線通信
システム研究会技術報告、RCS95-50、１９９５年７月）
がある。この文献では、受信レベルの大きなユーザか
ら、順番に復調及び干渉除去を行う直列処理構成が採用
されている。また、他の文献として、吉田、後川による
「シンボルレプリカ処理を活用した逐次伝送路推定型Ｃ
ＤＭＡマルチステージ干渉キャンセラ」（電子情報通信
学会、無線通信システム研究会技術報告、RCS9６-１７
１、１９９７年２月）（特開平１０−５１３５３号公
報）がある。この方式は、深澤らの方式と同様に、干渉
除去残差伝送型構成でシンボルレプリカ処理を用いてい
るが、逐次伝送路推定に対応するため、ユーザ毎にパス
単位のシンボルレプリカを扱う構成となっている。これ
により装置規模を削減するとともに、干渉除去特性の向
上が図れるとしている。

【０００７】図８は、上記公報のＣＤＭＡマルチユーザ
受信装置の一例を示している。これは、吉田らの文献に
よる直列処理構成の干渉除去装置である。図８におい
て、ＩＥＵ１１２−ｍ−ｎは、最上位ユーザにあっては
前段のｍ−１段の最下位ユーザの干渉処理処理、及び最
上位ユーザ以外にあっては一つ上位の第ｎ−１ユーザの
干渉除去処理、それぞれから得られた誤差信号と前段の
同一ユーザのＩＥＵ１１２−（ｍ−１）−ｎで推定され
た干渉レプリカとを入力し、現段であるｍ段の干渉レプ
リカを再推定し、次段（ｍ＋１）の同一ユーザのＩＥＵ
１１２−（ｍ＋１）−ｎへ出力すると共に現段のｍ段の
干渉レプリカと前段（ｍ−１）の干渉レプリカとの差に
関する拡散処理結果を出力する。最終段Ｍ段のＩＥＵ１
１２−Ｍ−１，〜，１１２−Ｍ−Ｎのそれぞれでは、現
段Ｍ段の干渉レプリカを再推定する必要はなく、復調結
果の出力がそのまま各ユーザの復調信号としてそれぞれ
出力される。

【０００８】図８に示すように、干渉除去処理の回路
が、ユーザ毎に各段を形成し、複数段により装置が構成
され、全ユーザの受信レベルランキングを予め作成して
おり、各段で、各ユーザは、受信レベルに従って、各段
は直列に接続され、復調及び干渉除去処理がレベルの大
きなユーザから小さなユーザまで順次行われている。こ
の構成では、直列処理としているので、干渉レプリカを
逐次的に除去できるので、優れた干渉除去特性が実現さ
れるものの、構成が複雑で、復調処理遅延が大きくな
る。

【０００９】また、図９は、上記公報の別のＣＤＭＡマ
ルチユーザ受信装置の一例を示している。この受信装置
は、復調処理遅延が小さく、簡素な並列処理構成の干渉
除去装置である。また、この受信装置では、干渉除去部
ＩＥＵの出力側に、出力”１”以下の重みαを乗じる乗
算器を備え、干渉除去特性の改善に効果があるとしてい
る。

【００１０】図９において、Ｎユーザ（Ｎ≧１の整数）
の復調用で、Ｍ段（Ｍ≧２の整数）構成の場合のＣＤＭ
Ａマルチユーザ受信装置である。初段の干渉除去処理１
０１−１には、遅延器１０３−１と、干渉推定部（ＩＥ
Ｕ）１０２−１−１〜１０２−１−Ｎと、該各干渉推定
部１−２の出力と重み付け係数αとを乗算する乗算器１
０５−１−１〜１０５−１−Ｎと、遅延器１０３−１の
出力から各乗算器１０５−１の出力を減算する減算器１
０４−１とから構成されている。

【００１１】また、第ｍ段（１≦ｍ≦Ｍの整数）の第ｎ
ユーザ（１≦ｎ≦Ｎの整数）の干渉推定部（ＩＥＵ）１
０２−ｍ−ｎは、ｍ−１段の干渉除去処理で得られた干
渉除去残差信号（減算器１０４−（ｍ−１）の出力）
と、ｍ−１段の同一ユーザ対応のシンボルレプリカ（Ｉ
ＥＵ１０２−（ｍ−１）−ｎのレプリカ）とを入力し、
ｍ段のシンボルレプリカを生成し、それをｍ＋１段へ出
力するとともに、ｍ−１段のシンボルレプリカとの差分
に関する拡散信号を出力する。

【００１２】ここで、乗算器１０５−ｍ−ｎは、この出
力に重み付け係数αの乗算を行い、減算器１０４−ｍ
は、全ユーザに対する乗算器１０５−ｍ−ｎの出力をｍ
−１段の干渉除去残差信号を、遅延器１０３−ｍでＩＥ
Ｕの処理に要する時間だけ遅延させた信号から減算し、
干渉除去残差信号を更新して、それをｍ＋１段へ出力す
る。

【００１３】また、図２に干渉除去推定部（ＩＥＵ）１
０２−ｍ−ｎの構成を示す。ＩＥＵ１０２−ｍ−ｎは、
複数パスを形成するマルチパス伝搬路に対応して、複数
のパス（＃１〜＃Ｋ）単位処理部を備え、逆拡散手段１
１は、ｍ−１段の干渉除去残差信号（減算器１０４−
（ｍ−１）の出力）を入力し、パス単位に逆拡散手段１
１で逆拡散を行う。第１の加算器１２は、この出力に、
ｍ−１段のシンボルレプリカ（ＩＥＵ１０２−（ｍ−
１）−ｎのレプリカ）をパス単位に加算する。検波器１
３は、この第１の加算器１２の出力を、伝送路推定手段
２０でパス単位の伝送路推定値を検出し、複素共役手段
２１で複素共役値を用いて、第１の加算器１２の出力と
乗算器２２で乗算して復調する。

