JP2013188058A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】簡易な制御によって起動時にスイッチング素子に貫通電流が流れることを抑制し、故障の発生を抑えることができるＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】複数のスイッチング素子と、電流共振コンデンサと、共振インダクタと、１次巻線及び２次巻線を備えたトランスとを有し、前記スイッチング素子のスイッチング制御により電力変換を行うＬＬＣ共振型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、起動時に、前記スイッチング素子の一部を定常時における当該スイッチング素子のオン時間よりも短いオン時間にて少なくとも一回オンさせる制御を行うことで前記電流共振コンデンサに充電させる制御部を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

従来、太陽光発電システムなどを含む各種分野において、太陽電池などの直流電力を所定電圧の直流電力へ変換するＤＣ／ＤＣコンバータが用いられている。

従来のＤＣ／ＤＣコンバータの一構成例を図７に示す。図７に示すＤＣ／ＤＣコンバータは、ＬＬＣ共振方式を用いた所謂ハーフブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータである。このＤＣ／ＤＣコンバータは、図７に示すように、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２と、入力コンデンサＣ０と、電圧共振コンデンサＣｖと、電流共振コンデンサＣｒと、トランスＴｒ０とを備えている。なお、トランスＴｒ０の２次側にはダイオード及びコンデンサから成る整流回路（図示せず）が接続される。また、トランスＴｒ０は図示しない漏れインダクタンスと励磁インダクタンスを含み、前記漏れインダクタンスは共振インダクタンスに相当する。上記ＬＬＣ共振方式とは、電流共振コンデンサＣｒと、トランスＴｒ０の図示しない漏れインダクタンスと励磁インダクタンスによる直列共振を利用した方式である。

図７に示すＤＣ／ＤＣコンバータの入力側には直流電源Ｖｄｃが接続される。例えばＤＣ／ＤＣコンバータを太陽光発電システムに適用する場合は、直流電源Ｖｄｃは太陽電池に相当する。このようなＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、定常時、スイッチング素子Ｑ１とＱ２をデッドタイム（両方のスイッチング素子がオフとなる期間）を設けつつ相補的にスイッチングさせることにより、各スイッチがオン動作の時はゼロ電流スイッチング、オフ動作の時はゼロ電圧スイッチングとなるソフトスイッチングを達成して比較的高効率な電力変換を行うことができる。

特開２０１０−４５９６号公報 特開２００７−６６１４号公報

図７に示すＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、スイッチング素子Ｑ１はオフの状態でスイッチング素子Ｑ２をオンとすると、直流電源Ｖｄｃ、電流共振コンデンサＣｒ、トランスＴｒ０の１次巻線及びスイッチング素子Ｑ２の順の経路で電流が流れる。その後、スイッチング素子Ｑ２をオフとしてデッドタイムに入ると、電圧共振コンデンサＣｖが放電し、トランスＴｒ０の１次巻線に流れる電流がスイッチング素子Ｑ１のボディダイオードに転流する（図７に示す破線矢印）。定常時であれば、その転流期間にスイッチング素子Ｑ１をオンさせればゼロ電流スイッチングとなり、その後回路共振条件により電流が反転する。

しかしながら、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時の場合は、電流共振コンデンサＣｒに充電された電荷が空の状態であるため、スイッチング素子Ｑ１はオフの状態でスイッチング素子Ｑ２をオンとすると、トランスＴｒ０の１次巻線に流れ込む電流が大きくなる（突入電流が流れる）。

すると、その後、スイッチング素子Ｑ２をオフとし、さらにスイッチング素子Ｑ１をオンとし、さらにスイッチング素子Ｑ１をオフとしてデッドタイムに入っても、電流が反転しないことが起こりうる。その状態でスイッチング素子Ｑ２をオンとすると、スイッチング素子Ｑ１に逆並列に接続されたボディダイオードに逆バイアスがかかり、リカバリ電流が流れることによりスイッチング素子Ｑ１及びＱ２を電流が貫通する短絡モードが発生する（図７に示す太線矢印）。短絡モードはＤＣ／ＤＣコンバータの故障の原因となるので望ましくない。

