JP5059776B2 - 無線通信のための準線形干渉消去 - Google Patents

Description

本公開は一般に通信に関する。より詳細には無線通信システムにおける干渉消去を実行するための技術に関する。

無線多重接続通信システムは同時に複数の無線機器、例えば、携帯電話と交信することができる。そのような多重接続システムの例は符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）システム、時分割多重接続（ＴＤＭＡ）システム、および周波数分割多重接続（ＦＤＭＡ）システムを含む。

無線多重接続システムは通常広い地理的エリアに通信カバレッジを提供する多くの基地局を含む。各基地局はいつでもカバレッジエリア内に位置する１つ以上の無線機器にデータを送信するかもしれない。与えられた無線機器はサービス基地局からは所望の送信信号を、近隣の複数基地局からは干渉性の送信信号を同様に受信するかもしれない。これらの干渉性送信信号は、これらの近隣基地局のカバレッジエリア内に位置する他の無線機器に対して意図されているものであるが、この与えられた無線機器に対しては干渉として働く。この干渉はこの無線機器の所望の送信信号の復調能力を妨げ、性能に大きい影響を有する。

したがって、当業者において、無線通信システム内で干渉性送信信号の存在下で所望の送信信号を復調する要求がある。

発明の概要

無線通信システム（例えば、ＣＤＭＡシステム）における干渉消去を実行するための技術がここに説明される。消去と抑圧は、ここに用いられる場合、同義の用語であり互換性を持って用いられる。本技術は無線機器の性能を向上させるかもしれない。また、本技術は干渉の影響を低減させるかもしれない。これはＣＤＭＡシステムのような干渉で制約を受けるシステムの容量を増加させるかもしれない。

単一セクタ干渉キャンセラの一実施例において、送信機（例えば、１つのセクタのための１つの基地局）からの信号を分離し入力サンプルを得るために受信サンプルが処理（例えば逆拡散）される。入力サンプルは、複数の直交したチャンネル（例えば、ビン）における受信シンボルを得るために、第１の変換（例えば、高速アダマール変換）に基づいて変換される。スケーリングされたシンボルを得るために複数の直交チャンネルに対する受信シンボルが複数の利得でスケーリングされる。この複数の利得は、（１）受信シンボルに基づいて直交チャンネルの電力推定値を計算すること、および（２）その直交チャンネルの電力推定値の逆元に基づいて各直交チャネルに対する利得を計算することとにより導出されるかもしれない。スケーリングされたシンボルは、出力サンプルを得るために第２の変換（例えば、逆高速アダマール変換）に基づいて変換される。出力サンプルは、送信機からの信号を抑圧させた干渉消去済みサンプルを得るために処理（例えば、拡散）される。

並列多セクタ干渉キャンセラの一実施例において、少なくとも１つの干渉送信機に対する少なくとも１つの消去信号が、その干渉送信機の拡散符号を用いて各干渉送信機からの信号を分離することにより導出される。各消去信号は、干渉送信機の信号成分を含んでおり、例えば受信サンプルから干渉送信機に対する干渉消去済みサンプルを減算することにより得られるかもしれない。所望の送信機に対する信号推定値は受信信号および少なくとも１つの消去信号に基づいて、例えば受信信号から（複数の）消去信号を減算することによって、導出される。干渉消去性能を向上させるために以下で説明されるように複数段階が縦続接続されるかもしれない。

縦続接続された多セクタ干渉キャンセラの一実施例において、第１の送信機に対する第１の消去信号は、この送信機から信号をこの送信機の拡散符号を用いて分離することによって、導出される。第１の消去信号は中間信号を得るために受信信号から減算される。第２の送信機に対する第２の消去信号はその中間信号に基づいて導出される。第１の送信機が所望の送信機の場合、所望の送信機に対する信号推定値は受信信号から第２の消去信号を引き算することにより得られるかもしれない。所望の送信機が第１および第２の送信機のいずれでもない場合、所望の送信機に対する信号推定値は中間信号から第２の消去信号を減算することにより得られるかもしれない。２つより多い段階が以下で説明されるように縦続接続されるかもしれない。

詳細な説明

発明の種々の態様および実施例をより詳細に以下に説明する。

同じ参照記号は全般にわたり同一として取り扱う図面と共に、本発明の特徴および本質は、以下に記載された詳細な説明からより明らかになるだろう。

「代表的」という言葉は、ここでは「例、実例、または例証として役立つこと」を意味するために用いられる。ここで「代表的」と説明されたいかなる実施例または設計も、必ずしも他の実施例より好ましいまたは有利であると解釈されるべきではない。

ここに説明する干渉消去技術はＣＤＭＡ、ＴＤＭＡ、ＦＤＭＡ、直交周波数分割多重接続（ＯＦＤＭＡ）、単一キャリアＦＤＭＡ（ＳＣ-ＦＤＭＡ）システムなどの種々の通信システムに用いられるかもしれない。ＣＤＭＡシステムは、ｃｄｍａ２０００、広帯域ＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ）などのような１つ以上のＣＤＭＡ無線接続技術（ＲＡＴ）を実施するかもしれない。ｃｄｍａ２０００はＩＳ−２０００、ＩＳ−８５６、およびＩＳ−９５規格を含む。ＴＤＭＡシステムはＧＳＭのようなＲＡＴを実施するかもしれない。これらの種々のＲＡＴおよび規格は当業者には既知である。Ｗ−ＣＤＭＡおよびＧＳＭは「第３世代パートナーシッププロジェクト」（３ＧＰＰ）というコンソーシアムからの文書に説明されている。ｃｄｍａ２０００は「第３世代パートナーシッププロジェクト２」（３ＧＰＰ２）というコンソーシアムからの文書に説明されている。３ＧＰＰおよび３ＧＰＰ２の文書は公的に利用可能である。ＯＦＤＭＡシステムはＯＦＤＭを利用して、直交周波数サブバンド上で周波数ドメインでシンボルを送信する。ＳＣ−ＦＤＭＡシステムは直交周波数サブバンド上で時間ドメインでシンボルを送信する。明快さのために、ｃｄｍａ２０００システムまたはＷ−ＣＤＭＡシステムであるかもしれないＣＤＭＡシステムに関して本技術を以下に説明する。

図１に複数の基地局を備えたＣＤＭＡシステム１００を示す。簡単のために、図１にはわずか３つの基地局１１０ａ、１１０ｂおよび１１０ｃ並びに１つの無線機器１２０を示す。基地局は、一般に無線機器と交信する固定局であり、ノードＢ（３ＧＰＰ用語）、アクセスポイント、または他の用語で呼ばれるかもしれない。各基地局１１０は通信カバレッジを特定の地理的エリアに提供する。用語「セル」はこの用語が用いられる文脈に従って、基地局および／またはそのカバレッジエリアを指すことができる。システム容量を改善するために、基地局のカバレッジエリアは複数（例えば、３個）のより小さいエリアに分割されるかもしれない。より小さい各エリアはそれぞれの基地局サブシステム（ＢＴＳ）によってサービスを受ける。用語「セクタ」はこの用語が用いられる文脈に従って、ＢＴＳおよび／またはそのカバレッジエリアを指すことができる。セクタ化されたセルにおいて、そのセルのすべてのセクタに対する複数のＢＴＳはそのセルに対する基地局内に通常は共同設置される。以下の記述は、各セルが複数のセクタに分割されると仮定する。簡単のために、一般的に用語「基地局」はセクタに対する固定局と同様にセルに対する固定局を指す。サービス基地局／セクタは無線機器が交信する基地局／セクタである。

無線機器は、固定または移動であるかもしれない。またユーザ機器（ＵＥ）（３ＧＰＰ用語）、移動局、ユーザ端末、または他の用語で呼ばれるかもしれない。無線機器は、携帯電話、携帯情報端末（ＰＤＡ）、無線モデムカードなどであるかもしれない。無線機器は順方向リンク（またはダウンリンク）および逆方向リンク（またはアップリンク）でゼロ、１，または複数の基地局といつでも交信するかもしれない。簡単のために、図１は順方向リンクの送信のみを示す。無線機器１２０は、見通し線および反射経路経由でサービス基地局１１０ａから所望の送信信号を受信する。さらに、見通し線および反射経路経由で近隣基地局１１０ｂおよび１１０ｃから干渉性送信信号を受信する。

図２に基地局１１０ｉおよび無線機器１２０のブロック図を示す。基地局１１０ｉは図１に示す基地局のいずれか１つであるかもしれない。簡単のために、図２には一つの送信アンテナを有する基地局１１０ｉおよび１つの受信アンテナを有する無線機器１２０を示す。一般に、基地局１１０ｉおよび無線機器１２０はそれぞれ任意数のアンテナを備えるかもしれない。簡単のために、図２には順方向リンクでのデータ伝送用の処理ユニットのみを示す。

基地局１１０ｉにおいて、送信データプロセッサ２１０はサービスを受ける無線機器のためのトラヒックデータを入力し、データシンボルを生成するためにトラヒックデータを処理（例えば符号化、インタリーブ、およびシンボルマッピング）し、データシンボルをＣＤＭＡ変調器２２０へ出力する。ここに用いられる場合、データシンボルはデータ用の変調シンボルであり、パイロットシンボルはパイロット用の変調シンボルであり、変調シンボルは信号コンステレーション（例えば、Ｍ−ＰＳＫ、Ｍ−ＱＡＭなどにおいて）内の点の複素値であり、シンボルは複素値であり、パイロットは基地局と無線機器の双方が事前に知っているデータである。ＣＤＭＡ変調器２２０は、以下に説明するようにデータシンボルとパイロットシンボルを処理し、出力チップストリームを送信機ユニット（ＴＭＴＲ）２３０に出力する。送信機ユニット２３０は、出力チップストリームを処理（例えば、アナログへ変換、増幅、フィルタリング、および周波数アップコンバージョン）し、アンテナ２３２から送信される順方向リンク信号を生成する。

無線機器１２０において、アンテナ２５２は他の基地局と同様に基地局１１０ｉによって送信された順方向リンク信号を受信する。アンテナ２５２は受信信号を受信装置ユニット（ＲＣＶＲ）２５４に出力する。受信機ユニット２５４は受信信号を処理（例えば、フィルタリング、増幅、周波数ダウンコンバージョン、およびディジタル化）し、受信サンプルを干渉キャンセラ２６０へ出力する。干渉キャンセラ２６０は、以下に説明するように干渉基地局からの干渉を推定し抑圧し、サービス基地局の干渉消去されたサンプルをレーク受信機へ出力する。アンテナ２５２は図１に示すようにサービス基地局から１つ以上の信号経路を経由して順方向リンク信号を受信する。従ってその受信信号はサービス基地局に対する１つ以上の信号インスタンス（またはマルチパス）を含むかもしれない。レーク受信機２７０は、対象とするすべてのマルチパスを処理し、サービス基地局により送られたデータシンボルの推定値であるデータシンボル推定値を出力する。レーク受信機２７０は等化器またはいくつかの他の形式の受信機で置き換えられるかもしれない。受信（ＲＸ）データプロセッサ２８０はデータシンボル推定値を処理（シンボルデマッピング、デインタリーブ、および復号）し、復号されたデータを出力する。一般に、レーク受信機２７０およびＲＸデータプロセッサ２８０による処理は、それぞれ基地局１１０ｉにおけるＣＤＭＡ変調器２２０およびＴＸデータ処理装置２１０による処理と相補的である。

制御器２４０および２９０はそれぞれ基地局１１０ｉおよび無線機器１２０の種々の処理ユニットの動作を指示する。メモリー２４２および２９２はそれぞれ基地局１１０ｉおよび無線機器１２０のためのデータおよびプログラムコードを格納する。

ＣＤＭＡにおいて、異なる直交符号により複数の直交チャンネルが得られるかもしれない。例えば、ｃｄｍａ２０００において、異なるウォルシュ符号により複数の直交トラヒックチャネルが得られる。また、Ｗ-ＣＤＭＡにおいて異なる直交可変拡散係数（ＯＶＳＦ）により複数の直交物理チャネルが得られる。直交チャンネルは、異なる無線機器のための異なる形式のデータ（例えば、トラヒックデータ、放送データ、制御データ、パイロットなど）および／またはトラヒックデータを送るために用いられるかもしれない。直交チャンネルは適切にスケーリングされ、結合され、システム帯域幅全体にわたってスペクトル的に拡散される。スペクトル拡散は拡散符号で実行される。拡散符号はｃｄｍａ２０００では擬似乱数（ＰＮ）シーケンスでありＷ−ＣＤＭＡではスクランブル用符号である。ｃｄｍａ２０００において、ウォルシュ符号によるチャネル化は「カバリング」と呼ばれ、スペクトル拡散は「拡散」と呼ばれる。Ｗ−ＣＤＭＡにおいて、ＯＶＳＦ符号によるチャネル化は「拡散」呼ばれ、スペクトル拡散は「スクランブリング」と呼ばれる。明快さのために、ｃｄｍａ２０００用語（例えば、トラヒックチャンネル、カバリング、拡散など）を以下の説明で用いる。