【００１４】つぎに、第２の加算器１４は、検波器１３
の各パス（＃１〜＃Ｋ）に対応する出力を合成する。判
定器１５は、この第２の加算器１４の出力をシンボル判
定する。乗算器１６は、判定器１５の出力に伝送路推定
手段２０で得た伝送路推定値をパス単位（＃１〜＃Ｋ）
で乗算し、ｍ段のパス単位のシンボルレプリカを生成す
る。減算器１７は、ｍ段のシンボルレプリカからｍ−１
段のシンボルレプリカをパス単位に減算する。拡散手段
１８は、この減算器１７の出力をパス単位に拡散手段１
８で拡散する。第３の加算器１９は、拡散手段１８の各
パス（＃１〜＃Ｋ）に対応する出力を加算合成する。

【００１５】ここで、第１段では、ｍ−１段の干渉除去
処理で得られた干渉除去残差信号として受信信号を用
い、ｍ−１段の同一ユーザ対応のシンボルレプリカとし
て零値を用いる。また、第Ｍ段では、干渉除去処理は行
わず、ｍ段のシンボルレプリカ、およびｍ段とｍ−１段
のレプリカの差分に関する拡散信号を出力せず、かわり
に復調信号を出力する。

【００１６】一般に、並列処理構成の干渉除去装置の特
性は、直列処理構成の特性よりも劣り、この劣る理由
は、直列構成では、各段でユーザ間で逐次的に干渉除去
処理が行えるが、並列処理では逐次的に干渉除去ができ
ないからである。

【００１７】更に、受信電力の大きなユーザから干渉除
去を行う場合には、さらに特性が向上できる。従来例で
説明した図９の干渉除去装置では、並列処理構成の特性
向上を図るため、各ＩＥＵ１０２−ｍ−ｎの出力で、そ
れぞれ１以下の実数αを乗じている。このαの値には、
干渉除去動作を緩和させる働きがあり、初段で全ての干
渉を除去するのでなく、複数段で徐々に干渉除去が行え
るようにすることができる。すなわち伝送路推定誤差
や、判定シンボル誤りが大きい初段では干渉除去動作を
緩和させて、それらによる干渉除去誤差を抑え、伝送路
推定誤差や判定シンボル誤りが小さくなる後段に干渉除
去能力を振り分けることで、全体としての干渉除去特性
を向上できる。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来のマルチ
ユーザ受信装置では、並列構成をとりながらその特性を
直列構成の干渉除去装置にかなり近づけることができ
る。しかし、その特性はまだ直列構成の特性には及ば
ず、十分とはいえない。

【００１９】本発明の課題は、ＤＳ−ＣＤＭＡ通信シス
テムの基地局や移動局に搭載することのできる、装置規
模が小さく、実用的な並列処理構成の干渉除去装置の特
性を更に改善し、直列構成の干渉除去装置と、同等まで
向上できるマルチユーザ受信装置を提供することであ
る。

【００２０】

【課題を解決するための手段】本発明によるマルチユー
ザ受信装置は、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Acc
ess：符号分割多元接続）受信信号を入力し、Ｍ段（Ｍ
≧２の整数）を形成して、第ｍ段（１≦ｍ≦Ｍの整数）
で各ユーザは並列に干渉除去処理を行い、第Ｍ段で復調
信号を出力するマルチユーザ受信装置において、 ｍ−
１段の干渉除去処理で得られた干渉除去残差信号と、ｍ
−１段の同一ユーザ対応のシンボルレプリカに第１の重
み付けを行った信号とを入力し、ｍ段のシンボルレプリ
カを生成し、それをｍ＋１段へ出力するとともに、前記
ｍ段のシンボルレプリカと前記ｍ−１段のシンボルレプ
リカに第１の重み付けを行った信号との差分に関する拡
散信号を出力する第ｍ段の各ユーザに対応した干渉推定
部（ＩＥＵ）を備え、更に前記ｍ−１段の干渉除去残差
信号を所定値だけ遅延させた信号から、前記差分に関す
る拡散信号に第２の重み付けを行った信号を全ユーザに
対して減算し、それをｍ＋１段へ出力する減算器とを備
える。

【００２１】前記干渉推定部（ＩＥＵ）は、複数パスを
形成するマルチパス伝搬路に対応して複数のパス単位処
理部を備え、前記ｍ−１段の干渉除去残差信号を入力
し、パス単位に逆拡散を行う逆拡散手段と、この出力に
前記ｍ−１段のシンボルレプリカに第１の重み付けを行
った信号をパス単位に加算する第１の加算器と、この出
力をパス単位の伝送路推定値を用いて復調する検波器
と、前記検波器の各パスに対応する出力を合成する第２
の加算器と、この出力をシンボル判定する判定器と、前
記判定器の出力に前記伝送路推定値をパス単位に乗じ、
ｍ段のパス単位のシンボルレプリカを生成する乗算器
と、この出力から前記ｍ−１段のシンボルレプリカに第
１の重み付けを行った信号をパス単位に減算する減算器
と、この減算器の出力をパス単位に拡散する拡散手段
と、前記拡散手段の各パスに対応する出力を合成する第
３の加算器とを備える。

