JP4542844B2 - ２トランス型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータの改良に関する。

トランスを用いるトランス式ＤＣ−ＤＣコンバータは入出力を完全に電気絶縁可能であるため広範に用いられている。このトランス式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、２個のトランスをもつ２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。

下記の特許文献１は、本質的に通常の１トランス方式のＤＣ−ＤＣコンバータを並列に接続して相補動作させる２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータを提案している。この２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、二つのトランスが交互に電流出力するため出力側チョークコイルを用いなくても小容量の平滑コンデンサだけでリップルを低減することが可能となる。

下記の特許文献２は、図９に示す形式の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータを提案している。この２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランスＴ１、T２の一次コイルW２、W５は、スイッチング素子Ｑ１を通じて入力直流電源２から給電される。一次コイルＷ２、Ｗ５と並列にコンデンサC２とスイッチング素子Ｑ２とを直列してなるクランプ回路が接続されている。DはMOSトランジスタであるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の寄生（内蔵）ダイオードである。トランスＴ１、T２の二次コイルW３、W６の電圧は、通常の同期整流回路１００により交互に整流されて出力される。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はPWM制御されて出力電圧Voを一定化する。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は交互に（相補的に）断続される。図９のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を以下に簡単に説明する。

（モード１）
スイッチング素子Ｑ１をオンすると、一次コイルＷ２、Ｗ５には入力直流電圧が印加される。スイッチング素子Ｑ２はオフしているとする。入力端から一次コイルＷ２、Ｗ５に電流ｉ１が流れ、コンデンサＣ１は放電する。一次コイルＷ２、Ｗ５に流れる電流は一次コイルＷ２、Ｗ５のインダクタンスにより時間とともに増大し、二次コイルW３、W６にはドット側の端子がプラスとなる電圧が発生し、スイッチング素子Ｑ３のオンにより二次コイルＷ６から電流ｉ３が出力され、磁気エネルギーがトランスＴ１のコアに蓄積される。

（モード２）
次に、スイッチング素子Ｑ１をオフすると、トランスＴ１の蓄積エネルギーにより接続点４０の電位は急上昇し、コンデンサＣ２は、トランスＴ１の蓄積エネルギーを消滅させるべくスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードDを通じて充電される。

（モード３）
次に、スイッチング素子Ｑ２をオンすると、トランスＴ１の蓄積エネルギーによりスイッチング素子Ｑ２を通じてコンデンサＣ２は更に良好に充電される。この動作の終了後、コンデンサＣ２の蓄電電圧により、コンデンサＣ２は、スイッチング素子Ｑ２を通じて一次コイルＷ５、Ｗ２に放電方向に電流を流し、コンデンサＣ２は放電される。この電流は時間とともに増加し、一次コイルＷ２、Ｗ５の無ドット側の端子にプラス電圧が発生し、スイッチング素子Ｑ４のオンにより一次コイルＷ３から電流が出力されるとともに、トランスＴ２には磁気エネルギーが蓄積される。

（モード４）
次に、スイッチング素子Ｑ２をオフすると、トランスＴ２の蓄積エネルギーにより接続点４０の電位は急低下し、トランスＴ２の蓄積エネルギーを消滅させるべく、一次コイルＷ５は入力端、スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードＤを通じて電流を流し、コンデンサＣ１は充電される。

（モード１）
スイッチング素子Ｑ１をオンすると、トランスＴ２の蓄積エネルギーによりコンデンサＣ１は更に充電される。この動作の終了後、この動作サイクルが終了し、最初に戻る。
特開２００３−１０２１７５号公報 USP５２９１３８２

しかしながら、上記した公報の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータは、多数のスイッチング素子が必要となり、電流リップルが大きいと言う問題があった。

また、図９に示す２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランスから入力直流電源２側へ逆方向電流が流れ出すため入力電流のリップル成分が大きいという問題があった。

このため、入力直流電源２の電流変化を低減するべく、入力直流電源２と並列に接続される入力側平滑コンデンサC1として大容量コンデンサを採用せねばならなかった。しかし、高耐圧で大容量のコンデンサは体格が大型となり高価でもあるため、装置の大型化と高コスト化を招く。また、入力直流電源２とＤＣ−ＤＣコンバータとを接続するラインが放射する電磁波ノイズのシールドも重要な問題となった。更に、電流のリップル成分が大きいということは入力電流の実効値が大きくなるため、損失及び発熱が増大するという欠点もあった。また更に、トランスが直流電流成分により偏磁されるためトランスの大型化を招いた。