図３に基地局１１０ｉ内のＣＤＭＡ変調器２２０のブロック図を示す。簡単のために、以下の記述において、Ｎトラヒックチャンネルが各セクタで利用可能であり、各トラヒックチャネルは長さＮの異なるウォルシュ符号が割り当てられると仮定する。ここでＮはｃｄｍａ２０００において４、８、１６、３２、６４または１２８と等しいかもしれない。一般に、長さの異なる直交符号がトラヒックチャンネルに用いられるかもしれない。また、Ｎは最長の直交符号の長さに対応するかもしれない。

ＣＤＭＡ変調器２２０はＮ個のトラヒックチャンネルに対するＮ個のトラヒックチャネルプロセッサ３１０ａ乃至３１０ｎを含む。各トラヒックチャンネルプロセッサ３１０内において、乗算器３１２は、トラヒックチャンネルｎのデータシンボルを入力し、トラヒックチャネルｎに対する利得ｇ_ｉ，ｎでスケーリングし、スケーリングしたデータシンボルを出力する。トラヒックチャンネルｎが使用されていない場合、利得ｇ_ｉ，ｎはゼロに設定されるかもしれない。ウォルシュカバーユニット３１４はトラヒックチャネルｎに割り当てられたウォルシュ符号ｗ_ｎを用いて、スケーリングしたデータシンボルをチャネル化する。ユニット３１４は、Ｎ個の反復されたシンボルを生成するためにスケーリングされた各データシンボルを複数回繰り返し、次にそのデータシンボルに対するＮ個のデータチップを生成するためにＮ個の反復シンボルとウォルシュ符号ｗ_ｎのＮ個のチップとを乗算することによりカバリングを実行する。結合器３２０は、すべてのＮ個のトラヒックチャンネルのデータチップを入力し加算する。乗算器３２２は、結合されたデータチップとセクタｉに割り当てられた拡散符号とを乗算し、出力チップを生成する。

セクタｉに対する出力チップは以下のように離散時間で表されるかもしれない。

ここで、ｋはチップ期間のインデックス、
ｎはトラヒックチャンネルのインデックス、
ｉはセクタのインデックス、
ｓ_ｉ，ｎ（［ｋ／Ｎ］）はチップ期間ｋ内に送られたデータシンボル、
ｗ_ｎ（ｍｏｄ（ｋ，Ｎ））はチップ期間ｋに対するウォルシュチップ、
ｇ_ｉ，ｎはセクタｉのトラヒックチャンネルｎに対する利得、
ｃ_ｉ（ｋ）はチップの期間ｋ内のセクタｉに対する拡散符号チップ、
ｘ_ｉ（ｋ）はチップの期間ｋ内のセクタｉに対する出力チップである。

各データシンボルはＮチップ期間内に送られ、シンボル期間ｍのデータシンボルｓ_ｉ，ｎ（ｍ）はチップ期間ｋ＝Ｎ・ｍ乃至Ｎ・ｍ＋Ｎ−１内で送られる。従って、ｍ＝［ｋ／Ｎ］およびｓ_ｉ，ｎ（ｍ）＝ｓ_ｉ，ｎ（［ｋ／Ｎ］）、ここで［ｘ］はフロアー演算子を表す。すべてのチップ期間ｋ、シンボル期間ｍ、およびトラヒックチャンネルｎについてデータシンボル、ウォルシュチップ、および拡散符号チップは単位振幅を有する、すなわち∀ｋ、ｍ、ｎについて｜ｓ_ｉ，ｎ（ｍ）｜＝｜ｗ_ｎ（ｍｏｄ（ｋ，Ｎ））｜＝｜ｃ_ｉ（ｋ）｜＝１と仮定される。異なるセクタに関する拡散符号はE｛c_i（k)・c^* _j(k＋κ）｝=δ(κ)・δ(i，j)であって非相関である。これは、セクタｉおよびｊの拡散符号間の期待値はκ＝０かつｉ＝ｊの場合にのみ１に等しいことを意味する。異なるセクタはｃｄｍａ２０００の同じＰＮシーケンスで異なるシフトしたバージョンが割り当てられる。この場合、異なるセクタのための拡散符号はチップオフセットの範囲にわたって非相関である。

式は以下の通り行列の形式で表されるかもしれない。

ｘ _ｉ（ｍ）＝Ｃ _ｉ（ｍ）・Ｗ・Ｇ _ｉ・ｓ _ｉ（ｍ） 式（２）
ここで、ｓ _ｉ（ｍ）＝［ｓ_ｉ，１（ｍ） ｓ_ｉ，２（ｍ）・・・ｓ_ｉ，Ｎ（ｍ）］^Ｔはシンボル期間ｍにＮ個のトラヒックチャネルで送られるべきＮ個のデータシンボルを含むＮ×１のベクトルである。ここで「^Ｔ」は転置を表す。

Ｇ _ｉはＮ個のトラヒックチャネルに対する利得を含むＮ×Ｎの対角行列、すなわちｄｉａｇ（Ｇ _ｉ）＝｛ｇ_ｉ，１，ｇ_ｉ，２，・・・，ｇ_ｉ，Ｎ｝、
ＷはＮ個の列にＮ個のウォルシュ符号を含むＮ×Ｎのウォルシュ行列、
Ｃ _ｉ（ｍ）はシンボル期間ｍにおけるＮチップ期間に対するＮ拡散符号チップを含むＮ×Ｎの対角行列、すなわちｄｉａｇ（Ｃ _ｉ（ｍ））＝｛ｃ_ｉ（Ｎ・ｍ），ｃ_ｉ（Ｎ・ｍ＋１），・・・，ｃ_ｉ（Ｎ・ｍ＋Ｎ−１）｝、
ｘ _ｉ（ｍ）＝［ｘ_ｉ（Ｎ・ｍ） ｘ_ｉ（Ｎ・ｍ＋１）・・・ｘ_ｉ（Ｎ・ｍ＋Ｎ−１）］^Ｔはシンボル期間ｍにおけるセクタｉに対するＮ個の出力チップを含むＮ×１ベクトルである。

対角行列は対角線上にゼロでない可能性のある値を、それ以外のところはゼロを含む。トラヒックチャンネルが異なるウォルシュ符号長を有する場合、Ｎはすべてのトラヒックチャンネルについて最長のウォルシュ符号長に等しい。また、より短い各ウォルシュ符号は行列Ｗにおいて繰返される。

無線機器１２０は基地局１１０ｉおよび他の基地局からの順方向リンク信号を受信する。受信機ユニット２５４からの受信サンプルは以下のように表されるかもしれない。

ここで、α_ｉはセクタｉのチャネル利得、
ｎ（ｍ）はｘ _ｉ（ｍ）に含まれない雑音および干渉のＮ×１のベクトル、
ｒ（ｍ）はシンボル期間ｍのＮ個の受信サンプルを含むＮ×１のベクトルである。

式（３）は、すべてのセクタが同期し、かつ各セクタに関して単一の信号経路（すなわち、マルチパスがない）があると仮定している。簡単のために、ｎ（ｍ）における雑音および干渉はゼロ平均ベクトルとＮ_０・Ｉの共分散行列を有する付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）であると仮定されるかもしれない。ここでＮ_０は雑音および干渉の分散、Ｉは対角要素が１、その他が０の単位行列である。

式（３）において、ｒ（ｍ）は１シンボル期間の受信ベクトルである。時間的に非相関の拡散符号を用いているために、異なるシンボル期間に受信されたベクトルは非相関である。したがって、異なるシンボル期間の間の依存性はなく、明快さのために、以下の説明ではインデックスｍを省略する。

無線機器１２０は、与えられたセクタｊがトラヒックチャンネルｎで送信したデータシンボルの推定値を、（１）セクタｊが用いている拡散符号で受信サンプルを逆拡散することと（２）逆拡散されたサンプルをトラヒックチャンネルｎのウォルシュ符号でデカバリングすることとにより、以下のように導出するかもしれない。

ここで、Ｃ _ｊはセクタｊに関する拡散符号チップを含むＮ×Ｎの対角行列、「^Ｈ」は共役転置を表す、
Ｗ _ｎは所望のトラヒックチャネルｎのウォルシュ符号を含むＮ×１のベクトル、
ｓ_ｊ，ｎはトラヒックチャネルｎでセクタｊが送るデータシンボル、

干渉セクタｌからの干渉を消去するために、無線機器１２０は受信サンプルをセクタｌで用いられた拡散符号で逆拡散し、次にその逆拡散されたサンプルを以下のようにデカバリングするかもしれない。

ｕ _ｌ＝Ｗ ^Ｔ・Ｃ _ｌ ^Ｈ・ｒ 式（５）
ここで、ｕ _ｌはセクタｌのＮウォルシュビンに対するＮ受信シンボルを含むＮ×１のベクトルである。Ｃ _ｌ ^Ｈの乗算はセクタｌに関する受信サンプルを逆拡散し、Ｗ ^Ｔの乗算はＮウォルシュビンに対する受信シンボルを生成する。Ｎ個のトラヒックチャネルが長さＮのＮ個の異なるウォルシュ符号を割り当てられる場合、Ｎ個のウォルシュビンはこれらのトラヒックチャネルに対するものである。Ｎ個のウォルシュビンはＷ ^Ｔによるデカバリングによって得られたＮ個の直交チャネルに対応すると見なされるかもしれない。

ベクトルｕ _ｌの共分散行列Λ _ｌは以下のように表されるかもしれない。

ここで、ｑ_ｌ＝Ｎ^２・｜α_ｌ｜^２はセクタｌに関するチャネル電力利得、

は他のすべてのセクタについての全電力利得である。

共分散行列Λ _ｌはｄｉａｇ（Λ _ｌ）＝｛λ_ｌ、１，λ_ｌ、２，・・・，λ_ｌ、Ｎ｝として与えられるかもしれない。ここで、ｎ＝１，・・・，Ｎについて、

である。Λ _ｌの対角要素は、Ｎ個のウォルシュビンに対する測定された電力（または固有値）である。Ｎ個の対角要素すべてが等しい場合、すなわち∀ｎに対してλ_ｌ、ｎ＝λ_ｌの場合、Λ _ｌはエクイ-ダイアゴナルである。

無線機器１２０は、サービスセクタｊのトラヒックチャネルｎに対するシンボル推定値を、線形最小平均二乗誤差（ＬＭＭＳＥ）法、最小二乗（ＬＳ）法などの種々の方法に基づいて導出するかもしれない。セクタｊのトラヒックチャンネルｎに対するシンボル推定値はＬＭＭＳＥ法に基づいて、以下のように導出されるかもしれない。

式（７）のＬＭＭＳＥシンボル推定値は（５）式と組み合わされ、次に、以下のようにより小さい式に分解されるかもしれない。

ここで、ｒ _ｌはセクタｌに関する信号成分を抑圧させたＮ個の干渉消去済みサンプルを含むＮ×１のベクトル、
Λ _l ^-1 はdiag(Λ _l ^-1)={λ_l,1 ^-1, λ_l,2 ^-1,・・・，λ_l,N ^-1｝として与えられるＮ×Ｎの対角行列、

式（８）は１つの干渉セクタｌに対する干渉消去を表す。式（８）は線形演算（例えば、Ｗ ^ＴおよびとＷによる変換）および非線形演算（例えば、Ｃ _l ^Hによる逆拡散およびＣ _ｌによる拡散）を含むと見なされるかもしれない。従って、式（８）は準線形干渉消去（ＱＬＩＣ）を実行することと見なされるかもしれない。最初に波形が、波形の一成分と同じ関数である時変関数（例えば逆拡散符号）と乗算される（すなわち乗算項は、それ自身、受信波形の一関数）からである。ベクトルｒ _ｌはセクタｌからの干渉を抑圧させたサンプルを含む。式（９）は、ｓ_ｊ，ｎに対する残りのＬＭＭＳＥシンボル推定値が式（４）に示すようなＣＤＭＡ受信装置によって従来行われている簡単な逆拡散およびデカバリングの演算を含むことを示している。特に、ベクトルｒ _ｌは、所望のセクタｊに関する拡散符号で逆拡散され、所望のトラヒックチャネルｎのウォルシュ符号でデカバリングされる。式（１０）は、後続の復号のための加重推定値を得るためのＬＭＭＳＥスケーリングを示す。

式（６）に示すように、Λ _ｌの対角要素は、干渉セクタｌに関する利得行列Ｇ _ｌにより部分的に決定される。セクタｌ内のすべてのＮ個のトラヒックチャネルに対する利得が等しい場合（すなわち、∀ｎについてｇ_ｌ，ｎ＝ｇ_ｌ）、Ｇ _ｌ＝ｇ_ｌ・ＩおよびΛ_ｌ＝η・Ｉである。ここでηは総電力利得である。

行列Ｇ _ｌの利得が等しくないときに、干渉消去が達成される。その結果、より大きな利得を有するトラヒックチャネルは（８）式の逆共分散行列Λ _l ^-1と乗算されることにより、より大きな減衰を受ける。

図４に単一セクタ干渉キャンセラのブロック図を示す。これは図２の干渉キャンセラ２６０の一実施例である。干渉キャンセラ２６０ａ内において、乗算器４１２は受信サンプルとセクタｌに関する複素共役拡散符号c^* _lとを乗算し、入力サンプルを出力する。直列-並列（Ｓ／Ｐ）変換器４１４は各シンボル期間のＮ個の入力サンプルのベクトルを形成し、Ｎ個の入力サンプルを並列に出力する。高速アダマール変換（ＦＨＴ）ユニット４１６は、各シンボル期間のＮ個の入力サンプルにＮ点ＦＨＴを実行し、Ｎ個のウォルシュビンの受信シンボルを出力する。