【００２２】第１段では前記ｍ−１段の干渉除去処理で
得られた干渉除去残差信号として受信信号を入力し、
前記ｍ−１段の同一ユーザ対応のシンボルレプリカとし
て零値を用い、更に第Ｍ段では干渉除去処理は行わず、
前記ｍ段のシンボルレプリカ、および前記差分に関する
拡散信号を出力せず、かわりに復調信号を出力する。

【００２３】前記第１の重み付け、および第２の重み付
けに用いる重みはそれぞれ１以下の実数である。

【００２４】第ｍ段における前記第１の重み付け、およ
び第２の重み付けに用いる重みは、それぞれ１−（１−
α）^m-1、α（αは１以下の実数）である。

【００２５】あるいは前記第１の重み付け、および第２
の重み付けに用いる重みは、それぞれ１、α（１以下の
実数）である。

【００２６】あるいは前記第１の重み付け、および第２
の重み付けに用いる重みは、ともにα、α（αは１以下
の実数）である。

【００２７】あるいは第ｎユーザの第ｍ段における前記
第１の重み付け、および第２の重み付けに用いる重み
は、それぞれ１−（１−αβ_n1）（１−αβ_n2）・・・
（１−αβ_nm-1）、αβ_nm（α、β_nmはそれぞれ１以下
の実数）である。

【００２８】あるいは第ｎユーザの第ｍ段における前記
第１の重み付け、および第２の重み付けに用いる重み
は、それぞれ１、αβ_nm（α、β_nmはそれぞれ１以下の
実数）である。

【００２９】あるいは第ｎユーザの第ｍ段における前記
第１の重み付け、および第２の重み付けに用いる重み
は、それぞれαβ_nm-1、αβ_nm（α、β_nmはそれぞれ１
以下の実数）である。

【００３０】αの値は各ユーザの信号電力対干渉電力
比、あるいはユーザ数に依存して決定し、αは各ユーザ
の信号電力対干渉電力比が等しく、ユーザ数に変化がな
ければ各ユーザで同一の定常値を用いる。

【００３１】β_nmの値は各ユーザの各スロット（送信電
力制御周期）の信号電力対干渉電力比、あるいはスロッ
トの信号電力に依存して決定し、β_nmは各段で各ユーザ
で各スロット毎に異なる値を用いる。

【００３２】あるいはβ_nmの値は各ユーザの判定シンボ
ルのゆう度（確からしさ）、あるいはシンボル判定点か
らの距離、あるいはシンボル電力に依存して決定し、β
_nmは各段で各ユーザで各シンボル毎に異なる値を用い
る。

【００３３】更に、本発明は、複数段を形成して各段で
全ユーザの干渉除去処理を行って各ユーザの復調信号を
出力するＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access：
符号分割多元接続）マルチユーザ受信装置において、前
記各段では、前段の干渉除去処理で得られた前段の干渉
除去残差信号と、前記前段の同一ユーザ対応の前段のシ
ンボルレプリカに第１の重み付けを行った信号とを入力
し、パス単位の伝送路推定値を用いて復調する検波器を
具備して現段のシンボルレプリカと該現段のシンボルレ
プリカから前記前段のシンボルレプリカの差分を拡散し
た拡散信号とを生成する干渉推定部（ＩＥＵ）と、前記
現段のシンボルレプリカに現段の第１の重み付けを行っ
た信号を生成する乗算器と、前記前段の干渉除去残差信
号を所定時間遅延させる遅延器と、前記遅延器の出力か
ら前記全ユーザにおいて前記干渉推定部で生成した前記
拡散信号に第２の重み付けを行った信号を減算して次段
の干渉除去残差信号として出力する減算器と、を備える
ことを特徴とする。

【００３４】また、本発明によるＣＤＭＡ通信システム
は、上記マルチユーザ受信装置を、基地局又は移動局に
用いたことを特徴とする。

【００３５】上述の各手段及び各装置により、並列処理
構成のマルチユーザ受信装置の干渉除去特性を向上す
る。

【００３６】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。

【００３７】［第１の実施形態］図１は本発明の実施の
一形態を示すブロック図である。図１に示されたマルチ
ユーザ受信装置は、Ｍ段（Ｍ≧２の整数）の受信装置１
−１，〜，１−Ｍにより構成され、各段の受信装置１−
ｍ（１≦ｍ≦Ｍ）では、Ｎユーザ（Ｎ≧１の整数）の受
信用のＮ個の干渉推定部（以後、ＩＥＵと呼称する）２
−ｍ−ｎ、遅延器３−ｍ、加算器４−ｍ、第１の乗算器
６−ｍ−ｎ、及び第２の乗算器５−ｍ−ｎが備えられる
ものとする。

【００３８】また、第ｍ段（１≦ｍ≦Ｍの整数）の第ｎ
ユーザ（１≦ｎ≦Ｎの整数）の干渉推定部（ＩＥＵ）２
−ｍ−ｎは、ｍ−１段の干渉除去処理で得られた干渉除
去残差信号（加算器４−（ｍ−１）の出力）と、ｍ−１
段の同一ユーザ対応のシンボルレプリカに第１の乗算器
６−ｍ−ｎで第１の重み付けを行った信号とを入力し、
ｍ段のシンボルレプリカを生成し、それをｍ＋１段へ出
力するとともに、ｍ−１段のシンボルレプリカとの差分
に関する拡散信号を出力する。

【００３９】第２の乗算器５−ｍ−ｎは、この出力に第
２の重み付けを行い、減算器４−ｍは、全ユーザに対す
る乗算器５−ｍ−ｎの出力を、ｍ−１段の干渉除去残差
信号を遅延器３−ｍによりＩＥＵの処理に要する時間だ
け遅延させた信号から減算し、干渉除去残差信号を更新
して、それをｍ＋１段へ出力する。干渉推定部（ＩＥ
Ｕ）２−ｍ−ｎの構成は従来と同様で、図２に示され
る。