ここで、特許文献１には、電源起動時にスイッチング素子に貫通電流が流れるのを防止するスイッチング電源装置として、発振手段から発生する発振信号を電源動作開始時からカウントし、一定のカウント数をカウントすると、直前にカウントした際の発振信号のオン時間より長い時間だけオンするように制御するものが開示されている。

また、特許文献２には、電源起動時にスイッチング素子に貫通電流が流れるのを防止するスイッチング電源装置として、ハーフブリッジ型の一方のスイッチング素子の両端電圧が所定の電圧以上となったときに電圧検出信号を出力する電圧検出回路を備え、電圧検出信号により他方のスイッチング素子をオンとするものが開示されている。

しかしながら、上記特許文献１及び特許文献２の技術では、電源起動時にスイッチング素子に貫通電流が流れるのを防止するために複雑な制御が必要であるという問題がある。

そこで、本発明は、簡易な制御によって起動時にスイッチング素子に貫通電流が流れることを抑制し、故障の発生を抑えることができるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明は、複数のスイッチング素子と、電流共振コンデンサと、共振インダクタと、１次巻線及び２次巻線を備えたトランスとを有し、前記スイッチング素子のスイッチング制御により電力変換を行うＬＬＣ共振型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
起動時に、前記スイッチング素子の一部を定常時における当該スイッチング素子のオン時間よりも短いオン時間にて少なくとも一回オンさせる制御を行うことで前記電流共振コンデンサに充電させる制御部を備える構成としている。

このような構成によれば、起動時に、スイッチング素子の一部を定常時における当該スイッチング素子のオン時間よりも短いオン時間にて少なくとも一回オンさせる簡易な制御により、電流共振コンデンサを充電させる。そして、電流共振コンデンサを充電させることができるので、トランスの一次側に大きな電流（突入電流）が流れることを抑制できる。これにより、デッドタイムにおいてスイッチング素子の一部に接続された逆並列ダイオードにトランスの一次側に流れる電流が転流する状態になった場合に、共振により電流を反転させることができる。従って、逆並列ダイオードに逆バイアスがかかる状態になってもリカバリ電流が流れず、スイッチング素子を貫通電流が流れる短絡モードの発生を抑制できる。

なお、上記構成において、共振インダクタとは、トランスに対して外付けであるインダクタは勿論、トランスが疎結合トランスの場合の漏れインダクタンスも含まれる。

また、上記構成において、前記制御部は、起動時に、前記スイッチング素子の一部を複数回オンさせる制御を行う構成としてもよい。

また、上記いずれかの構成において、二つの前記スイッチング素子を有するハーフブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記制御部は、起動時に、前記スイッチング素子の一方がオフの状態で前記スイッチング素子の他方を少なくとも一回オンさせる制御を行う構成としてもよい。

また、上記いずれかの構成において、四つの前記スイッチング素子を有するフルブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記制御部は、起動時に、対角上の対となる前記スイッチング素子の一方の組がオフの状態で対角上の対となる前記スイッチング素子の他方の組を少なくとも一回オンさせる制御を行う構成としてもよい。

本発明によると、簡易な制御によって起動時にスイッチング素子に貫通電流が流れることを抑制し、故障の発生を抑えることができる。

本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る定常時のスイッチング素子の駆動例を示す図である。 本発明の第１実施形態に係る起動時のスイッチング素子の駆動例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る定常時のスイッチング素子の駆動例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る起動時のスイッチング素子の駆動例を示す図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータの従来例を示す図である。

以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。

（第１実施形態）
本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１０の回路構成を図１に示す。図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、ＬＬＣ共振を用いた所謂ハーフブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータである。

図１に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、入力コンデンサＣ０と、ＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子Ｑ１及びＱ２と、電圧共振コンデンサＣｖと、電流共振コンデンサＣｒと、トランスＴｒ０と、マイコン１と、ドライバ２Ａ及び２Ｂと、入力端子Ｔ１及びＴ２を備えている。なお、トランスＴｒ０の２次側には、ダイオード及びコンデンサから成る整流回路（図示せず）が接続される。また、トランスＴｒ０は疎結合トランスであり、図示しない漏れインダクタンスと励磁インダクタンスを含み、漏れインダクタンスは電流直列共振に寄与する共振インダクタに相当する。

ＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子Ｑ１及びＱ２は、ドレイン−ソース間に逆並列ダイオードであるボディダイオードが接続される。ボディダイオードは、寄生ダイオード（内蔵ダイオード）である。なお、逆並列ダイオードは、外付けで接続されたダイオードであってもよい。

入力端子Ｔ１及びＴ２には、外部の直流電源Ｖｄｃのプラス側とマイナス側がそれぞれ接続される。入力端子Ｔ１には入力コンデンサＣ０の一端が接続され、入力端子Ｔ２には入力コンデンサＣ０の他端が接続される。スイッチング素子Ｑ１とＱ２を直列接続した組が、入力コンデンサＣ０と並列接続される。

スイッチング素子Ｑ１のドレインに電圧共振コンデンサＣｖの一端が接続されると共に、電流共振コンデンサＣｒの一端も接続される。電流共振コンデンサＣｒの他端はトランスＴｒ０の１次巻線の一端に接続される。トランスＴｒ０の１次巻線の他端は電圧共振コンデンサＣｖの他端に接続されると共に、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点にも接続される。

スイッチング素子Ｑ１のゲートには、Ｑ１をスイッチングするためのゲート駆動回路であるドライバ２Ａの出力端が接続され、スイッチング素子Ｑ２のゲートには、Ｑ２をスイッチングするためのゲート駆動回路であるドライバ２Ｂの出力端が接続される。マイコン１がドライバ２Ａに駆動信号を出力することにより、ドライバ２Ａによりスイッチング素子Ｑ１が駆動される。また、マイコン１がドライバ２Ｂに駆動信号を出力することにより、ドライバ２Ｂによりスイッチング素子Ｑ２が駆動される。

ここで、定常時におけるスイッチング素子Ｑ１及びＱ２の駆動の一例を図２に示す。図２に示すように、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２は、デッドタイムｔ１及びｔ２を含めて相補的に駆動される。

まず、スイッチング素子Ｑ１がオフの状態でスイッチング素子Ｑ２がオンとなると、直流電源Ｖｄｃ、電流共振コンデンサＣｒ、トランスＴｒ０の１次巻線及びスイッチング素子Ｑ２の順の経路で電流が流れる。その後、スイッチング素子Ｑ２をオフとしてデッドタイムｔ１に入ると、電圧共振コンデンサＣｖが放電し、トランスＴｒ０の１次巻線を流れる電流がスイッチング素子Ｑ１のボディダイオードに転流する。そして、Ｑ１のボディダイオードへの転流期間にＱ１をオンさせればゼロ電流スイッチングとなり、その後回路共振条件により電流が反転する。

すると、電流共振コンデンサＣｒ、スイッチング素子Ｑ１及びトランスＴｒ０の１次巻線の順の経路で電流が還流する。その後、スイッチング素子Ｑ１をオフとしてデッドタイムｔ２に入ると、トランスＴｒ０の１次巻線に流れる電流により電圧共振コンデンサＣｖが充電される。その後、電圧共振コンデンサＣｖの電圧が入力電圧以上となると、電流は入力コンデンサを介してスイッチング素子Ｑ２のボディダイオードへ転流となるため、転流期間にＱ２をオンさせる。

次に、起動時におけるスイッチング素子Ｑ１及びＱ２の駆動の一例を図３に示す。図３に示すように、起動時にはまず、スイッチング素子Ｑ１はオフの状態で、微小な期間Ｔ１のオン時間で間隔Ｔ２ごとに複数回スイッチング素子Ｑ２をオンさせる。期間Ｔ１は例えば１．３μｓとし、間隔Ｔ２は１ｍｓとすればよく、複数回は例えば図３では４回としている。なお、これらの値は仕様に応じて適宜変更可能であるのは言うまでもない。

このようなスイッチング素子Ｑ２のオン動作により、起動時には電荷が空となっている電流共振コンデンサＣｒを充電させることができる。その後、図３で示すように、上述した定常時のスイッチング動作を開始させる。