ユニット４２２はＦＨＴユニット４１６から各受信シンボルを二乗した振幅を計算する。フィルタ４２４は各ウォルシュビンの受信シンボルの二乗振幅を平均し、そのウォルシュビンの電力推定値

を出力する。フィルタ４２４はΛ _ｌの対角要素の推定値を出力する。フィルタ４２４は有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ、無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタ、または他の形式のフィルタで実施されるかもしれない。フィルタ４２４は例えばシンボル期間の３２、６４、１２８、または他の数の時定数を有するかもしれない。ユニット４２６は各ウォルシュビンの電力推定値の逆元を計算する。乗算器４４０は、各シンボル期間に、Ｎ個のウォルシュビンのＮ個の受信シンボルを得て、各ウォルシュビンの受信シンボルとそのウォルシュビンの逆電力推定値とを乗算し、Ｎ個のウォルシュビンのスケーリングされたシンボルを出力する。ユニット４２２、４２４、４２６、および４４０はウォルシュビン毎ベースで処理を実行する。

逆ＦＨＴ（ＩＦＨＴ）ユニット４４２は、各シンボル期間のＮ個のスケーリングされたシンボルにＮ点ＩＦＨＴを実行し、そのシンボル期間についてＮ個の出力サンプルを提供する。並列-直列（Ｐ／Ｓ）変換器４４４は各シンボル期間のＮ個の出力サンプルを直列化する。乗算器４４６は出力サンプルとセクタｌに関する拡散符号とを乗算し、干渉消去済みサンプルｒ_ｌを出力する。

図４において、乗算器４１２は、式（８）のＣ _l ^Hとの乗算である、セクタｌに関する逆拡散を実行する。直列-並列変換器４１４は各シンボル期間に対する入力サンプルをベクトル化する。ＦＨＴユニット４１６は、（８）式のＷ ^Ｔとの乗算であるＮ個のトラヒックチャネルに対するデカバリングを実行する。ＦＨＴユニット４１６は、ベクトル化したサンプルをウォルシュ符号を用いて固有モード（または直交チャネル）へ効率的に投影し、共分散行列Λ _ｌを対角化する。ユニット４２２、フィルタ４２４、およびユニット４２６はΛ _l ^-1の推定値を導出する。乗算器４４０はＮ個のウォルシュビンをこれらのウォルシュビンの電力推定値の逆元に基づいてスケーリングする。したがって、より大きい電力を有するウォルシュビンはより大きく減衰される。これはこれらのウォルシュビンからの干渉の寄与を抑圧する。乗算器４４０は式（８）のΛ _l ^-1との乗算を実行する。ＩＦＨＴユニット４４２は、Ｎ個のウォルシュビンに対してカバリングを実行する。これは（８）式のＷとの乗算である。乗算器４４６は、セクタｌに関する拡散（または再拡散）を実行する。これは（８）式のＣ _ｌとの乗算である。乗算器４１２による逆拡散および乗算器４４６による拡散は非線形演算とみなされるかもしれない。演算が受信された波形の一成分に直接依存しているからである。ＬＭＭＳＥ法のためのユニット４１６乃至４４２による無相関化操作は線形演算である。

図５に単一セクタ干渉キャンセラのブロック図を示す。これは図２の干渉キャンセラの別の実施例である。干渉キャンセラ２６０ｂはセクタｌに関する複数の信号経路干渉を抑圧するために用いられるかもしれない。これらの複数の信号経路は（１）単一の受信アンテナからの単一の受信信号におけるマルチパス、（２）複数の受信アンテナからの複数の受信信号、または（３）複数の受信信号におけるマルチパス、であるかもしれない。

干渉キャンセラ２６０ｂ内において、各チップ期間に、乗算器５１２はＰ個の信号経路に対するＰ個の受信サンプルを含むベクトルｒ′を入力し、各ベクトルの位置にある受信サンプルとセクタｌに関する複素共役拡散符号c^* _lとを乗算し、ｒ′のＰ個の位置に対してＰ個の入力サンプルを出力する。直列-並列変換器５１４は各シンボル期間の入力サンプルのＮ×Ｐ行列を形成する。この行列はＰ個の信号経路に対するＰ個の列を含み、各列は１つの信号経路に対してＮ個の入力サンプルを含む。ＦＨＴユニット５１６は、Ｎ×Ｐの入力サンプル行列の各列にＮ点ＦＨＴを実行し、受信シンボルのＮ×Ｐ行列を出力する。この受信シンボル行列はＰ個の信号経路に対するＰ個の列を含み、各列は１つの信号経路内のＮ個のウォルシュビンのＮ個の受信シンボルを含む。

ユニット５２２乃至５４０は受信シンボルの行列-ベクトル乗算をウォルシュビンベースで実行する。ユニット５２２はＮ×Ｐの受信シンボル行列のＮ個の行を用いてＮ個のベクトルを形成する。各ベクトルは１つのウォルシュビンについてＰ個の信号経路に対するＰ個の受信シンボルを含む。ユニット５２２は、次に、各ウォルシュビンの受信シンボルの外積が計算され、そのウォルシュビンに対するＰ×Ｐの相関行列を出力する。フィルタ５２４は、複数シンボル期間にわたりＮ個のウォルシュビンのＮ個の相関行列をフィルタリングし、Ｎ個のウォルシュビンのＮ個のＰ×Ｐ共分散行列を出力する。ユニット５２６は各Ｐ×Ｐ共分散行列の逆行列を求める。乗算器５４０は、Ｎ×Ｐの受信シンボル行列の各行（１つのウォルシュビンに対して１×Ｐの行ベクトルである）とそのウォルシュビンに対するＰ×Ｐの逆共分散行列とを乗算し、得られたシンボルの対応する１×Ｐ行ベクトルを出力する。乗算器５４０は各シンボル期間に得られたシンボルのＮ×Ｐ行列を出力する。

ＩＦＨＴユニット５４２は、Ｎ×Ｐのスケーリングされたシンボル行列の各列にＮ点ＩＦＨＴを実行し、そのシンボル期間に対する出力サンプルのＮ×Ｐ行列を出力する。並列-直列変換器５４４は、各シンボル経路に対するＮ個の出力サンプルをシリアル化し、各チップ期間内にＰ個の信号経路に対するＰ個の出力サンプルのベクトルを出力する。乗算器５４６は各信号経路に対する出力サンプルとセクタｌに関する拡散符号とを乗算し、その信号経路に対する干渉消去済みのサンプルを出力する。各チップ期間において、乗算器５４６はＰ個の信号経路に対するＰ個の干渉消去済みサンプルを含むベクトルｒ _l ′を出力する。

図４および５は、１つの干渉セクタｌに関する干渉消去を示している。複数セクタからの干渉は、所望のセクタを復調するに先立ち、推定され、消去されるかもしれない。各セクタｌに関する消去項ｅ _ｌは以下のように定義されるかもしれない。

ベクトルｅ _ｌは（６）式のσ^２の項による歪雑音と同様にセクタｌに関する信号成分を含む。ベクトルｅ _ｌは、他のセクタに関する干渉成分を表し、Λ _ｌがスカラ行列の場合ゼロに等しい。異なるセクタに関するベクトルｅ _ｌは、異なるセクタが異なる拡散符号を使用するため非相関である。干渉セクタｌに関するベクトルｅ _ｌは、やはり異なるセクタが異なる拡散符号を使用するため、所望のセクタｊに関する送信ベクトルｘ _ｊとは非相関である。スケーリング係数1/tr(Λ _l ^-1)は異なる干渉セクタからの干渉寄与の最適重みとなる。

セクタｊに関する送信ベクトルｘ _ｊの推定値は次式で表されるかもしれない。

図６に並列多セクタ干渉キャンセラ２６０ｃのブロック図を示す。これは図２の干渉キャンセラ２６０の一実施例である。干渉キャンセラ２６０ｃは複数（Ｌ）のセクタに対して干渉消去を実行し、これらのＬ個のセクタによって送信された信号の推定値を出力する。

干渉キャンセラ２６０ｃ内で、受信信号ｒ（これは受信機ユニット２５４からの受信サンプルに対応する）はＬ個のセクタのためのＬ個のＱＬＩＣブロック６１０ａ乃至６１０ｌへ提供される。各ＱＬＩＣブロック６１０は、割り当てられたセクタに関する消去信号を導出し、以下で説明されるように実施されるかもしれない。結合器６２０はすべてのＬセクタに関する消去信号ｅ_１乃至ｅ_Ｌを加算的に結合し、全消去信号ｅ_{ｔｏｔａｌ}を出力する。各セクタｊに対し、加算器６１２はそのセクタに関する消去信号ｅ_ｊを全消去信号ｅ_{ｔｏｔａｌ}から減算し、式（１２）の項

に対応する他セクタ消去信号ｅ_ｏｓ，ｊを出力する。

各フィンガプロセッサ６５０はその割り当てられたセクタについて（１３）式に示すように復調を実行するかもしれない。

図６は複数のセクタに対して並列に干渉消去する一実施例を示している。Ｌ個のセクタに関する消去信号は受信信号ｒに基づいて並列に導出される。各セクタに関する消去信号の精度はすべての他のセクタからの干渉に影響される。次に、各セクタに関する信号推定値

がそのセクタに関する消去信号ｅ_ｊ、Ｌ個の全セクタに関する全消去信号ｅ_{ｔｏｔａｌ}、および受信信号ｒに基づいて導出される。

複数のセクタに対する干渉消去は逐次的、すなわち順次的または縦続的に実行されるかもしれない。Ｌ個のセクタに関する逐次的干渉消去は、Ｌ個の連続した段階で、各段階で１つのセクタからの干渉を消去して実行されるかもしれない。各段における干渉消去は前段からの出力に基づいて実行されるかもしれない。前段からの出力はすべての先行段からの干渉を除去済みであるかもしれないし、従って受信信号よりも「よりきれい」であるかもしれない逐次干渉消去は性能を向上させるかもしれない。例えば、異なるセクタが異なる量の干渉を引き起こす場合、最初に、強いセクタに対してこのセクタからの信号を抑圧するために干渉消去が実行され、次により弱いセクタに対して実行されるかもしれない。強いセクタからの信号の寄与が減衰されているため、より弱いセクタに関する干渉消去は改善されるかもしれない。強いセクタの消去はより弱いセクタに対して（６）式のσ^２の項を小さくする。これは、より弱いセクタに関する利得行列をより顕著にし、より弱いセクタに関するΛ _ｌの特性を改善する。したがって、強いセクタの消去により、より弱いセクタのより良い干渉消去が可能となる。

図７Ａに縦続接続された２セクタ干渉キャンセラ２６０ｄのブロック図を示す。これは図２の干渉キャンセラ２６０のさらに別の実施例である。この実施例において、所望のセクタｊに関する信号成分が最初に消去され、次に所望のセクタに関する信号推定値を生成するために干渉セクタｌからの干渉が消去される。

干渉キャンセラ２６０ｄ内において、受信信号ｒが、所望のセクタｊに関する消去信号e¹ _jを導出するＱＬＩＣブロック７１０ａに提供される。e¹ _jの上付き添字「１」は段階番号を表し、下付添字ｊはその段階によって処理されるセクタを表す。加算器７１２ａは受信信号ｒから消去信号e¹ _jを減算し、所望のセクタに関する信号成分および歪雑音を抑圧済みの中間信号r¹ _jを出力する。ＱＬＩＣブロック７１０ｂは、中間信号r¹ _jを入力し、干渉セクタｌに関する消去信号e² _lを導出する。

図７Ｂに縦続接続された多セクタ干渉キャンセラ２６０ｅのブロック図を示す。これは図２の干渉キャンセラ２６０のさらに別の実施例である。この実施例において、Ｌ個のセクタに関する信号成分はＬ個の段階で逐次抑圧される。

干渉キャンセラ２６０ｅ内において、受信信号ｒが、第１のセクタに関する消去信号ｅ^１を導出するＱＬＩＣブロック７１０ａに提供される。加算器７１２ａは受信信号ｒから消去信号ｅ^１を減算し、第１のセクタに関する信号成分を抑圧済みの中間信号ｒ^１を出力する。ＱＬＩＣブロック７１０ｂは、中間信号ｒ^１を入力し、第２のセクタに関する消去信号ｅ^２を導出する。加算器７１２ｂは中間信号ｒ^１から消去信号ｅ^２を減算し、第１および第２のセクタ双方の信号成分を抑圧済みの中間信号ｒ^２を出力する。

各逐次的段階ｉは段階２と同様に動作する。段階ｉのＱＬＩＣブロックは先行段ｉ−１から中間信号ｒ^ｉ−１を入力し、段階ｉに割り当てられたセクタｉの消去信号ｅ^ｉを導出する。段階ｉの加算器７１２は、消去信号ｅ^ｉを先行段で生成された中間信号ｒ^ｉ−１から減算し、現在および前の段階に割り当てられたすべてのセクタの信号成分を抑圧済みの中間信号ｒ^ｉを次段へ出力する。