【００４０】図２において、ＩＥＵ２−ｍ−ｎは、複数
パスを形成するマルチパス伝搬路に対応して、複数のパ
ス単位処理部を備え、パス単位に備えた逆拡散手段１１
は、ｍ−１段の干渉除去残差信号を入力し、パス単位に
逆拡散を行う。第１の加算器１２は、この出力にｍ−１
段のシンボルレプリカをパス単位に加算する。検波器１
３は、この出力を伝送路推定手段２０で得られたパス単
位の伝送路推定値を用いて、複素共役手段２１で共役複
素数に変換し、該共役複素数を乗算器２２で第１の加算
器１２の出力と乗算して復調する。

【００４１】つぎに、検波器１３の各パスに対応する出
力を、第２の加算器１４で加算することにより、合成す
るパスダイバーシティ合成効果を得ることができる。

【００４２】また、判定器１５は、この出力をシンボル
判定する。具体的には、ＱＰＳＫ変調の場合、直交信号
のＩｃｈレベルとＱｃｈレベルとがそれぞれＸ軸、Ｙ軸
で表されるＩＱ座標において、受信シンボルが、第１，
２，３、又は第４像限にあるとき、判定シンボルは、そ
れぞれ（Ｘ，Ｙ）で、（１／√２，１／√２）、（−１
／√２，１／√２）（−１／√２，−１／√２）（１／
√２，−１／√２）と表す。

【００４３】次に、乗算器１６は、判定器１５の出力に
伝送路推定値をパス単位に乗じ、ｍ段のパス単位のシン
ボルレプリカを生成する。

【００４４】減算器１７は、当該ｍ段のシンボルレプリ
カからｍ−１段のシンボルレプリカをパス単位に減算す
る。拡散手段１８は、この減算器１７の出力を、パス単
位に拡散する。

【００４５】最後に、第３の加算器１９は、拡散手段１
８の各パスに対応する出力を合成し、出力する。ここ
で、第１段では、ｍ−１段の干渉除去処理で得られた干
渉除去残差信号として、アンテナからの受信信号を用
い、ｍ−１段の同一ユーザ対応のシンボルレプリカとし
て零値を用いる。また、第Ｍ段では干渉除去処理は行わ
ず、ｍ段のシンボルレプリカ、およびｍ段とｍ−１段の
レプリカの差分に関する拡散信号を出力せず、かわりに
復調信号を出力する。

【００４６】なお、本実施例では、第２の乗算器５−ｍ
−ｎは、ＩＥＵ２−ｍ−ｎの出力に配置されているが、
ＩＥＵ２−ｍ−ｎの中の減算器１７の出力、あるいは拡
散手段１８の出力に、パス毎に備えても原理的に等価で
ある。

【００４７】以上に述べたように、本発明と従来例との
相違点は、第１の重み付けを行う第１の乗算器６−ｍ−
ｎが追加されていることである。これにより最適な重み
付けを行うことで干渉除去特性の更なる向上が図れる。
これらの重み付けの目的は、従来と同様であり、干渉除
去動作を鈍らせ、複数段で徐々に干渉除去が行えるよう
にすることである。すなわち伝送路推定誤差や判定シン
ボル誤りが大きい初段では干渉除去動作を緩和させるこ
とで、それらによる干渉除去誤差を抑え、伝送路推定誤
差や判定シンボル誤りが小さくなる後段に、干渉除去能
力を振り分けることで、全体としての干渉除去特性を向
上できる。

【００４８】以下に、第１、および第２の重み付けの効
果について説明する。まず伝送路推定とシンボル判定が
理想的に行えると仮定して、あるユーザ（第１ユーザ）
の干渉除去動作について考える。第１ユーザの受信信号
レベルを１とすると、シンボルレプリカレベルは伝送路
推定値で与えられるため、第１段のシンボルレプリカレ
ベルＲ₁は、Ｒ₁＝１である。第２の乗算器５−１−１の
重みをαとすると、減算器４−１の出力である第１段の
干渉除去残差信号に含まれる第１ユーザの信号成分ｅ₁
は、 ｅ₁＝１−αＲ₁＝１−α である。第２段において、第１の乗算器６−２−１の重
みをαとすると、第２段のシンボルレプリカレベルＲ２
は、Ｒ₂＝ｅ₁＋αＲ₁＝１となり、第１ユーザの信号レ
ベルが完全に復元される。更に第２の乗算器５−２−１
の重みをαとすると、第２段の干渉除去残差信号に含ま
れる第１ユーザの信号成分ｅ₂は、 ｅ₂＝ｅ₁−α（Ｒ₂−αＲ₁）＝（１−α）² となる。同様に、第ｍ段のシンボルレプリカレベルＲ_m
は、第１の乗算器６−ｍ−ｎの重みを１−ｅ_m-1＝１−
（１−α）^m-1とすることで常にＲ_m＝１とすることがで
きる。また、第ｍ段の干渉除去残差信号に含まれる第１
ユーザの信号成分ｅ_mは、第２の乗算器５−ｍ−ｎの重
みを常にαとすることで、 ｅ_m＝（１−α）^m となる。ここで、αを１以下に選択すると、ｍが十分に
大きい場合には、ｅ_mが零に収束し、完全な干渉除去が
行える。