本発明は、上記問題点に鑑みなされたものであり、小型軽量化及びスイッチング素子数低減が可能で、そのうえ優れた効率と小さい入力電流のリップル成分を有し入力側平滑コンデンサの小容量化も可能な２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することをその目的としている。

なお、請求項及びこの発明の開示の記載において、発明の各構成要素に付した符号は理解を容易化するためになされたものに過ぎず、対応する符号をもつ実施例の構成要素に限定されないことはもちろんである。

本発明の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータは、一次コイルＷ１、Ｗ２と二次コイルＷ３とからなるトランスＴ１と、一次コイルＷ４、Ｗ５と二次コイルＷ６とからなるトランスＴ２との２つのトランスを有するとともに、コイルＷ１、Ｗ４は直列接続されて第１コイル対を構成し、コイルＷ２、Ｗ５は直列接続されて第２コイル対を構成する磁気回路と、所定の直流電源電圧で運用される第一電圧系統１０００に電力授受可能に接続される交直変換回路１１と、前記第一電圧系統１０００と異なる直流電源電圧で運用される第二電圧系統２０００に電力授受可能に接続される交直変換回路２１と、第一電圧系統１０００と第二電圧系統２０００との間の電力伝送を制御するコントローラとを備え、前記第１コイル対の一端は、前記第一電圧系統１０００の一端に接続され、前記交直変換回路１１は、前記第一電圧系統１０００の他端と前記第１コイル対の他端とを接続する主スイッチＱ１と、
前記第一電圧系統１０００の他端と前記第２コイル対の一端とを接続するコンデンサＣ１と、一端が前記第２コイル対の一端に、他端が前記第１コイル対の他端及び第２コイル対の他端に接続されて前記主スイッチＱ１オフ時に前記主スイッチＱ１を流れていた電流をバイパスするクランプ回路とを有し、前記コントローラは、前記主スイッチＱ１をオフして前記コンデンサＣ１を充電する充電モードと、前記主スイッチＱ１をオンして前記コンデンサＣ１を放電する放電モードと所定周期で繰り返し実施することを特徴としている。

すなわち、本発明の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図９に示す従来の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、直流コイル体（一次コイルＷ１、Ｗ４）を追加し、更に、第一電圧系統１０００が直流コイル体（一次コイルＷ１、Ｗ４）を通じて、主スイッチＱ１と交流コイル体（一次コイルＷ２、Ｗ５）との接続点に給電する回路構成を採用している。なお、各スイッチの制御はＰＷＭ制御の他、公知の種々のパルス制御方式を採用することができる。

クランプ回路としては、主スイッチＱ１オフ時のサージ電圧を吸収する各種公知のものを採用することができる。主スイッチＱ１としては双方向通電可能なＭＯＳトランジスタが好適である。本明細書で言う交直変換回路とは、入力される交流電力（直流電力成分を含んでいてもよい）を直流電力に変換したり、又は、入力される直流電力（交流電力成分を含んでいてもよい）を交流電力に変換する回路を言う。

交直変換回路２１としては、通常の同期整流回路やダイオード整流回路を用いることができ、同期整流回路をインバータ動作させて第二電圧系統２０００から第一電圧系統１０００への送電を行うことができる。

このようにすれば、以下に説明するように、特に平滑コンデンサの小型化による小型軽量化、スイッチング素子数低減、効率向上、入力電流と出力電流のリップル成分の低減が可能な２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータを実現することができる。

態様１では、前記クランプ回路は、直列に接続されたコンデンサＣ２及び副スイッチＱ２とにより構成され、前記コントローラは、前記主スイッチＱ１をオフし、前記副スイッチＱ２をオンして前記コンデンサＣ１を充電する充電モードと、前記主スイッチＱ１をオンし、前記副スイッチＱ２をオフして前記コンデンサＣ１を放電する放電モードとを交互に実施する。このようにすれば、クランプ電力を有効に再利用することができる。

態様２では、前記第１コイル対は、前記第一電圧系統１０００を送電側、前記第二電圧系統２０００を受電側とする場合に、前記第一電圧系統１０００から前記交直変換回路１１側へ途切れることなく電流を流す。

このようにすれば、従来の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータの欠点であったＤＣ−ＤＣコンバータから入力直流電源である第一電圧系統１０００への電流逆流を格段に低減することができるので、大型の平滑コンデンサを用いずとも入力電流のリップル成分を良好に低減することができる。したがって、本発明の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、交直変換回路１１の入力電流を平滑する電流平滑回路を第一電圧系統１０００と交直変換回路１１との間に設ける必要がないか、もしくは設けたとしてもそれを大幅に小型化することが可能となる。