スイッチング素子Ｑ１がオフの状態でスイッチング素子Ｑ２をオンとすると、電流共振コンデンサＣｒは充電されているため、トランスＴｒ０の１次巻線に大きな電流（突入電流）は流れない。従って、その後、スイッチング素子Ｑ２をオフとしてデッドタイムに入ると、トランスＴｒ０の１次巻線に流れる電流がスイッチング素子Ｑ１のボディダイオードに転流し、転流期間にスイッチング素子Ｑ１をオンさせ共振により電流は反転することが可能となる。

その後、スイッチング素子Ｑ１をオフとしてデッドタイムに入った後、スイッチング素子Ｑ２をオンとしても、スイッチング素子Ｑ１のボディダイオードにリカバリ電流は流れない。よって、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２を貫通電流が流れる短絡モードの発生を抑えることができる。

このように本実施形態によれば、起動時に電流共振コンデンサＣｒを充電させる簡易な制御により、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２を貫通電流が流れる短絡モードの発生を抑え、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の故障の発生を抑制することができる。

本実施例では、ＤＣ／ＤＣコンバータを図１のような回路構成としたが、回路の動作モードが等価であればこれに限定されない。例えば、電圧共振コンデンサＣｖは、図１においてスイッチング素子Ｑ１のみに並列接続されているが、スイッチング素子Ｑ１とＱ２各々に電圧共振コンデンサを並列接続しても良い。あるいは、電圧共振コンデンサを省いても良い。この場合、スイッチング素子の出力容量が電圧共振コンデンサの役割を果たす。
また、トランスＴｒ０はある程度大きな漏れインダクタンスを有する疎結合トランスである必要はなく、漏れインダクタンスが微小な密結合トランスに外付けで電流共振コンデンサＣｒと直列に共振インダクタを接続しても良い。また、電流共振コンデンサＣｒやトランスＴｒ０により構成される共振回路をスイッチング素子Ｑ２に並列接続しても同じである。さらに、図示しないトランスＴｒ０の２次側の整流回路は回路構成を限定せず、ダイオードブリッジによる整流回路や倍電圧整流回路などであっても良い。

（第２実施形態）
本発明の第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ２０の回路構成を図４に示す。図４に示すＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、ＬＬＣ共振を用いた所謂フルブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータである。

図４に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、入力コンデンサＣ０と、ＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４と、電流共振コンデンサＣｒと、トランスＴｒ０と、マイコン３と、ドライバ４Ａ及び４Ｂと、入力端子Ｔ１及びＴ２を備えている。なお、トランスＴｒ０の２次側には、ダイオード及びコンデンサから成る整流回路（図示せず）が接続される。また、トランスＴｒ０は疎結合トランスであり、図示しない漏れインダクタンスと励磁インダクタンスを含み、漏れインダクタンスは電流直列共振に寄与する共振インダクタンスに相当する。

入力端子Ｔ１及びＴ２には、外部の直流電源Ｖｄｃのプラス側とマイナス側がそれぞれ接続される。入力端子Ｔ１には入力コンデンサＣ０の一端が接続され、入力端子Ｔ２には入力コンデンサＣ０の他端が接続される。スイッチング素子Ｑ１とＱ３を直列接続した組と、スイッチング素子Ｑ２とＱ４を直列接続した組とが、入力コンデンサＣ０と並列接続される。

スイッチング素子Ｑ２のソースとスイッチング素子Ｑ４のドレインとの接続点に電流共振コンデンサＣｒの一端が接続される。電流共振コンデンサＣｒの他端はトランスＴｒ０の１次巻線の一端に接続される。トランスＴｒ０の１次巻線の他端は、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ３のドレインとの接続点に接続される。