【００４９】干渉除去誤差を抑えるために、干渉除去動
作を鈍らせる目的では、αは小さい方がよいが、実際に
は干渉除去装置の段数Ｍは有限であるため、Ｍの値によ
り最適なαが存在する。このように第ｍ段における第１
の重み付け、および第２の重み付けに用いる重みは、そ
れぞれ１−（１−α）^m-1、αが適していることがわか
るが、重み付けを簡略化する目的では、１、αやα、α
が用いられる。しかし、この場合、特性は相応に劣化す
る。

【００５０】また、各段で異なるαの値を用いることも
可能であるが、その場合、各段でのαの適値はほぼ等し
くなることが調べられており、重み付けが複雑になるわ
りには効果は小さい。このときの第１の重み付け、およ
び第２の重み付けは、ｍ段でのαをα_mとすると、それ
ぞれ１−（１−α₁）・・・（１−α_M-1）、α_mとな
る。このような場合も本発明に含まれる。

【００５１】次に、αの決定方法について説明する。並
列処理構成の干渉除去装置の劣化の原因は、主に初段に
おける伝送路推定誤差の影響が大きい。この伝送路推定
誤差は受信信号における各ユーザの信号電力対干渉電力
比に依存するため、本発明では、各ユーザの信号電力対
干渉電力比が小さいほど、αを小さく設定する。

【００５２】さらに、ＣＤＭＡ方式では、遠近問題を解
決するため、一般に送信電力制御が用いられる。この場
合、各ユーザの信号電力対干渉電力比は等しく制御さ
れ、その値は、ユーザ数に反比例する。従って、本発明
では、ユーザ数が大きいほど、αを小さく設定する。こ
のように各ユーザの信号電力対干渉電力比が等しく、ユ
ーザ数に変化がなければ、αの値は各ユーザで同一の定
常値を用いることができる。

【００５３】［第２の実施形態］図３には、本発明のマ
ルチユーザ受信装置の第２の実施形態を示している。図
１の実施形態と比べ構成上の差異はないが、第１の乗算
器３６−ｍ−ｎによる第１の重み付け、および第２の乗
算器３５−ｍ−ｎによる第２の重み付けの方法が異な
る。

【００５４】第１、第２の重み付けは、それぞれの重み
として、１−（１−αβ_n1）（１−αβ_n2）・・・（１
−αβ_nm-1）、αβ_nmを用いる。

【００５５】ここで、αは図１の実施形態で用いた値と
同じである。また、β_nmは各段、各ユーザで異なる値
で、時間的に変化する適応的な値である。第１の重み付
けは、定常的な重みαと、適応的な重みβ_nmの積で与え
られ、より柔軟性のある重み付けを実現できる。この重
み付け方法によれば、第ｍ段の干渉除去残差信号に含ま
れる第１ユーザの信号成分ｅ_mは、 ｅ_m＝（１−αβ_n1）（１−αβ_n2）・・・（１−αβ
_nm） となり、α、β_nmが、それぞれ１以下の実数であればｅ
_mは零に収束する。図１の実施形態との大きな違いは、
β_nmは各段、各ユーザで異なる値であるため、各ユーザ
の干渉除去の進み具合を、独立に制御できる点である。

【００５６】すなわち、ＩＥＵ３２−ｍ−ｎによる伝送
路推定誤差や、シンボル誤りにより、干渉除去誤差の大
きいユーザは、干渉除去動作を遅らせることで、全体の
特性への悪影響を抑え、より後段で干渉除去を行うよう
に図る。

【００５７】また、第１の重み付けを簡略化する目的で
は、１、αβ_nmや、αβ_nm―₁、αβ_nmが用いられる。

【００５８】次に、β_nmの決定方法について説明する。
送信電力制御が理想的に行われる場合には、各ユーザの
信号電力対干渉電力比は等しく制御されるが、実際には
送信電力制御誤差が存在する。図４に送信電力制御誤差
がある場合の各ユーザの受信電力を示す。送信電力制御
はスロット毎に行われるため、受信電力はスロット毎に
変化する。一般に送信電力制御誤差は各ユーザで独立で
あるため、ある時刻の各ユーザのスロットの信号電力対
干渉電力比は異なる。図４では、各ユーザ＃１乃至＃Ｎ
毎に、平均信号電力を指標として、受信電力が同一時間
の各スロットで異なっている状態を示している。そこで
本発明では、各スロットの信号電力対干渉電力比が小さ
いほどβ_nmを小さく設定する。

【００５９】具体的な方法として、各ユーザはスロット
の信号電力を測定し、それらを全ユーザに対して加算
し、その平均値を求め、各ユーザのスロットの信号電力
と全ユーザの平均電力との比に基づき、β_nmを決定す
る。すなわちβ_nm＝ＳＱＲＴ（Ｐ _nm／（（Ｐ_1m＋Ｐ_2m＋
・・・＋Ｐ_Nm）／Ｎ））、β_nm＝１（β_nm≧１）とす
る。ここで、Ｐ_nmは第ｎユーザ、第ｍ段のある時刻のス
ロットの信号電力である。この式ではβ_nmの算出に、平
方根（ＳＱＲＴ）操作を用いているが、任意の非線形な
スケーリングが可能である。

【００６０】さらに、ユーザ数が十分に大きい場合に
は、全ユーザの平均電力は１ユーザの平均信号電力にほ
ぼ等しくなる。従って、ユーザ毎にスロットの信号電力
を平均信号電力で正規化した値を用いる方法も考えられ
る。すなわちβ_nm＝ＳＱＲＴ（Ｐ_nm／ Ａ（Ｐ_nm））、
β_nm＝１（β_nm≧１）となる。