最終段の加算器７１２ｌは、すべてのＬ個のセクタからの信号成分を抑圧済みの中間信号ｒ^Ｌを出力する。

追加の加算器が他のセクタに関する信号推定値を生成するために用いられるかもしれない。

一実施例において、セクタはそれらの信号強度に基づいて段階に割り当てられる。例えば、受信された最も強いセクタは第１段に、次に強いセクタが第２段に、以下同様に割り当てられるかもしれない。別の実施例において、最も早く到着した信号を有するセクタが第１段に、次に到着した信号を有するセクタが第２段に、以下同様に割り当てられるかもしれない。セクタは他の方法で段階に割り当てられるかもしれない。

図８に並列２段階干渉キャンセラ２６０ｆのブロック図を示す。これは図２の干渉キャンセラ２６０のさらに別の実施例である。干渉キャンセラ２６０ｆは図６の干渉キャンセラ２６０ｃおよび図７Ａの干渉キャンセラ２６０ｄの組合せである。

第１段階において、受信信号ｒがＬ個のセクタのためのＬ個のＱＬＩＣブロック８１０ａ乃至８１０ｌへ出力される。各ＱＬＩＣブロック８１０は、受信信号に基づいてそれに割り当てられたセクタに関する消去信号を導出する。結合器８２０は、すべてのＬ個のＱＬＩＣブロック８１０ａ乃至８１０ｌからの消去信号e¹ ₁乃至e¹ _Lを導出し、第１段階の全消去信号e¹ _totalを出力する。各セクタｊに対し、加算器８１２はそのセクタに関する消去信号e¹ _jを全消去信号e¹ _totalから減算し、そのセクタに関する他セクタ消去信号e¹ _os,jを出力する。

各セクタｊに対し、第２段階からの消去信号e² _jの方が、通常は、第１段階からの消去信号e¹ _jよりも、セクタｊに関する信号成分のより良い推定値である。e² _jが他のＬ−１セクタからの干渉を抑圧済みの最初の信号推定値

に基づいて導出されるからである。結合器８４０は、すべてのＬ個のＱＬＩＣブロック８３０ａ乃至８３０ｌからの消去信号e² ₁乃至e² _Lを加算的に結合し、第２段階の全消去信号e² _totalを出力する。各セクタｊに対し、加算器８３２は、そのセクタに関する消去信号e² _jを全消去信号e² _totalから減算し、そのセクタに関する他セクタ消去信号e² _os,jを出力する。

図６乃至８は１つまたは複数のセクタに関する干渉消去を実行する代表的干渉キャンセラのいくつかを示している。図６乃至８の各ＱＬＩＣブロックは、１つのセクタの１つの信号経路（経路毎処理）、１つのセクタの複数の信号経路（セクタ毎処理）、または複数のセクタの複数の信号経路（多セクタ処理）に対する消去信号を導出するかもしれない。与えられたＱＬＩＣブロックで処理された複数の信号経路は１つまたは複数の受信アンテナに対するものであるかもしれない。他の干渉キャンセラもここに提供された説明に基づいて設計されるかもしれない。例えば、図８に示す実施例は２つより多い縦続接続された干渉キャンセラ段階を含むように拡張されるかもしれない。

図９ＡにＱＬＩＣブロック９１０ａのブロック図を示す。これは図６乃至８に示した干渉キャンセラ２６０ｃ乃至２６０ｆの各ＱＬＩＣブロックに用いられるかもしれない。ＱＬＩＣブロック９１０ａは到来サンプルを入力し、１つのセクタｌに関する消去信号ｅ_ｌのサンプルを生成する。明快さために、図９Ａは、到来サンプルが受信信号ｒの受信サンプルとなるように第１段階に用いられるＱＬＩＣブロック９１０ａを示す。ＱＬＩＣブロック９１０ａは到来サンプルのリサンプリングを実行しない。また、複数のセクタが同期をとられ、これらのセクタからの信号が無線機器で時間的に並べられて受信される場合、ＱＬＩＣブロック９１０ａが多セクタ干渉キャンセラ２６０ｃ乃至２６０ｆにおいて用いられるかもしれない。

ＱＬＩＣブロック９１０ａ内において、乗算器４１２、直列-並列変換器タ４１４、ＦＨＴユニット４１６、二乗振幅ユニット４２２、フィルタ４２４、および逆元ユニット４２６は図４に関して上で説明したように動作する。逆元ユニット４２６は、Λ _l ^-1の対角要素の推定値であるＮ個の逆電力推定値を出力する。加算器４３２は、Ｎ個の逆電力推定値の和をとりΛ _l ^-1のトレースを計算する。ユニット４３４は、Λ _l ^-1のトレースの逆数を計算し、スケーリング係数1/tr(Λ _l ^-1)を出力する。乗算器４３６はユニット４２６からのＮ個の逆電力推定値の各々とスケーリング係数1/tr(Λ _l ^-1)とを乗算する。また、乗算器４３６は（１１）式で示されるように、乗算器４４６の後に置かれるかもしれない。ＩＦＨＴユニット４４２、並列-直列変換器４４４、および乗算器４４６は図４に関して上で説明したように動作する。乗算器４４６は、セクタｌに関する信号成分および歪雑音を逆共分散行列Λ _l ^-1に基づいて減衰させた干渉消去済み信号を出力する。加算器４４８は、干渉消去済みのサンプルを受信サンプルから減算し、セクタｌに関する消去用サンプルｅ_ｌを出力する。

図９Ａに示す実施例において、受信サンプルｒは乗算器４４６からの対応するサンプルが利用可能になるまで、一時的に格納される。別の実施例において、加算器４４８は乗算器４４０とＩＦＨＴユニット４４２の間に置かれ、この加算器４４８の移動を適合させるために適切なスケーリングが実行される。この実施例においては、加算器４４８は乗算器４４０の出力をＦＨＴユニット４１６の出力から減算し、その出力をＩＦＨＴユニット４４２へ提供する。この実施例は、受信サンプルを格納する必要性を改善し、バッファリング要求を小さくする。

図９ＢにＱＬＩＣブロック９１０ｂのブロック図を示す。これは干渉キャンセラ２６０ｃ乃至２６０ｆにおける各ＱＬＩＣブロックに用いられるかもしれない。ＱＬＩＣブロック９１０ｂは１つのセクタｌに関する消去信号ｅ_ｌのサンプルを受信サンプルに基づいて生成する。ＱＬＩＣブロック９１０ｂは図５に関して上で説明したように動作するユニット５１２乃至５２６およびユニット５４０乃至５４６を含む。ユニット５２６は各ウォルシュビンに対するΛ _l ^-1の推定値を出力する。ＱＬＩＣブロック９１０ｂはセクタｌに関して適切な重みを計算するユニット５３２，５３４および５３６をさらに含む。各シンボル期間において、ユニット５３２は、すべてのＮ個のウォルシュビンに対するΛ _l ^-1の推定値の和をとり、中間行列を出力する。ユニット５３４は、中間行列の逆行列を計算し、セクタｌに関する中間行列を出力する。乗算器５３６は、各ウォルシュビンに対するΛ _l ^-1の推定値と中間行列とを乗算し、そのウォルシュビンに対する利得行列を出力する。乗算器５３６による乗算は例えば乗算器５４６の前または後ろのいずれかに動かされるかもしれない。乗算器５４０は、各ウォルシュビンの受信シンボルとそのウォルシュビンに対する利得行列を乗算し、得られたシンボルの対応するベクトルを出力する。

図９ＣにＱＬＩＣブロック９１０ｃのブロック図を示す。これは、干渉キャンセラ２６０ｃ乃至２６０ｆにおける各ＱＬＩＣブロックに用いられるかもしれない。ＱＬＩＣブロック９１０ｃは１つのセクタｌに関する消去信号ｅ_ｌのサンプルを受信サンプルに基づいて生成する。ＱＬＩＣブロック９１０ｃは受信サンプルのリサンプリングを適当なチップタイミングで実行し、たとえ複数のセクタが非同期でありこれらのセクタからの信号が無線機器において時間的に並ばずに受信される場合でも、多セクタ干渉キャンセラ２６０ｃ乃至２６０ｆにおいて用いられるかもしれない。

ＱＬＩＣブロック９１０ｃ内において、チップタイミングに同期するために、ユニット４１０は、セクタｌのタイミングに基づいて受信サンプルにリサンプリング（例えば内挿）を実行する。例えば、ユニット４１０は、チップレートの２倍（または、ｃｈｉｐｘ２）で受信サンプルを得るかもしれない。また、チップレート（または、ｃｈｉｐｘｌ）でかつセクタｌのタイミングで内挿されたサンプルを生成するかもしれない。セクタｌのタイミングはセクタｌから受信したパイロットに基づいて確かめられるかもしれない。また当業者には既知のように、時間トラッキングループによりトラッキングされるかもしれない。ユニット４１２乃至４４８は内挿されたサンプルを図４および９Ａに関して上で説明したように処理する。加算器４４８はセクタｌのタイミングに合わせられたサンプルを出力する。外挿ユニット４５０は、加算器４４８からのサンプルに外挿を実行し、消去用サンプルを受信サンプルと同じレートでかつ同じタイミングで出力する。

図６乃至８において、各ＱＬＩＣブロックはそのＱＬＩＣブロックに割り当てられたセクタのタイミングに基づいて動作するかもしれない。ユニット４５０による外挿は、すべてのセクタに関する消去用サンプルのタイミングを、これらのサンプルが結合器６２０，８２０および８４０によって加算的に結合され得るように配列する。

図９ＤにＱＬＩＣブロック９１０ｄのブロック図を示す。これは干渉キャンセラ２６０ｃ乃至２６０ｆにおける各ＱＬＩＣブロックに用いられるかもしれない。ＱＬＩＣブロック９１０ｄは１つのセクタｌに関する消去信号ｅ_ｌのためのサンプルを受信サンプルに基づいて生成する。ＱＬＩＣブロック９１０ｄはセクタｌに関する複数信号経路を処理する。これらの複数信号経路は１つの受信アンテナへのマルチパス、または複数の受信アンテナへの複数の信号経路であるかもしれない。

ＱＬＩＣブロック９１０ｄは図４および９Ａに関して上で説明したように動作するユニット４１２乃至４４８を含む。ＱＬＩＣブロック９１０ｄは信号経路結合器４０８および信号経路コンボルバ４５２を含む。信号経路結合器４０８は、セクタｌに関する信号経路の加算的加重結合を、例えばこのセクタのＳＩＮＲを最大化するために、実行する。信号経路結合器４０８は等化器、パイロット加重結合器などで実施されるかもしれない。信号経路コンボルバ４５２はセクタｌの実効インパルス応答に整合するようにインパルス応答成形を実行する。加算器４４８からの出力はセクタｌに関する信号成分の推定値である。信号経路コンボルバ４５２はセクタｌと無線機器間の無線チャンネルを模擬する。信号経路コンボルバ４５２の出力はセクタｌの個々の信号経路に対する消去信号である。結合器４５４はセクタｌのすべての信号経路に対する消去信号を結合し、セクタｌに関するその消去信号を出力する。これは無線機器において観測されるセクタｌからの干渉の推定値である。

図１０Ａに図９Ｄの信号経路結合器４０８の一実施例のブロック図を示す。受信サンプルｒはセクタｌに関するＰ個の信号経路のためのＰ個の遅延素子１０１０ａ乃至１０１０ｐへ提供される。ただしＰ≧１。信号経路は、当業者には既知なように、レーク受信機内の探索器によってセクタｌから受信されるパイロットに基づいて特定されるかもしれない。また、各信号経路のタイミングおよび受信信号品質は受信パイロットに基づいて確かめられるかもしれない。各遅延素子１０１０は割り当てられた信号経路に対する遅延ｔ_ｐだけ受信信号を遅延させる。すべてのＰ個の遅延素子１０１０ａ乃至ｌ０ｌ０ｐからの遅延サンプルは時間的に並べられる。ユニット１０１２ａ乃至１０１２ｐは、それぞれ遅延素子１０１０ａ乃至１０１０ｐから遅延サンプルを入力し、チップレートに低減されたサンプルを得るためにこれらの遅延サンプルを間引く。乗算器１０１４ａ乃至１０１４ｐは、それぞれユニット１０１２ａ乃至１０１２ｐからの間引サンプルおよびＰ個の信号経路に対するそれぞれ共役加重b^* ₁乃至b^* _pを入力する。各信号経路に対する重みは、チャンネル利得、受信信号強度、受信信号品質、またはその信号経路に対する他の尺度に基づいて導出されるかもしれない。各乗算器１０１４は、その割り当てられた信号経路に対する間引きサンプルを、その信号経路に対する重みでスケーリングし、スケーリングしたサンプルを出力する。結合器１０１６はすべてのＰ個の信号経路に対するスケーリングされたサンプルを結合し、セクタｌに関する複合サンプルｒ′を出力する。