スイッチング素子Ｑ１及びＱ３のゲートには、Ｑ１とＱ３をスイッチングするためのゲート駆動回路であるドライバ４Ａの出力端が接続され、スイッチング素子Ｑ２及びＱ４のゲートには、Ｑ２とＱ４をスイッチングするためのゲート駆動回路であるドライバ４Ｂの出力端が接続される。マイコン３からスイッチング素子Ｑ１の駆動用に駆動信号を出力するラインは、スイッチング素子Ｑ４の駆動用に駆動信号を出力するラインと接続される。マイコン３からスイッチング素子Ｑ３の駆動用に駆動信号を出力するラインは、スイッチング素子Ｑ２の駆動用に駆動信号を出力するラインと接続される。これにより、マイコン３は、スイッチング素子Ｑ１とＱ４、スイッチング素子Ｑ２とＱ３をそれぞれ組として駆動できる。なおドライバ４Ａとドライバ４Ｂは、例えば２つの信号入力を用いてハイサイドのスイッチング素子とローサイドのスイッチング素子を各々駆動する回路であり、これら出力は互いに絶縁されている。即ち、ドライバ４Ａであればローサイドのスイッチング素子Ｑ３を駆動すると共に、ハイサイドのフローティング電位となるスイッチング素子Ｑ１を駆動する。同じくドライバ４Ｂであればローサイドのスイッチング素子Ｑ４を駆動すると共に、ハイサイドのフローティング電位となるスイッチング素子Ｑ２を駆動する。

ここで、定常時におけるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動の一例を図５に示す。図５に示すように、スイッチング素子Ｑ１及びＱ４の組と、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３の組は、デッドタイムｔ３及びｔ４を含めて相補的に駆動される。

まず、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３がオフの状態でスイッチング素子Ｑ１及びＱ４がオンとなると、直流電源Ｖｄｃ、スイッチング素子Ｑ１、トランスＴｒ０の１次巻線、電流共振コンデンサＣｒ及びスイッチング素子Ｑ４の順の経路で電流が流れる。その後、スイッチング素子Ｑ１及びＱ４をオフとしてデッドタイムｔ３に入ると、トランスＴｒ０の１次巻線を流れる電流が、電流共振コンデンサＣｒ、スイッチング素子Ｑ２のボディダイオード、入力コンデンサＣ０及びスイッチング素子Ｑ３のボディダイオードの順の経路で還流する。その後、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３のボディダイオードへの転流期間にＱ２，Ｑ３をオンさせることによりゼロ電流スイッチングとなり回路共振条件により電流が反転する。

すると、直流電源Ｖｄｃ、スイッチング素子Ｑ２、電流共振コンデンサＣｒ、トランスＴｒ０の１次巻線及びスイッチング素子Ｑ３の順の経路で電流が流れる。その後、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３をオフとしてデッドタイムｔ４に入ると、トランスＴｒ０の１次巻線を流れる電流が、スイッチング素子Ｑ１のボディダイオード、入力コンデンサＣ０及びスイッチング素子Ｑ４のボディダイオード及び電流共振コンデンサＣｒの順の経路で還流する。その後、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４のボディダイオードへの転流期間にＱ１，Ｑ４をオンさせることによりゼロ電流スイッチングとなり回路共振条件により電流が反転する。

次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０における起動時の制御について説明する。仮に、起動時にスイッチング素子Ｑ２及びＱ３がオフの状態でスイッチング素子Ｑ１及びＱ４をオンとすると、電流共振コンデンサＣｒに充電された電荷が空であるため、トランスＴｒ０の１次巻線に大きな電流（突入電流）が流れる。

そのため、その後、スイッチング素子Ｑ１及びＱ４をオフとしてデッドタイムに入ると、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３のボディダイオードを介して電流が還流するが、起動時の電流が大きいため、電流方向が反転しないことが起こりうる。その後、電流が反転しないまま、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３のオン状態、さらにデッドタイムが経過し、スイッチング素子Ｑ１及びＱ４をオンとすると、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３のボディダイオードにリカバリ電流が流れる。従って、スイッチング素子Ｑ１及びＱ３、スイッチング素子Ｑ２及びＱ４のそれぞれの組に貫通電流が流れる短絡モードが発生してしまう。

このような現象の発生を抑えるため、以下のように起動時の制御を行う。本実施形態に係る起動時におけるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動の一例を図６に示す。