【００６１】ここで、Ａ（Ｐ_nm）は第ｎユーザ、第ｍ段
の平均信号電力である。このようにβ_nmとして各ユーザ
でスロット毎に異なる値を用いることで、送信電力制御
誤差による各ユーザの信号電力のばらつきによる特性劣
化を抑えることができる。

【００６２】更に、β_nmの他の決定方法について説明す
る。以下に述べる方法は、特に判定シンボル誤りに起因
する干渉除去誤差を抑える効果がある。シンボル判定に
基づく非線形な干渉除去装置では、判定シンボル誤りが
生じると大きな干渉除去誤差を与えてしまう。例えば、
ＢＰＳＫでシンボル誤りが生じると、干渉を除去するか
わりに、６ｄＢ高いシンボル干渉を与える。

【００６３】従って、シンボル判定誤りが生じた場合に
は、干渉除去動作を行わないように制御すれば、特性の
向上が図れる。しかし、シンボル判定誤りが生じたかど
うかは、復調時点ではわからない。

【００６４】そこで本発明では、平均信号電力で正規化
した判定前の受信シンボルから、判定シンボルのゆう度
（確からしさ）を推定し、ゆう度が小さく判定シンボル
誤りが生じている可能性が高い場合には、β_nmを小さく
設定する。

【００６５】図５にゆう度に基づくβ_nmの決定方法の一
例を示す。図５では、直交信号のＩｃｈレベルとＱｃｈ
レベルの座標図を示し、受信シンボルと係数βとの関係
を示している。この方法では、受信シンボルと信号電力
対干渉電力比からゆう度を計算する。

【００６６】ゆう度＝（判定シンボルが受信シンボルに
受信される確率）／（ＱＰＳＫの各変調シンボルが受信
シンボルに受信される確率の和） で計算され、ＱＰＳＫの場合、座標の中心で０．２５、
シンボル判定点で１に近づく。中心付近とＩＱ軸上でゆ
う度が低い。５０％のシンボルに対してβ_nm＝１となる
ように、破線の右上部分で示した領域を設けているが、
この領域は任意に設定できる。

【００６７】また、他の方法として、位相ゆう度を用い
る方法がある。

【００６８】位相ゆう度＝｜（判定シンボルの位相）−
（受信シンボルの位相）｜ で計算され、ＱＰＳＫの場合、０〜４５度となる。この
結果をβ_nmへ変換する必要があり、０度をβ_nm＝１、４
５度をβ_nm＝０とする変換が簡単である。

【００６９】これらの方法は煩雑なゆう度計算を必要と
するためあまり実用的でない。そこで、簡単にβ_nmを決
定する方法として、図６のＩＱ座標に示すように、シン
ボル判定点からの距離による方法が考えられる。受信シ
ンボルがシンボル判定点にある場合に、β_nm＝１、座標
の中心にある場合にβ_nm＝０とし、シンボル判定点より
離れているほどβ_nmを小さく設定する。破線の右上部分
で表した領域をβ_nm＝１としている。この特性はゆう度
曲線に比較的似ていることから効果的である。

【００７０】また、図７において、β_nmを決定する他の
方法としてシンボル電力を用いる方法をＩＱ座標で説明
する。β_nm＝ＳＱＲＴ（Ｐ_nm／Ａ（Ｐ_nm））、β_nm＝１
（β _nm≧１）とする。ここで、Ｐ_nmは第ｎユーザ、第ｍ
段のある時刻のシンボル電力、Ａ（Ｐ_nm）は平均信号電
力である。この式ではβ_nmの算出に平方根（ＳＱＲＴ）
操作を用いているが、任意の非線形なスケーリングが可
能である。このようにβ_nmとして各段、各ユーザでシン
ボル毎に異なる値を用いることで、判定シンボル誤りに
よる特性劣化を抑えることができる。

【００７１】以上に説明した方法は、本発明の実施形態
であり、細部においては様々なバリエーションが考えら
れる。

【００７２】図１、図２では、全ユーザが並列に干渉除
去を行う構成を示しているが、本発明は、一部に並列処
理を用い、並列処理ユーザ間では、直列処理を行う直列
・並列ハイブリッド構成の干渉除去装置にも適用でき
る。その場合も、以上に説明した同様の効果が得られ、
基本的に本発明に含まれる。

【００７３】また、上記実施形態では、拡散符号周期が
シンボル周期と等しいショートコード拡散変調であって
もよいし、また拡散符号周期がシンボル周期よりも長い
ロングコード拡散変調であってもよいことは勿論であ
る。

【００７４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
構成が簡易で復調処理遅延の小さい並列処理構成をとる
実用的なマルチユーザ受信装置を提供できる。また、そ
の干渉除去特性を、直並列の構成で干渉推定部で生成し
たシンボルレプリカに第１の重み付けをし、干渉除去し
た残差信号に第２の重み付けをし、更に各重み付けに各
ユーザに応じて異ならせているので、直列構成と同等に
向上できる。

【００７５】また、本発明によるマルチユーザ受信装置
は、装置規模が小さく、実用的な並列処理構成の干渉除
去装置の特性を更に改善し、直列構成の干渉除去装置と
同等まで向上できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態を示すブロック図であ
る。