図１０Ｂに信号経路コンボルバ４５２の一実施例のブロック図を示す。図９Ｄの加算器４４８からのサンプルは、セクタｌのＰ個の信号経路に対するＰ個の遅延素子１０５０ａ乃至１０５０ｐへ提供される。各遅延素子１０５０はそのサンプルをその割り当てられた信号経路の遅延だけ進める。すべてのＰ個の遅延素子１０５０ａ乃至１０５０ｐからの遅延サンプルはＰ個の信号経路のタイミングに揃えられる。フィルタ１０５２ａ乃至１０５２ｐはそれぞれ遅延素子１０５０ａ乃至１０５０ｐから遅延サンプルを入力し、遅延サンプルを、送信側および受信側用を組み合わせたベースバンドフィルタ応答でフィルタリングする。乗算器１０５４ａ乃至１０５４ｐはそれぞれフィルタ１０５２ａ乃至１０５２ｐからのフィルタリングされたサンプル、およびＰ個の信号経路に対するチャネル利得ｈ_１乃至ｈ_ｐを入力する。各信号経路に対するチャンネル利得は受信パイロットに基づいて推定されるかもしれない。各乗算器１０５４は、その割り当てられた信号経路のフィルタリングされたサンプルをその信号経路のチャンネル利得でスケーリングし、その信号経路に関する消去用サンプルを出力する。乗算器１０５４ａ乃至１０５４ｐはセクタｌのＰ個の信号経路に対するＰ個の消去信号を出力する。

図６、７Ａ、７Ｂおよび８のそれぞれの干渉キャンセラ２６０ｃ、２６０ｄ、２６０ｅ、および２６０ｆに関して、受信信号ｒからフィンガプロセッサ６５０までの処理経路はセクタまたはセクタの信号経路に対するものであるかもしれない。また、処理経路は他の方法で形成されるかもしれない。

図１１に干渉キャンセラ２６０ｇのブロック図を示す。これは、図２の干渉キャンセラ２６０のさらに別の実施例である。干渉キャンセラ２６０ｇは各セクタに関する消去信号を導出するが、各セクタの個々の信号経路に対する干渉消去を実行する。

キャンセラ２６０ｇは干渉推定器１１０２、結合器１１２０、並びに信号および干渉結合器１１３０を含む。干渉推定器１１０２内において、受信信号ｒはＬ個のセクタのためのＬ個の信号経路結合器１１０８ａ乃至１１０８ｌへ提供される。各信号経路結合器１１０８は、割り当てられたセクタに関する信号経路の加算的加重結合を実行し、そのセクタに関する複合信号を出力する。各信号経路結合器１１０８は図１０Ａの信号経路結合器４０８または他の設計で実施されるかもしれない。信号経路結合器１１０８ａ乃至１１０８ｌは（図１１に示すように）同じ数（Ｋ）の信号経路を、または異なる数の信号経路を処理するかもしれない。信号経路結合器１１０８ａ乃至１１０８ｌはＬ個のセクタに関するＬ個の複合信号ｒ'₁乃至ｒ'_LをそれぞれＬ個のＱＬＩＣブロック１１１０ａ乃至１１１０ｌに提供する。各ＱＬＩＣブロック１１１０はその割り当てられたセクタに関する消去信号をその複合信号に基づいて導出する。各ＱＬＩＣブロック１１１０はＱＬＩＣブロック９１０ａ、９１０ｂもしくは９１０ｃ、または他のＱＬＩＣ設計で実施されるかもしれない。ＱＬＩＣブロック１１１０ａ乃至１１１０ｌはＬ個のセクタに関するＬ個の消去信号ｅ_１乃至ｅ_ＬをそれぞれＬ個の信号経路コンボルバ１１１２ａ乃至１１１２ｌへ出力する。各信号経路コンボルバ１１１２は、その割り当てられたセクタに関する消去信号にインパルス応答成形を実行し、そのセクタの信号経路のための消去信号を出力する。各信号経路コンボルバ１１１２は図１０Ｂの信号経路コンボルバ４５２または他の設計で実施されるかもしれない。結合器１１２０はすべての信号経路コンボルバ１１１２ａ乃至１１１２ｌからのすべてのＬ個のセクタのすべての信号経路に対する消去信号を結合し、全消去信号ｅ_{ｔｏｔａｌ}を出力する。

信号および干渉結合器１１３０は各セクタの各信号経路について一対の加算器を含む。各セクタｊの各信号経路ｋについて、加算器１１３２はそのセクタに関する消去信号ｅ_ｊ、ｋを全消去信号ｅ_{ｔｏｔａｌ}から減算し、他セクタ消去信号ｅ_{ｏｓ，ｊ，ｋ}を出力する。各セクタｊの各信号経路ｋについて、加算器１１３４は、他セクタ消去信号ｅ_{ｏｓ，ｊ，ｋ}を受信信号ｒから減算し、セクタｊの信号経路ｋに対する信号推定値

を出力する。各信号推定値はレーク受信機２７０内のそれぞれのフィンガプロセッサ６５０によって処理される。

図１２に２段階干渉キャンセラ２６０ｈのブロック図を示す。これは図２の干渉キャンセラ２６０のさらに別の実施例である。干渉キャンセラ２６０ｈは２つの段階を含む。各段階は、各セクタに関する消去信号を導出するが、各セクタの個々の信号経路に対する干渉消去を実行する。

第１段階において、受信信号ｒが干渉推定器１１０２ａに提供される。これは図１１の干渉推定器１１０２で実施されるかもしれない。干渉推定器１１０２ａは、Ｌ個のセクタの信号経路の消去信号を導出する。結合器１１２０ａは干渉推定器１１０２ａからのすべてのＬ個のセクタの信号経路に対する消去信号を加算的に結合し、第１段階の全消去信号e¹ _totalを出力する。図１１の信号および干渉結合器１１３０で実施されるかもしれない信号および干渉結合器１１３０ａは、すべてのＬ個のセクタの信号経路に対する最初の信号推定値を、受信信号ｒ、干渉推定器１１０２ａからの消去信号、および結合器１１２０ａからの全消去信号e¹ _totalに基づいて導出する。

第２段階において、すべてのＬ個のセクタの信号経路に対する最初の信号推定値が、図１１の干渉推定器１１０２で実行されるかもしれない干渉推定器１１０２ｂへ提供される。干渉推定器１１０２ｂは、Ｌ個のセクタの信号経路に対する干渉信号を導出する。第２段階からの消去信号は、他のセクタからの干渉を抑圧済みの最初の信号推定値に基づいて導出され、従って通常は第１段階からの消去信号よりも良い推定値である。結合器１１２０ｂは干渉推定器１１０２ｂからのすべてのＬ個のセクタの信号経路に対する消去信号を加算的に結合し、第２段階の全消去信号e² _totalを出力する。信号および干渉結合器１１３０ｂは、すべてのＬ個のセクタの信号経路に対する最終信号推定値を、受信信号ｒ、干渉推定器１１０２ｂからの消去信号、および結合器１１２０ｂからの全消去信号e² _totalに基づいて導出する。

図１１および１２に示す実施例において、消去信号は各セクタに対して導出されるが、干渉消去は各セクタの個々の信号経路に対して実行される。図１１および１２の受信信号ｒからフィンガプロセッサ６５０への各処理経路は１つのセクタの１つの信号経路に対するものである。しかし、各セクタのすべての信号経路に対する処理経路は同じ（複数の）ＱＬＩＣブロックを共有する。また、干渉消去は他の方法で実行されるかもしれない。

図４、５、および９Ａ乃至９Ｄに示す実施例において、ＦＨＴとＩＦＨＴのサイズは送信に用いられる最長のウォルシュ符号により決定される。これはｃｄｍａ２０００における１２８チップおよびＷ−ＣＤＭＡにおける５１２チップであるかもしれない。パイロットはウォルシュ符号０で、および固定変調または無変調のいずれかを用いて送信されるかもしれない。この場合、パイロットのウォルシュ符号は理論的には継続時間が無限大である。パイロットチャネルは、パイロット推定値の品質を向上するために、より長いウォルシュ符号（例えば、４Ｎ）として処理されるかもしれない。

一実施例において、パイロット処理は以下のように実行されるかもしれない。各シンボル期間ｍにおいて、Ｎ個のウォルシュ符号におけるＮ個の受信シンボルを得るために、Ｎ点ＦＨＴが、シンボル期間ｍのＮ個の入力サンプルに実行される。４つのシンボル期間、例えば現在のシンボル期間ｍおよび３つの直前のシンボル期間ｍ−１、ｍ−２およびｍ−３、のパイロットウォルシュ符号において得られた４つの受信シンボルは、パイロットウォルシュ符号のウォルシュサブビンにおける４つのデカバリングされたシンボルを得るために、４点ＦＨＴを用いて変換されるかもしれない。１つのウォルシュサブビンはパイロットのためのものであり、他の３つのウォルシュサブビンは雑音である。現在のシンボル期間ｍのＮ−１個の非パイロットウォルシュ符号において得られたＮ−１個の受信シンボル、および４つのパイロットウォルシュサブビンにおいてデカバリングされた４つのシンボル（すなわち全部でＮ＋３個のシンボル）は、次に例えば図４のブロック４２２、４２４、４２６および４４０により、Ｎ＋３個のスケーリングされたシンボルを得るために処理される。次に、４つのカバリングされたシンボルを得るために４点ＩＦＨＴが、４つのパイロットウォルシュサブビンの４つのスケーリングされたシンボルに関して実行される。パイロットのウォルシュサブビンのカバリングされたシンボルは、パイロットウォルシュ符号のスケーリングされたシンボルとして出力される。他の３つのウォルシュサブビンのカバリングされたシンボルは廃棄される。次に、Ｎ個のウォルシュ符号のＮ個のスケーリングされたシンボルは、現在のシンボル期間ｍに対する干渉消去されたサンプルを得るために、例えば図４のブロック４４２、４４４、４４６により処理される。パイロットウォルシュサブビンのデカバリングされたシンボルは、干渉消去を向上させるかもしれない追加的な平均化によるより高いＳＮＲを有する。

図１３に一般的な準線形干渉キャンセラ２６０ｇの実施例のブロック図を示す。これは種々の通信システムに適用可能であるかもしれない。初めに、受信サンプルを得る。これらの受信サンプルは時間ドメイン（例えば、ＣＤＭＡの場合）または周波数ドメイン（例えば、ＯＦＤＭの場合）にあるかもしれない。受信サンプルは干渉送信機ｌからの信号を分離するために処理される（ブロック１３１２）。ブロック１３１２における処理はｃｄｍａ２０００については逆拡散、Ｗ-ＣＤＭＡについてはデスクランブリングなどのような非線形演算であるかもしれない。次に、送信機ｌに対する複数の固有値または直交チャネルを得るために固有分解が実行される（ブロック１３１６）。ｃｄｍａ２０００については異なるウォルシュ符号で、Ｗ-ＣＤＭＡについては異なるＯＶＳＦを用いて直交チャネルが得られる。したがって、固有分解はｃｄｍａ２０００およびＷ−ＣＤＭＡについてＦＨＴで達成されるかもしれない。固有分解はＯＦＤＭおよびＦＤＭＡシステムについては高速フーリエ変換（ＦＦＴ）に用いて、および他のシステムについては他の形式の変換を用いて達成されるかもしれない。

干渉消去は、各直交チャンネルに対してＬＭＭＳＥスケーリングを実行することによって達成されるかもしれない。この場合、送信機ｌに対する各固有モードの電力が推定される（ブロック１３２２）。各直交チャンネルの電力推定値の逆元が計算される（ブロック１３２６）。次に、各直交チャンネルが、その直交チャネルの逆電力推定値でスケーリングされる。その結果、より大きい電力推定値の直交チャンネルがより大きく減衰される（ブロック１３４０）。次に、直交チャンネルは、固有分解に用いられる変換の逆変換を用いて離散時間に再変換される。（ブロック１３４２）。送信機ｌを分離するための処理は取り消される（ブロック１３４６）。ブロック１３４６における処理はｃｄｍａ２０００では拡散、Ｗ−ＣＤＭＡではスクランブリングなどのような非線形操作であるかもしれない。

無線機器は以下のような１つ以上のセクタのセットを保持するかもしれない。すなわち（１）無線機器が交信する複数のセクタを含むアクティブセット、（２）アクティブセット内のセクタに近隣する複数セクタを含む近隣セット、（３）無線機器に強く受信され、アクティブセットに含める候補であるセクタを含む候補セット、および／または（４）他のセクタのセット。干渉消去は種々の方法で実行されるかもしれない。一実施例において、干渉消去はアクティブセットにある複数のセクタに対して実行される。無線機器は、これらのセクタを通常強く受信し、これらのセクタに関する干渉消去を効果的に実行するためのタイミングおよびマルチパス情報をさらに有する。別の実施例において、干渉消去は無線機器の処理能力に基づいてできるだけ多くのセクタに対して実行される。セクタは干渉消去のためにそれらの受信信号強度または他の基準に基づいて選択されるかもしれない。

ここに説明した干渉消去技術は種々の利点を提供する。第１に、本干渉消去処理は、一度に、１つのセクタに対して実行されるかもしれず、比較的簡単な形式の干渉消去である。第２に、各セクタの固有モード（これは直交トラヒックチャンネルに対応する）はＦＨＴを実行することによって効率的に得られるかもしれない。第３に、上で説明したいくつかの実施例において、固有モードに対する固有値（ＬＭＭＳＥ干渉消去に用いられる電力推定値）は逆行列を求める必要無しに、容易に逆元を取ることができるかもしれない。第４に、干渉消去は、消去されるセクタに関する低レイテンシな干渉推定に基づいて実行される。この低レイテンシ推定はシンボル処理を実行することによって得られる。このことは、データフレームまたはパケットを復号、再符号化、および再変調することによって得られる干渉推定、すなわち実施することが困難または非実用的であるかもしれずまたフレーム処理によるより高いレイテンシを有する干渉推定、とは対照的である。