図６に示すように、起動時にはまず、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３はオフの状態で、微小な期間Ｔ３のオン時間で間隔Ｔ４ごとに複数回スイッチング素子Ｑ１及びＱ４をオンさせる。期間Ｔ３及び間隔Ｔ４は仕様によって適宜適当な値を設定でき、複数回も図６では４回としているが、仕様によって適宜設定できる。

このようなスイッチング素子Ｑ１及びＱ４のオン動作により、起動時には電荷が空となっている電流共振コンデンサＣｒを充電させることができる。その後、図６で示すように、上述した定常時のスイッチング動作を開始させる。

スイッチング素子Ｑ２及びＱ３がオフの状態でスイッチング素子Ｑ１及びＱ４をオンとすると、電流共振コンデンサＣｒは充電されているため、トランスＴｒ０の１次側コイルに大きな電流（突入電流）は流れない。従って、その後、スイッチング素子Ｑ１及びＱ４をオフとしてデッドタイムに入ると、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３のボディダイオードを介した電流の還流が発生するが、転流期間にスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオンさせれば電流は反転する。

その後、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３をオフとしてデッドタイムに入った後、スイッチング素子Ｑ１及びＱ４をオンとしても、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３のボディダイオードにリカバリ電流は流れない。よって、スイッチング素子Ｑ１及びＱ３、スイッチング素子Ｑ２及びＱ４のそれぞれの組を貫通電流が流れる短絡モードの発生を抑えることができる。

このように本実施形態によれば、起動時に電流共振コンデンサＣｒを充電させる簡易な制御により、スイッチング素子Ｑ１及びＱ３、スイッチング素子Ｑ２及びＱ４のそれぞれの組を貫通電流が流れる短絡モードの発生を抑え、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の故障の発生を抑制することができる。

本実施例では、ＤＣ／ＤＣコンバータを図４のような回路構成としたが、回路の動作モードが等価であればこれに限定されない。例えば、実施例１で記載した電圧共振コンデンサは省いているが、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４各々に並列にコンデンサを接続しても良い。また、トランスＴｒ０はある程度大きな漏れインダクタンスを有する疎結合トランスである必要はなく、漏れインダクタンスが微小な密結合トランスに外付けで電流共振コンデンサＣｒと直列に共振インダクタを接続しても良い。さらに、図示しないトランスＴｒ０の２次側の整流回路は回路構成を限定せず、ダイオードブリッジによる整流回路や倍電圧整流回路などであっても良い。

以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの入力側に例えば直流電源として太陽電池を接続し、後段にＤＣ／ＡＣインバータを接続することで、太陽光発電システムを構成してもよい。

１ マイコン
２Ａ、２Ｂ ドライバ
３ マイコン
４Ａ、４Ｂ ドライバ
１０、２０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
Ｖｄｃ 直流電源
Ｔ１、Ｔ２ 入力端子
Ｃ０ 入力コンデンサ
Ｃｖ 電圧共振コンデンサ
Ｃｒ 電流共振コンデンサ
Ｔｒ０ トランス
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４ スイッチング素子

Claims (4)

1. 複数のスイッチング素子と、電流共振コンデンサと、共振インダクタと、１次巻線及び２次巻線を備えたトランスとを有し、前記スイッチング素子のスイッチング制御により電力変換を行うＬＬＣ共振型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   起動時に、前記スイッチング素子の一部を定常時における当該スイッチング素子のオン時間よりも短いオン時間にて少なくとも一回オンさせる制御を行うことで前記電流共振コンデンサに充電させる制御部を備えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記制御部は、起動時に、前記スイッチング素子の一部を複数回オンさせる制御を行うことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 二つの前記スイッチング素子を有するハーフブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記制御部は、起動時に、前記スイッチング素子の一方がオフの状態で前記スイッチング素子の他方を少なくとも一回オンさせる制御を行うことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 四つの前記スイッチング素子を有するフルブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記制御部は、起動時に、対角上の対となる前記スイッチング素子の一方の組がオフの状態で対角上の対となる前記スイッチング素子の他方の組を少なくとも一回オンさせる制御を行うことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。

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