【図２】本発明の干渉推定部（ＩＥＵ）を示すブロック
図である。

【図３】本発明の図１と別の本発明の実施の一形態を示
すブロック図である。

【図４】本発明による各ユーザの受信電力の時間変動を
示す図である。

【図５】本発明によるβ_nmの決定方法の一例を示す図で
ある。

【図６】本発明による図５と別のβ_nmの決定方法の一例
を示す図である。

【図７】本発明による図５、図６と別のβ_nmの決定方法
の一例を示す図である。

【図８】従来の直列構成のマルチユーザ受信装置の一例
を示すブロック図である。

【図９】従来のマルチユーザ受信装置の一例を示すブロ
ック図である。

【符号の説明】

１−１〜１−Ｍ、３１−１〜３１−Ｍ、１０１−１〜１
０１−Ｍ 受信装置 ２−１−１〜２−１−Ｎ〜２−Ｍ−１〜２−Ｍ−Ｎ 干
渉推定部（ＩＥＵ） ３２−１−１〜３２−１−Ｎ〜３２−Ｍ−１〜３２−Ｍ
−Ｎ 干渉推定部（ＩＥＵ） １０２−１−１〜１０２−１−Ｎ〜１０２−Ｍ−１〜１
０２−Ｍ−Ｎ 干渉推定部（ＩＥＵ） １１２−１−１〜１１２−１−Ｎ〜１１２−Ｍ−１〜１
１２−Ｍ−Ｎ 干渉推定部（ＩＥＵ） ３−１〜３−（Ｍ−１）、３３−１〜３３−（Ｍ−１）
遅延器 １０３−１〜１０３−（Ｍ−１） 遅延器 １１３−１〜１１３−（Ｍ−２） 遅延器 ４−１〜４−（Ｍ−１）、３４−１〜３４−（Ｍ−１）
減算器 １０４−１〜１０４−（Ｍ−１） 減算器 １１４−１〜１１４−（Ｍ−２） 減算器 ５−１−１〜５−１−Ｎ〜５−（Ｍ−１）−１〜５−
（Ｍ−１）−Ｎ 乗算器 ６−２−１〜６−２−Ｎ〜６−Ｍ−１〜６−Ｍ−Ｎ 乗
算器 ３５−１−１〜３５−１−Ｎ〜３５−（Ｍ−１）−１〜
３５−（Ｍ−１）−Ｎ乗算器 ３６−２−１〜３６−２−Ｎ〜３６−Ｍ−１〜３６−Ｍ
−Ｎ 乗算器 １０５−１−１〜１０５−１−Ｎ〜１０５−（Ｍ−１）
−１〜１０５−（Ｍ−１）−Ｎ 乗算器 １１ 逆拡散手段 １２、１４、１９ 加算器 １３ 検波器 １５ 判定器 １６、２２ 乗算器 １７ 減算器 １８ 拡散手段 ２０ 伝送路推定手段 ２１ 複素共役手段

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04B 1/707 H04B 1/10 H04B 1/26