ここに説明した技術はＣＤＭＡシステムの順方向リンクの総システム容量を向上させるかもしれない。順方向リンク容量は干渉で制限される。すなわち、ＣＤＭＡシステムと交信する無線機器の数が増加するに従い、これらの無線機器に送信される総電力は増加する。これは各無線機器によって観測される干渉を増加させる。結局、干渉は無線機器がこれ以上ＣＤＭＡシステムに接続できないようなものである。ここに説明した技術は無線機器における干渉の有害な影響を減少させる。これにより、無線機器が同じレベルの性能を達成するためにより少ない送信電力が用いられるかもしれない。これは、他の無線機器への干渉を低減し、より多くの無線機器がシステムに接続できるようにする。

ここに説明した干渉消去技術は種々の手段で実施されるかもしれない。例えば、これらの技術はハードウェア、ファームウェア、ソフトウェア、またはその組合せで実施されるかもしれない。ハードウェアの実施において、干渉消去を実行するために用いられる処理ユニットは１つ以上の特定用途向ＩＣ（ＡＳＩＣ）、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、ディジタル信号処理デバイス（ＤＳＰＤ）、プログラマブル論理デバイス（ＰＬＤ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、プロセッサ、制御器、マイクロ制御器、マイクロプロセッサ、電子デバイス、ここに説明した機能を実行するように設計された他の電子ユニット、またはその組合せの中で実施されるかもしれない。

ソフトウェアの実施において、本干渉消去技術は、ここに説明した機能を実行するモジュール（例えば、手順、機能など）で実施されるかもしれない。ソフトウェアコードは、メモリー（例えば、図２のメモリー２９２）に格納され、プロセッサ（例えば、制御器２９０）によって実行されるかもしれない。このメモリーは、プロセッサ内またはプロセッサ外部で実施されるかもしれない。

開示された実施例のこれまでの説明は、通常の当業者が本発明を製造しまたは使用することを可能にするように提供されている。これらの実施例への種々の変形は当業者に容易に明らかになるだろう。また、ここに定義した一般的原理は本発明の精神または範囲から逸脱することなく他の実施例に適用されるかもしれない。したがって、本発明は、ここに示した実施例に限定されることを意図されていず、ここに開示された原理および新規な特徴と矛盾しない最も広い範囲に一致することである。
以下に、本願発明の当初の特許請求の範囲に記載された発明を付記する。
［１］
送信機からの信号を分離するためおよび入力サンプルを得るために受信サンプルに処理を実行するように、複数の直交チャネルにおける受信シンボルを得るために第１の変換に基づいて入力サンプルを変換するように、複数の直交チャネルにおけるスケーリングされたシンボルを得るために複数の直交チャネルにおける受信シンボルを複数の利得でスケーリングするように、および送信機からの抑圧された信号をもつ出力サンプルを得るために第１の変換の逆変換である第２の変換に基づいてスケーリングされたシンボルを変換するように動作する少なくとも１つのプロセッサと、
少なくとも１つのプロセッサのためのデータを格納するように動作するメモリーとを含む装置。
［２］
少なくとも１つのプロセッサが、入力サンプルを得るために送信機の拡散符号に基づいて受信サンプルを逆拡散するように、および干渉消去されたサンプルを得るために拡散符号に基づいて出力サンプルを拡散するように動作する、［１］１に記載の装置。
［３］
受信サンプルが、受信ＣＤＭＡ信号に対するものであり、かつ拡散符号が、基地局に対するものであって、基地局の信号は干渉消去されたサンプル内で抑圧されている、［２］に記載の装置。
［４］
少なくとも１つのプロセッサが、入力サンプルを高速アダマール変換（ＦＨＴ）に基づいて変換するように、およびスケーリングされたシンボルを逆高速アダマール変換（ＩＦＨＴ）に基づいて変換するように動作する、［１］に記載の装置。
［５］
少なくとも１つのプロセッサが、複数の直交チャネルの電力推定値を導出するように、および電力推定値に基づいて複数の利得を導出するように動作する、［１］に記載の装置。
［６］
少なくとも１つのプロセッサが、複数の直交チャンネルに対する受信シンボルの二乗振幅を計算するように、および直交チャネルの電力推定値を得るために各直交チャネルにおける受信シンボルの二乗振幅をフィルタリングするように動作する、［５］に記載の装置。
［７］
少なくとも１つのプロセッサが、各直交チャンネルに対する利得を直交チャネルの電力推定値の逆元に基づいて導出するように、および各直交チャネルにおける受信シンボルをその直交チャネルに対する利得に基づいてスケーリングするように動作する、［１］に記載の装置。
［８］
少なくとも１つのプロセッサが、複数の直交チャンネルにおける受信シンボルに基づいて共分散行列を推定するように、共分散行列に基づいて利得の複数の行列を導出するように、および複数の直交チャンネルのスケーリングされたシンボルを得るために複数の直交チャンネルにおける受信シンボルと利得の複数の行列とを乗算するように動作する、［１］に記載の装置。
［９］
少なくとも１つのプロセッサが、入力サンプルを変換するに先立ち送信機のタイミングに基づいてリサンプリングを実行するように、およびスケーリングされたシンボルの変換後に送信機のタイミングに基づいて外挿を実行するように動作する、［１］に記載の装置。
［１０］
少なくとも１つのプロセッサが、入力のサンプルを変換するに先立ち送信機に対する複数の信号経路に対して結合を実行するように動作する、［１］に記載の装置。
［１１］
少なくとも１つのプロセッサが、複数の受信サンプルを複数の信号経路に対する複数の遅延で遅延させるように、複数の信号経路に対する遅延サンプルを複数の重みでスケーリングするように、および複数の信号経路に対するスケーリングされたサンプルを結合するように動作する、［１０］に記載の装置。
［１２］
少なくとも１つのプロセッサが、スケーリングされたシンボルの変換後に複数の信号経路に対する処理を実行するように動作する、［１０］に記載の装置。
［１３］
少なくとも１つのプロセッサが、複数の拡散されたサンプルを得るために出力サンプルを拡散符号で拡散するように、拡散されたサンプルを複数の信号経路に対する複数の遅延で遅延させるように、複数の信号経路に対する遅延されたサンプルを複数の信号経路に対するチャネル利得推定値でスケーリングするように、および複数の信号経路に対するスケーリングされたサンプルを結合するように動作する、［１２］に記載の装置。
［１４］
少なくとも１つのプロセッサが、消去信号を受信サンプルおよび干渉消去したサンプルに基づいて導出するように動作する、［２］に記載の装置。
［１５］
少なくとも１つのプロセッサが、スケーリング係数を複数の直交チャネルの電力推定値に基づいて導出するように、およびスケーリング係数に基づいてスケーリングを実行するように動作する、［１４］に記載の装置。
［１６］
少なくとも１つのプロセッサが、複数の直交チャネルの電力推定値を導出するように、スケーリング係数を電力推定値の逆元の和に基づいて導出するように、およびスケーリング係数に基づいてスケーリングを実行するように動作する、［１４］に記載の装置。
［１７］
送信機からの信号を分離するためおよび入力サンプルを得るために受信サンプルを処理することと、
複数の直交チャネルについて受信シンボルを得るために第１の変換に基づいて入力サンプルを変換することと、
複数の直交チャネルについてスケーリングされたシンボルを得るために複数の直交チャネルについて受信シンボルを複数の利得でスケーリングすることと、
送信機からの抑圧された信号をもつ出力サンプルを得るために第１の変換の逆変換である第２の変換に基づいてスケーリングされたシンボルを変換することとを含む方法。
［１８］
入力サンプルを得るために送信機の拡散符号に基づいて受信サンプルを逆拡散することと、
干渉消去されたサンプルを得るために拡散符号に基づいて出力サンプルを拡散すること、とをさらに含む、［１７］に記載の方法。
［１９］
複数の直交チャネルの電力推定値を導出することと、
電力推定値に基づいて複数の利得を導出すること、とをさらに含む、［１７］に記載の方法。
［２０］
入力サンプルを変換するに先立ち送信機のタイミングに基づいてリサンプリングを実行することと、
スケーリングされたシンボルの変換後に送信機のタイミングに基づいて外挿を実行すること、とをさらに含む、［１７］に記載の方法。
［２１］
送信機からの信号を分離するためおよび入力サンプルを得るために受信サンプルを処理するための手段と、
複数の直交チャネルについて受信シンボルを得るために第１の変換に基づいて入力サンプルを変換するための手段と、
複数の直交チャネルについてスケーリングされたシンボルを得るために、複数の直交チャネルについて受信シンボルを複数の利得でスケーリングするための手段と、
送信機からの抑圧された信号をもつ出力サンプルを得るために、第１の変換の逆変換である第２の変換に基づいてスケーリングされたシンボルを変換するための手段とを含む装置。
［２２］
受信サンプルを処理するための手段が、
入力サンプルを得るために送信機の拡散符号に基づいて受信サンプルを逆拡散するための手段を含み、装置が、
干渉消去されたサンプルを得るために拡散符号に基づいて出力サンプルを拡散するための手段をさらに含む、［２１］に記載の装置。
［２３］
複数の直交チャネルの電力推定値を導出するために手段と、
電力推定値に基づいて複数の利得を導出するための手段、とをさらに含む、［２１］に記載の装置。
［２４］
入力サンプルを変換するに先立ち送信機のタイミングに基づいてリサンプリングを実行するための手段と、
スケーリングされたシンボルの変換後に送信機のタイミングに基づいて外挿を実行するための手段、とをさらに含む、［２１］に記載の装置。
［２５］
各干渉送信機からの信号をその干渉送信機に対する拡散符号で分離することにより少なくとも１つの干渉送信機に対する少なくとも１つの消去信号を導出するように、および所望の送信機に対する信号推定値を受信信号および少なくとも１つの干渉送信機に対する少なくとも１つの消去信号に基づいて導出するように動作する少なくとも１つのプロセッサであって、各消去信号はそれぞれの干渉送信機の信号成分を含み、所望の送信機に対する信号推定値は所望の送信機によって送信された１つの信号の１つの推定値であるプロセッサと、
少なくとも１つのプロセッサのためのデータを格納するように動作するメモリーとを含む装置。
［２６］
干渉送信機に対する消去信号を導出するために、少なくとも１つのプロセッサが、干渉送信機からの信号を分離するために干渉送信機に対する拡散符号で逆拡散を実行するように動作する、［２５］に記載の装置。
［２７］
干渉送信機に対する消去信号を導出するために、少なくとも１つのプロセッサが、複合信号を得るために干渉送信機に対する複数の信号経路を処理するように、および複合信号に基づいて干渉送信機に対する消去信号を導出するように動作する、［２５］に記載の装置。
［２８］
少なくとも１つのプロセッサが、各干渉送信機に対する消去信号を干渉送信機に対する出力消去信号を得るために少なくとも１つのチャネルタップで畳み込むように、および所望の送信機に対する信号推定値を受信信号および少なくとも１つの干渉送信機に対する少なくとも１つの消去信号に基づいて導出するように動作する、［２５］に記載の装置。
［２９］
干渉送信機に対する消去信号を導出するために、少なくとも１つのプロセッサが、入力サンプルを得るために受信サンプルを干渉送信機に対する拡散符号に基づいて逆拡散するように、干渉送信機の複数の直交チャネルについて受信シンボルを得るために入力サンプルを第１の変換に基づいて変換するように、複数の直交チャネルにおけるスケーリングされたシンボルを得るために複数の直交チャネルについて受信シンボルを複数の利得でスケーリングするように、出力サンプルを得るためにスケーリングされたシンボルを第２の変換に基づいて変換するように、干渉消去されたサンプルを得るために出力サンプルを拡散符号に基づいて拡散するように、および干渉送信機に対する消去信号を得るために干渉消去されたサンプルを受信サンプルから減算するように動作するプロセッサであって、第２の変換は第１の変換の逆変換である、［２５］に記載の装置。
［３０］
各干渉送信機に関して、少なくとも１つのプロセッサが、干渉送信機に対する複数の直交チャネルの電力推定値を得るように、電力推定値に基づいてスケーリング係数を導出するように、および消去信号をスケーリング係数により導出するように動作する、［２５］に記載の装置。
［３１］
各干渉送信機に関して、少なくとも１つのプロセッサが、干渉送信機に対する複数の直交チャネルの電力推定値を得るように、複数の直交チャネルの各々に対する利得を直交チャネルの電力推定値の逆元に基づいて導出するように、各直交チャネルにおける受信シンボルを直交チャネルに対する利得でスケーリングするように、および消去信号を複数の直交チャネルにおけるスケーリングされた受信シンボルで導出するように動作する、［２５］に記載の装置。
［３２］
各干渉送信機に関して、少なくとも１つのプロセッサが、干渉送信機に対する複数の直交チャネルの電力推定値を得るように、スケーリング係数を複数の直交チャネルの電力推定値の逆元の和に基づいて導出するように、複数の直交チャネルの各々に対する利得をスケーリング係数と直交チャネルの電力推定値の逆元とに基づいて導出するように、各直交チャネルにおける受信シンボルを直交チャネルに対する利得でスケーリングするように、および消去信号を複数の直交チャネルにおけるスケーリングされた受信シンボルで導出するように動作する、［２５］に記載の装置。
［３３］
少なくとも１つのプロセッサが、少なくとも１つの干渉送信機に対する少なくとも１つの中間信号を受信信号と少なくとも１つの消去信号とに基づいて導出するように、少なくとも１つの干渉送信機に対する少なくとも１つの改良された消去信号を少なくとも１つの中間信号に基づいて導出するように、所望の送信機に対する信号推定値を受信信号と少なくとも１つの改良された消去信号とに基づいて導出するように動作するプロセッサを含み、各干渉送信機に対する中間信号は他の送信機に対する消去信号を除去させており、各改良された消去信号はそれぞれの干渉送信機に対する信号成分を含む、［２５］に記載の装置。
［３４］
干渉送信機に対する拡散符号で各干渉送信機からの信号を分離することによって、少なくとも１つの干渉送信機に対する少なくとも１つの消去信号を導出し、各消去信号がそれぞれの干渉送信機に対する信号成分を含み、
受信信号と少なくとも１つの干渉送信機に対する少なくとも１つの消去信号とに基づいて所望の送信機に対する信号推定値を導出し、信号推定値が所望の送信機によって送信された信号の推定値であることを含む方法。
［３５］
少なくとも１つの干渉送信機に対する少なくとも１つの消去信号を導出することが、各干渉送信機に関して、
干渉送信機からの信号を分離するために干渉送信機に対する拡散符号で逆拡散を実行することを含む、［３４］に記載の方法。
［３６］
少なくとも１つの干渉送信機に対する少なくとも１つの消去信号を導出することが、各干渉送信機に関して、
複合信号を得るために干渉送信機に対する複数の信号経路を処理することと、
干渉送信機に対する消去信号を複合信号に基づいて導出することとを含む、［３４］に記載の方法。
［３７］
少なくとも１つの干渉送信機に対する少なくとも１つの消去信号を導出することが、各干渉送信機に関して、
干渉送信機に対する複数の直交チャネルの電力推定値を求めることと、
電力推定値に基づいてスケーリング係数を導出することと、
消去信号をスケーリング係数を用いて導出することとを含む、［３４］に記載の方法。
［３８］
少なくとも１つの干渉送信機に対する少なくとも１つの消去信号を、干渉送信機に対する拡散符号で各干渉送信機からの信号を分離することによって導出するための手段であって、各消去信号はそれぞれの干渉送信機に対する信号成分を含む手段と、
所望の送信機に対する信号推定値を、受信信号と少なくとも１つの干渉送信機に対する少なくとも１つの消去信号とに基づいて導出するための手段であって、信号推定値は所望の送信機によって送信された信号の推定値である手段とを含む装置。
［３９］
少なくとも１つの干渉送信機に対する少なくとも１つの消去信号を導出するための手段が、各干渉送信機に関して、
干渉送信機からの信号を分離するために干渉送信機に対する拡散符号で逆拡散を実行するための手段、を含む、［３８］に記載の装置。
［４０］
少なくとも１つの干渉送信機に対する少なくとも１つの消去信号を導出するための手段が、各干渉送信機に関して、
複合信号を得るために干渉送信機に対する複数の信号経路を処理するための手段と、
干渉送信機に対する消去信号を複合信号に基づいて導出することとを含む、［３８］に記載の装置。
［４１］
少なくとも１つの干渉送信機に対する少なくとも１つの消去信号を導出するための手段が、各干渉送信機に関して、
干渉送信機に対する複数の直交チャネルの電力推定値を求めるための手段と、
電力推定値に基づいてスケーリング係数を導出するための手段と、
消去信号をスケーリング係数を用いて導出することとを含む、［３８］に記載の装置。
［４２］
第１の送信機に対する第１の消去信号を第１の送信機に対する拡散符号で第１の送信機からの信号を分離することによって導出するように、中間信号を得るために第１の消去信号を受信信号から減算するように、第２の送信機に対する第２の消去信号を中間信号に基づいて導出するように、および所望の送信機に対する信号推定値を受信信号、中間信号、第１の消去信号、第２の消去信号、またはその組合せに基づいて導出するように動作する少なくとも１つのプロセッサであって、第１の消去信号は第１の送信機に対する信号成分を含み、第２の消去信号は第２の送信機に対する信号成分を含むプロセッサと、
少なくとも１つのプロセッサのためのデータを格納するように動作するメモリーとを含む装置。
［４３］
第１の送信機が所望の送信機であり、少なくとも１つのプロセッサが、所望の送信機に対する信号推定値を得るために受信信号から第２の消去信号を減算するように動作する、［４２］に記載の装置。
［４４］
少なくとも１つのプロセッサが、所望の送信機に対する信号推定値を得るために第２の消去信号を中間信号から減算するように動作する、［４２］に記載の装置。
［４５］
少なくとも１つのプロセッサが、第２の中間信号を得るために第２の消去信号を中間信号から減算するように、第３の送信機に対する第３の消去信号を第２の中間信号に基づいて導出するように、および所望の送信機の信号推定値を受信信号、中間信号、第２の中間信号、第１の消去信号、第２の消去信号、第３の消去信号、またはその組合せに基づいて導出するように動作するプロセッサであって、第３の消去信号は第３の送信機の信号成分を含む、［４２］に記載の装置。
［４６］
第１の送信機に対する第１の消去信号を導出するために、少なくとも１つのプロセッサが、入力サンプルを得るために受信サンプルを第１の送信機に対する拡散符号に基づいて逆拡散するように、第１の送信機の複数の直交チャネルにおける受信シンボルを得るために入力サンプルを第１の変換に基づいて変換するように、複数の直交チャネルにおけるスケーリングされたシンボルを得るために複数の直交チャネルにおける受信シンボルを複数の利得でスケーリングするように、出力サンプルを得るためにスケーリングされたシンボルを第２の変換に基づいて変換するように、干渉消去されたサンプルを得るために出力サンプルを拡散符号に基づいて拡散するように、および第１の消去信号を得るために干渉消去されたサンプルを受信サンプルから減算するように動作するプロセッサであって、第２の変換は第１の変換の逆変換である、［４２］に記載の装置。
［４７］
第１の送信機に対する拡散符号で第１の送信機からの信号を分離することにより、第１の送信機に対する第１の消去信号を導出し、第１の消去信号は第１の送信機に対する信号成分を含むことと、
中間信号を得るために第１の消去信号を受信信号から減算することと、
中間信号に基づいて第２の送信機に対する第２の消去信号を導出し、第２の消去信号は第２の送信機に対する信号成分を含むことと、
所望の送信機に対する信号推定値を受信信号、中間信号、第１の消去信号、第２の消去信号、またはその組合せに基づいて導出することとを含む方法。
［４８］
所望の送信機に対する信号推定値を導出することが、
所望の送信機に対する信号推定値を得るために第２の消去信号を受信信号から減算することを含む、［４７］に記載の方法。
［４９］
所望の送信機に対する信号推定値を導出することが、
所望の送信機に対する信号推定値を得るために第２の消去信号を中間信号から減算することを含む、［４７］に記載の方法。
［５０］
第１の送信機に対する第１の消去信号を第１の送信機に対する拡散符号で第１の送信機からの信号を分離することにより導出するための手段であって、第１の消去信号は第１の送信機に対する信号成分を含む手段と、
中間信号を得るために第１の消去信号を受信信号から減算するための手段と、
第２の送信機に対する第２の消去信号を中間信号に基づいて導出するための手段であって、第２の消去信号は第２の送信機に対する信号成分を含む手段と、
所望の送信機に対する信号推定値を受信信号、中間信号、第１の消去信号、第２の消去信号、またはその組合せに基づいて導出するための手段とを含む装置。
［５１］
所望の送信機に対する信号推定値を導出するための手段が、
所望の送信機に対する信号推定値を得るために第２の消去信号を受信信号から減算するための手段を含む、［５０］に記載の装置。
［５２］
所望の送信機に対する信号推定値を導出するための手段が、
所望の送信機に対する信号推定値を得るために第２の消去信号を中間信号から減算するための手段を含む、［５０］に記載の装置。
［５３］
第１の送信機に対する第１の複合信号を導出するために第１の送信機の少なくとも２つの信号経路に対する受信信号を処理するように、第１の送信機に対する第１の消去信号を第１の送信機に対する第１の拡散符号で第１の送信機からの信号を分離することによって導出するように、第１の送信機の少なくとも２つの信号経路に対する少なくとも２つの消去信号の第１のセットを導出するために第１の送信機の少なくとも２つの信号経路に対する第１の消去信号を処理するように、および第１の送信機の少なくとも２つの信号経路に対する少なくとも２つの信号推定値の第１のセットを少なくとも２つの消去信号の第１のセットと受信信号とに基づいて導出するように動作する少なくとも１つのプロセッサであって、第１の消去信号は第１の送信機の信号成分を含むプロセッサと、
少なくとも１つのプロセッサのためのデータを格納するように動作するメモリーとを含む装置。
［５４］
少なくとも１つのプロセッサが、第２の送信機に対する第２の複合信号を導出するために第２の送信機の少なくとも２つの信号経路に対する受信信号を処理するように、第２の送信機に対する第２の消去信号を第２の送信機に対する第２の拡散符号で第２の送信機からの信号を分離することによって導出するように、第２の送信機の少なくとも２つの信号経路に対する少なくとも２つの消去信号の第２のセットを導出するために第２の送信機の少なくとも２つの信号経路に対する第２の消去信号を処理するように、および第２の送信機の少なくとも２つの信号経路に対する少なくとも２つの信号推定値の第２のセットを少なくとも２つの消去信号の第２のセットと受信信号とに基づいて導出するように動作する少なくとも１つのプロセッサであって、第２の消去信号は第２の送信機の信号成分を含む、［５０］に記載の装置。
［５５］
少なくとも１つのプロセッサが、第１の送信機に対する第２の複合信号を導出するために第１の送信機の少なくとも２つの信号経路に対する信号推定値の第１のセットを処理するように、第１の送信機に対する第２の消去信号を第１の送信機に対する第１の拡散符号で第１の送信機からの信号を分離することによって導出するように、第１の送信機の少なくとも２つの信号経路に対する少なくとも２つの消去信号の第２のセットを導出するために第１の送信機の少なくとも２つの信号経路に対する第２の消去信号を処理するように、および第１の送信機の少なくとも２つの信号経路に対する少なくとも２つの信号推定値の第２のセットを少なくとも２つの消去信号の第２のセットと受信信号とに基づいて導出するように動作する少なくとも１つのプロセッサであって、第２の消去信号は第１の送信機の信号成分を含む、［５０］に記載の装置。
［５６］
送信機からの信号を分離し入力サンプルを得るために受信信号を処理するように、送信機の複数の固有モードに対する受信シンボルを得るために入力サンプルに固有分解を実行するように、複数の固有モードに対するスケーリングされたシンボルを得るために複数の固有モードに対する受信シンボルを複数の利得でスケーリングするように、および送信機からの抑圧された信号をもつ出力サンプルを得るためにスケーリングシンボルを再変換するように動作する少なくとも１つのプロセッサと、
少なくとも１つのプロセッサのためのデータを格納するように動作するメモリーとを含む装置。
［５７］
少なくとも１つのプロセッサが、送信機からの信号を分離するために受信サンプルを送信機に対する拡散符号で逆拡散するように動作する、［５６］に記載の装置。
［５８］
少なくとも１つのプロセッサが、高速アダマール変換で固有分解を実行するように、およびスケーリングされたシンボルを逆高速アダマール変換で変換するように動作する、［５６］に記載の装置。

複数基地局を備えたＣＤＭＡシステムを示す図。 基地局および無線機器のブロック図。 基地局におけるＣＤＭＡ変調器を示す図。 単一セクタの干渉キャンセラを示す図。 複数信号経路のための単一セクタの干渉キャンセラを示す図。 並列多セクタの干渉キャンセラを示す図。 縦続接続された２セクタ干渉キャンセラを示す図。 縦続接続された多セクタ干渉キャンセラを示す図。 並列２段階干渉キャンセラを示す図。 準線形干渉消去（ＱＬＩＣ）ブロックの一実施例を示す図。 準線形干渉消去（ＱＬＩＣ）ブロックの一実施例を示す図。 準線形干渉消去（ＱＬＩＣ）ブロックの一実施例を示す図。 準線形干渉消去（ＱＬＩＣ）ブロックの一実施例を示す図。 信号経路結合器を示す図。 信号経路コンボルバを示す図。 信号経路毎の処理を用いた干渉キャンセラを示す図。 信号経路毎の処理を用いた２段階干渉キャンセラを示す図。 一般化した準直線的な干渉キャンセラを示す図。

Claims (58)