Claims (17)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Acc
   ess：符号分割多元接続）受信信号を入力し、Ｍ段（Ｍ
   ≧２の整数）を形成して、第ｍ段（１≦ｍ≦Ｍの整数）
   で各ユーザは並列に干渉除去処理を行い、第Ｍ段で復調
   信号を出力するマルチユーザ受信装置において、 ｍ−１段の干渉除去処理で得られた干渉除去残差信号
   と、前記ｍ−１段の同一ユーザ対応のシンボルレプリカ
   に第１の重み付けを行った信号とを入力し、ｍ段のシン
   ボルレプリカを生成し、それをｍ＋１段へ出力するとと
   もに、前記ｍ段のシンボルレプリカと前記ｍ−１段のシ
   ンボルレプリカに前記第１の重み付けを行った信号との
   差分に関する拡散信号を出力する前記ｍ段の各ユーザに
   対応した干渉推定部（ＩＥＵ）を備え、更に前記ｍ−１
   段の干渉除去残差信号を所定値だけ遅延させた信号から
   前記差分に関する拡散信号に第２の重み付けを行った信
   号を全ユーザに対して減算し、それをｍ＋１段へ出力す
   る減算器と、を備えることを特徴とするマルチユーザ受
   信装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載のマルチユーザ受信装置
   において、前記干渉推定部（ＩＥＵ）は、複数パスを形
   成するマルチパス伝搬路に対応して複数のパス単位処理
   部を備え、前記ｍ−１段の干渉除去残差信号を入力しパ
   ス単位に逆拡散を行う逆拡散手段と、この逆拡散手段の
   出力に前記ｍ−１段のシンボルレプリカに第１の重み付
   けを行った信号をパス単位に加算する第１の加算器と、
   この第１の加算器の出力をパス単位の伝送路推定値を用
   いて復調する検波器と、前記検波器の各パスに対応する
   出力を合成する第２の加算器と、この第２の加算器の出
   力をシンボル判定する判定器と、前記判定器の出力に前
   記伝送路推定値をパス単位に乗じ、前記ｍ段のパス単位
   のシンボルレプリカを生成する乗算器と、この乗算器の
   出力から前記ｍ−１段のシンボルレプリカに前記第１の
   重み付けを行った信号をパス単位に減算する減算器と、
   この減算器の出力をパス単位に拡散する拡散手段と、前
   記拡散手段の各パスに対応する出力を合成する第３の加
   算器とを備えることを特徴とするマルチユーザ受信装
   置。
3. 【請求項３】 請求項１に記載のマルチユーザ受信装置
   において、第１段では前記ｍ−１段の干渉除去処理で得
   られた干渉除去残差信号として受信信号を入力し、 前
   記ｍ−１段の同一ユーザ対応のシンボルレプリカとして
   零値を用い、更に第Ｍ段では干渉除去処理は行わず、前
   記ｍ段のシンボルレプリカ、および前記差分に関する拡
   散信号を出力せず、かわりに復調信号を出力することを
   特徴とするマルチユーザ受信装置。
4. 【請求項４】 請求項１に記載のマルチユーザ受信装置
   において、前記第１の重み付け、および前記第２の重み
   付けに用いる重みは、それぞれ１以下の実数であること
   を特徴とするマルチユーザ受信装置。
5. 【請求項５】 請求項４に記載のマルチユーザ受信装置
   において、第ｍ段における前記第１の重み付け、および
   前記第２の重み付けに用いる重みは、それぞれ１−（１
   −α）^m-1、α（αは１以下の実数）であることを特徴
   とするマルチユーザ受信装置。
6. 【請求項６】 請求項４に記載のマルチユーザ受信装置
   において、前記第１の重み付け、および前記第２の重み
   付けに用いる重みは、それぞれ１、α（１以下の実数）
   であることを特徴とするマルチユーザ受信装置。
7. 【請求項７】 請求項４に記載のマルチユーザ受信装置
   において、前記第１の重み付け、および前記第２の重み
   付けに用いる重みは、ともにα、α（αは１以下の実
   数）であることを特徴とするマルチユーザ受信装置。
8. 【請求項８】 請求項４に記載のマルチユーザ受信装置
   において、第ｎユーザ（ｎは正の整数）の第ｍ段におけ
   る前記第１の重み付け、および前記第２の重み付けに用
   いる重みは、それぞれ１−（１−αβ_n1）（１−α
   β_n2）・・・（１−αβ_nm-1）、αβ_nm（α、β_nmはそ
   れぞれ、１以下の実数）であることを特徴とするマルチ
   ユーザ受信装置。
9. 【請求項９】 請求項４に記載のマルチユーザ受信装置
   において、第ｎ（ｎは正の整数）ユーザの第ｍ段におけ
   る前記第１の重み付け、および前記第２の重み付けに用
   いる重みは、それぞれ１、αβ_nm（α、β_nmはそれぞれ
   １以下の実数）であることを特徴とするマルチユーザ受
   信装置。
10. 【請求項１０】 請求項４に記載のマルチユーザ受信装
    置において、第ｎ（ｎは正の整数）ユーザの第ｍ段にお
    ける前記第１の重み付け、および前記第２の重み付けに
    用いる重みは、それぞれαβ_nm-1、αβ_nm（α、β_nmは
    それぞれ１以下の実数）であることを特徴とするマルチ
    ユーザ受信装置。
11. 【請求項１１】 請求項５乃至１０のいずれか１項に記
    載のマルチユーザ受信装置において、 前記αの値は各ユーザの信号電力対干渉電力比、あるい
    はユーザ数に依存して決定し、αは各ユーザの信号電力
    対干渉電力比が等しく、ユーザ数に変化がなければ各ユ
    ーザで同一の定常値を用いることを特徴とするマルチユ
    ーザ受信装置。
12. 【請求項１２】 請求項８又は、９、１０に記載のマル
    チユーザ受信装置において、 前記β_nmの値は各ユーザの各スロット（送信電力制御周
    期）の信号電力対干渉電力比、あるいはスロットの信号
    電力に依存して決定し、β_nmは各段で各ユーザで各スロ
    ット毎に異なる値を用いることを特徴とするマルチユー
    ザ受信装置。
13. 【請求項１３】 請求項８又は、９、１０に記載のマル
    チユーザ受信装置において、 前記β_nmの値は各ユーザの判定シンボルのゆう度（確か
    らしさ）、あるいはシンボル判定点からの距離、あるい
    はシンボル電力に依存して決定し、前記β_nmは各段で各
    ユーザで各シンボル毎に異なる値を用いることを特徴と
    するマルチユーザ受信装置。
14. 【請求項１４】 複数段を形成して各段で全ユーザの干
    渉除去処理を行って各ユーザの復調信号を出力するＣＤ
    ＭＡ（Code Division Multiple Access：符号分割多元
    接続）マルチユーザ受信装置において、前記各段では、 前段の干渉除去処理で得られた前段の干渉除去残差信号
    と、前記前段の同一ユーザ対応の前段のシンボルレプリ
    カに第１の重み付けを行った信号とを入力し、パス単位
    の伝送路推定値を用いて復調する検波器を具備して現段
    のシンボルレプリカと該現段のシンボルレプリカと前記
    前段のシンボルレプリカとの差分を拡散した拡散信号と
    を出力する干渉推定部（ＩＥＵ）と、 前記現段のシンボルレプリカに現段の第１の重み付けを
    行った信号を生成する乗算器と、 前記前段の干渉除去残差信号を所定時間遅延させる遅延
    器と、 前記遅延器の出力から前記全ユーザにおいて前記干渉推
    定部で生成した前記拡散信号に第２の重み付けを行った
    信号を減算して次段の干渉除去残差信号として出力する
    減算器と、を備えることを特徴とするマルチユーザ受信
    装置。
15. 【請求項１５】 請求項１４に記載のマルチユーザ受信
    装置において、前記第１の重み付けおよび前記第２の重
    み付けに用いる重みは、それぞれ１以下の実数であるこ
    とを特徴とするマルチユーザ受信装置。
16. 【請求項１６】 請求項１４に記載のマルチユーザ受信
    装置において、前記第１の重み付けに用いる重みは前記
    各段で異なる１以下の実数であり、前記第２の重み付け
    に用いる重みは前記各段で共通の１以下の実数であるこ
    とを特徴とするマルチユーザ受信装置。
17. 【請求項１７】 請求項１乃至１６のいずれか１項に記
    載のマルチユーザ受信装置を、基地局又は移動局に用い
    たことを特徴とするＣＤＭＡ通信システム。