1. 少なくとも１つのプロセッサを備えた装置であって、
   前記プロセッサは、
   複数の直交チャネルの受信シンボルを得るために、受信信号の入力サンプルを第１の変換に基づいて変換することと、
   前記複数の直交チャネルの電力推定値に基づいて第１のスケーリング係数を導出し、かつ、前記電力推定値の逆元の和に基づいて第２のスケーリング係数を導出することと、
   前記第１及び第２のスケーリング係数に基づいて前記複数の直交チャネルのスケーリングされたシンボルを得るために前記複数の直交チャネルの前記受信シンボルを複数の利得でスケーリングすることと、
   干渉消去されたサンプルを得るために、前記スケーリングされたシンボルを前記第１の変換の逆変換である第２の変換に基づいて変換することと、
   を実行するように動作する、
   装置。
2. 前記複数の直交チャネルは少なくとも１つのトラヒックチャネルを備え、前記少なくとも１つのプロセッサは、さらに、前記少なくとも１つのトラヒックチャネルに対応するシンボル推定値を導出するように動作する、請求項１に記載の装置。
3. 前記少なくとも１つのトラヒックチャネルに対応するシンボル推定値は線形最小平均二乗誤差（ＬＭＭＳＥ）法に従って導出される、請求項２に記載の装置。
4. 前記少なくとも１つのトラヒックチャネルに対応するシンボル推定値は最小二乗（ＬＳ）法に従って導出される、請求項２に記載の装置。
5. 前記少なくとも１つのプロセッサは、さらに、前記複数の直交チャネルの受信シンボルから乗算器の出力を減算するように動作する、請求項１に記載の装置。
6. 前記少なくとも１つのプロセッサは、さらに、前記受信信号上で、縦続多段階干渉消去を実行するように動作する、請求項１に記載の装置。
7. 前記少なくとも１つのプロセッサは、さらに、前記受信信号の特定のセクタを、前記特定のセクタの信号強度に基づいて、前記縦続多段階干渉消去の特定の段階に割り当てるように動作する、請求項６に記載の装置。
8. 前記少なくとも１つのプロセッサは、さらに、前記受信信号の特定のセクタを、前記特定のセクタの到着時間に基づいて、前記縦続多段階干渉消去の特定の段階に割り当てるように動作する、請求項６に記載の装置。
9. 前記複数の直交チャネルは、パイロットチャネル及び１以上の非パイロットチャネルを備え、前記パイロットチャネルに対応するウォルシュ符号は、前記非パイロットチャネルの少なくとも１つに対応する少なくとも１つのウォルシュ符号より長い、請求項１に記載の装置。
10. 前記複数の直交チャネルは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）チャネルを備え、前記受信信号の入力サンプルはＯＦＤＭシンボルを備えた、請求項１に記載の装置。
11. 前記少なくとも１つのプロセッサは、さらに、前記第２のスケーリング係数に基づいて前記複数の利得の少なくとも１つを導出するように動作する、請求項１に記載の装置。
12. 前記少なくとも１つのプロセッサが統合された無線機器をさらに備えた、請求項１に記載の装置。
13. 前記受信信号は複数のセクタから受信され、前記複数のセクタは少なくとも１つの基地局カバレッジエリアに対応する、請求項１に記載の装置。
14. 前記複数のセクタは、複数のセクタからなるアクティブセットを含み、前記無線機器は前記アクティブセット中の各セクタと通信している、請求項１３に記載の装置。
15. 前記複数のセクタは、さらに、複数のセクタからなる近隣セットを含み、前記近隣セット中の各セクタは前記アクティブセット中の１つ以上のセクタの近隣セクタである、請求項１４に記載の装置。
16. 前記複数のセクタは候補セクタのセットを含み、前記候補セクタのセット中の各セクタは前記アクティブセットに含める候補である、請求項１４に記載の装置。
17. 前記少なくとも１つのプロセッサは、さらに、前記セクタのアクティブセットに関して干渉消去を実行するように動作する、請求項１４に記載の装置。
18. 前記少なくとも１つのプロセッサは、さらに、前記複数のセクタに関して干渉消去を実行するように動作し、前記複数のセクタは、セクタのアクティブセット、セクタの近隣セット及びセクタの候補セットを備えた、請求項１３に記載の装置。
19. 複数の直交チャネルの受信シンボルを得るために、受信信号の入力サンプルを第１の変換に基づいて変換することと、
    前記複数の直交チャネルの電力推定値に基づいて第１のスケーリング係数を導出し、かつ、前記電力推定値の逆元の和に基づいて第２のスケーリング係数を導出することと、
    前記第１及び第２のスケーリング係数に基づいて前記複数の直交チャネルのスケーリングされたシンボルを得るために前記複数の直交チャネルの前記受信シンボルを複数の利得でスケーリングすることと、
    干渉消去されたサンプルを得るために、前記スケーリングされたシンボルを前記第１の変換の逆変換である第２の変換に基づいて変換することと、
    を備えた方法。
20. 前記受信信号から前記干渉消去されたサンプルを減算することをさらに備えた、請求項１９に記載の方法。
21. 前記電力推定値は線形最小平均二乗誤差（ＬＭＭＳＥ）法に従って導出される、請求項１９に記載の方法。
22. 前記電力推定値は最小二乗（ＬＳ）法に従って導出される、請求項１９に記載の方法。
23. 複数の直交チャネルの前記受信シンボルから乗算器の出力を減算することをさらに備えた、請求項１９に記載の方法。
24. 前記受信信号上で、縦続多段階干渉消去を実行することをさらに備えた、請求項１９に記載の方法。
25. 前記受信信号の特定のセクタを、前記特定のセクタの信号強度に基づいて、前記縦続多段階干渉消去の特定の段階に割り当てることをさらに備えた、請求項２４に記載の方法。
26. 前記受信信号の特定のセクタを、前記特定のセクタの到着時間に基づいて、前記縦続多段階干渉消去の特定の段階に割り当てることをさらに備えた、請求項２４に記載の方法。
27. 前記複数の直交チャネルは、パイロットチャネル及び１以上の非パイロットチャネルを備え、前記パイロットチャネルに対応するウォルシュ符号は、前記非パイロットチャネルの少なくとも１つに対応する少なくとも１つのウォルシュ符号より長い、請求項１９に記載の方法。
28. 前記複数の直交チャネルは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）チャネルを備え、前記受信信号の入力サンプルはＯＦＤＭシンボルを備える、請求項１９に記載の方法。
29. 前記第２のスケーリング係数に基づいて前記複数の利得の少なくとも１つを導出することをさらに備えた、請求項１９記載の方法。
30. 前記複数の直交チャネルを介して前記受信信号の前記入力サンプルを受信することをさらに備えた、請求項１９に記載の方法。
31. 拡散符号を用いて前記入力サンプルを逆拡散することにより、前記受信信号の前記入力サンプルの推定値を導出することをさらに備えた、請求項３０に記載の方法。
32. 前記逆拡散された入力サンプル上で前記トラヒックチャネルに対応するウォルシュ符号を介してデカバリング動作を実行することをさらに備えた、請求項３１に記載の方法。
33. 命令を備えたコンピュータ可読記録媒体であって、前記命令がプロセッサによって実行されると、前記プロセッサに、
    複数の直交チャネルの受信シンボルを得るために、受信信号の入力サンプルを第１の変換に基づいて変換させ、
    前記複数の直交チャネルの電力推定値に基づいて第１のスケーリング係数を導出させ、かつ、前記電力推定値の逆元の和に基づいて第２のスケーリング係数を導出させ、
    前記第１及び第２のスケーリング係数に基づいて前記複数の直交チャネルのスケーリングされたシンボルを得るために前記複数の直交チャネルの前記受信シンボルを複数の利得でスケーリングさせ、
    干渉消去されたサンプルを得るために、前記スケーリングされたシンボルを前記第１の変換の逆変換である第２の変換に基づいて変換させる、
    コンピュータ可読記録媒体。
34. 前記命令が前記プロセッサによって実行されると、前記プロセッサに、
    前記受信信号の特定のセクタを、前記特定のセクタの信号強度に基づいて、前記縦続多段階干渉消去の特定の段階に割り当てさせることをさらに備えた、請求項３３に記載のコンピュータ可読記録媒体。
35. 前記命令が前記プロセッサによって実行されると、前記プロセッサに、
    前記受信信号の特定のセクタを、前記特定のセクタの到着時間に基づいて、前記縦続多段階干渉消去の特定の段階に割り当てさせることをさらに備えた、請求項３３に記載のコンピュータ可読記録媒体。
36. 前記複数の直交チャネルは、パイロットチャネル及び１以上の非パイロットチャネルを備え、前記パイロットチャネルに対応するウォルシュ符号は、前記非パイロットチャネルの少なくとも１つに対応する少なくとも１つのウォルシュ符号より長い、請求項３３に記載のコンピュータ可読記録媒体。
37. 前記複数の直交チャネルは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）チャネルを備え、前記受信信号の入力サンプルはＯＦＤＭシンボルを備える、請求項３３に記載のコンピュータ可読記録媒体。
38. 前記複数の利得の少なくとも１つは前記第２のスケーリング係数に基づく、請求項３３に記載のコンピュータ可読記録媒体。
39. 前記コンピュータ可読記録媒体が統合される無線機器をさらに備える、請求項３３に記載のコンピュータ可読記録媒体。
40. 前記受信信号は複数のセクタから受信され、前記複数のセクタは少なくとも１つの基地局カバレッジエリアに対応する、請求項３９に記載のコンピュータ可読記録媒体。
41. 前記複数のセクタは、複数のセクタからなるアクティブセットを含み、前記無線機器は前記アクティブセット中の各セクタと通信している、請求項４０に記載のコンピュータ可読記録媒体。
42. 前記複数のセクタは複数のセクタからなる近隣セットを含み、前記近隣セット中の各セクタは前記アクティブセット中の１つ以上のセクタの近隣セクタである、請求項４０に記載のコンピュータ可読記録媒体。
43. 前記複数のセクタは候補セクタのセットを含み、前記候補セクタのセット中の各セクタは前記アクティブセットに含める候補である、請求項４０に記載のコンピュータ可読記録媒体。
44. 前記命令が前記プロセッサによって実行されると、前記プロセッサに、
    さらに、前記セクタのアクティブセットに関して干渉消去を実行するように動作させる、請求項４１に記載のコンピュータ可読記録媒体。
45. 前記命令が前記プロセッサによって実行されると、前記プロセッサに、
    さらに、前記複数のセクタのアクティブセット、セクタの近隣セット及びセクタの候補セット関して干渉消去を実行するように動作させる、請求項４０に記載のコンピュータ可読記録媒体。
46. 複数の直交チャネルの受信シンボルを得るために、受信信号の入力サンプルを第１の変換に基づいて変換する手段と、
    前記複数の直交チャネルの電力推定値に基づいて第１のスケーリング係数を導出し、かつ、前記電力推定値の逆元の和に基づいて第２のスケーリング係数を導出する手段と、
    前記第１及び第２のスケーリング係数に基づいて前記複数の直交チャネルのスケーリングされたシンボルを得るために前記複数の直交チャネルの前記受信シンボルを複数の利得でスケーリングする手段と、
    干渉消去されたサンプルを得るために、前記スケーリングされたシンボルを前記第１の変換の逆変換である第２の変換に基づいて変換する手段と、
    を備えた装置。
47. 前記導出する手段は、複数の逆元電力推定値を計算する手段と、前記複数の逆元電力推定値を加算し、トレース値を得るために逆共分散行列上でトレース動作を実行する手段と、前記トレース値の逆元を計算する手段とを備えた、請求項４６に記載の装置。
48. 前記複数の逆元電力推定値のそれぞれを前記トレース値の逆元と乗算することをさらに備えた、請求項４７に記載の装置。
49. 前記複数の直交チャネルは少なくとも１つのトラヒックチャネルを備え、前記装置は、さらに、前記少なくとも１つのトラヒックチャネルに対応するシンボル推定値を導出する手段を備えた、請求項４６に記載の装置。
50. 前記少なくとも１つのトラヒックチャネルに対応するシンボル推定値は線形最小平均二乗誤差（ＬＭＭＳＥ）法に従って導出される、請求項４９に記載の装置。
51. 前記少なくとも１つのトラヒックチャネルに対応するシンボル推定値は最小二乗（ＬＳ）法に従って導出される、請求項４９に記載の装置。
52. 前記受信信号の特定のセクタを、前記特定のセクタの信号強度に基づいて、前記受信信号の干渉消去の特定の縦続段階に割り当てる手段をさらに備えた、請求項４６に記載の装置。
53. 前記受信信号の特定のセクタを、前記特定のセクタの到着時間に基づいて、前記受信信号の干渉消去の特定の縦続段階に割り当てる手段をさらに備えた、請求項４６に記載の装置。
54. 前記複数の直交チャネルは、パイロットチャネル及び１以上の非パイロットチャネルを備え、前記パイロットチャネルに対応するウォルシュ符号は、前記非パイロットチャネルの少なくとも１つに対応する少なくとも１つのウォルシュ符号より長い、請求項４６に記載の装置。
55. 前記複数の直交チャネルは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）チャネルを備え、前記受信信号の入力サンプルはＯＦＤＭシンボルを備えた、請求項４６に記載の装置。
56. 前記複数の利得の少なくとも１つは前記第２のスケーリング係数に基づく、請求項４６に記載の装置。
57. 前記装置が統合される無線機器をさらに備えた、請求項４６に記載の装置。
58. 前記無線機器は携帯電話を備える、請求項５７に記載の装置。

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