態様３では、前記交直変換回路２１は、一端が前記第二電圧系統２０００の一端に接続され、他端が前記コイルＷ６を通じて前記第二電圧系統２０００の他端に接続されるスイッチング素子Ｑ３と、一端が前記第二電圧系統２０００の一端に接続され、他端が前記コイルＷ３を通じて前記第二電圧系統２０００の他端に接続されるスイッチング素子Ｑ４とを備え、前記コントローラは、前記主スイッチＱ１と前記スイッチング素子Ｑ３及びＱ４の一方とを同期オンし、前記副スイッチＱ２と前記スイッチング素子Ｑ３及びＱ４の他方とを同期オンする。

このようにすれば、交直変換回路２１をいわゆる同期整流回路で構成することができるので、損失を減らすことができる。なお、ここでいう同期オンとは同時にオンする場合の他、一方がオンした後、所定時間後、他方がオンする場合も含む。また、第二電圧系統２０００から第一電圧系統１０００への送電も可能となる。なお、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の一方を三端子スイッチング素子としてのトランジスタではなく、二端子スイッチング素子としてのダイオードにより構成してもよい。

態様４では、前記コントローラは、前記出力スイッチＱ１、Ｑ２のオン・デューティ比の変更を所定範囲内に規制することにより、前記同期整流回路の出力電流のリップル成分を所定値レベル未満とする。

このようにすれば、チョークコイルを用いることなく出力電流のリップル成分を低減することができる。

態様５では、前記第一電圧系統１０００を高電圧側、第二電圧系統２０００を低電圧側とする。これにより、高電圧の第一電圧系統１０００から低電圧の第二電圧系統２０００への降圧送電、又は、低電圧の第二電圧系統２０００から高電圧の第一電圧系統１０への昇圧送電を行うことができる。

態様６では、前記第一電圧系統１０００は、前記第二電圧系統２０００より低電圧とされる。これにより、低電圧の第一電圧系統１０００から高電圧の第二電圧系統２０００への昇圧送電、又は、高電圧の第二電圧系統２０００から低電圧の第一電圧系統１０への降圧送電を行うことができる。

態様７では、前記交直変換回路１１は、前記第一電圧系統１０００をなす直流電源又は電気負荷へ電流平滑用のチョークコイル素子を介することなく接続されている。これにより、入力電流のリップル成分を許容範囲に維持しつつ体格、重量を軽減することができる。

態様８では、前記交直変換回路２１は、前記第二電圧系統２０００をなす直流電源又は電気負荷へ電流平滑用のチョークコイル素子を介することなく接続されている。これにより、出力電流のリップル成分を許容範囲に維持しつつ体格、重量を軽減することができる。

態様９では、前記コントローラは、ＰＷＭ制御する前記主スイッチＱ１のオン・デューティ比の変更により、互いに異なる直流電源電圧で運用される前記第一電圧系統１０００から前記第二電圧系統２０００への第一送電モードと、前記第二電圧系統２０００から前記第一電圧系統１０００へ送電する第二送電モードと切り替える。

これにより、チョークコイルを必要としない点を利用して双方向に送電する。これにより、構成を複雑化することなく上記２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータの利便性を向上することができる。

特に、この態様は、交直変換回路１１が、第一電圧系統１０００をなす直流電源又は電気負荷へ電流平滑用のチョークコイル素子を介することなく接続され、交直変換回路２１が、第二電圧系統２０００をなす直流電源又は電気負荷に電流平滑用のチョークコイル素子を介することなく接続される場合に好適である。

すなわち、本発明の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータでは同期整流された出力電流に含まれるリップル成分は非常に小さい。このため、リップル除去用のチョークコイルを必要としない。このため、逆方向への送電に際して、同期整流回路である交直変換回路２１側から交直変換回路１１側に逆送電するに際してこのチョークコイルにスイッチングサージ電圧が発生することがなく、このスイッチングサージ電圧を減衰乃至防止するための回路工夫を省略することができる。

なお、送電方向の変更はスイッチング素子のデューティ比変更のみにより実施することができる。これに対して、従来のトランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにより双方向送電を行う場合、本来の整流側から本来のインバータ側に逆送電を行う場合、従来のＤＣ−ＤＣコンバータの出力リップルが大きいために、整流回路から出力される電流からリップルを除去するためのチョークコイルを省略することが困難であった。このため、逆方向送電に際して本来の整流側回路をインバータ動作させると、このチョークコイルにスイッチングサージ電圧が生じるため、このスイッチングサージ電圧を減衰乃至抑制するための回路を追加せざるを得ず、回路系の複雑化を回避することが困難であり、このため、従来のトランス型ＤＣ−ＤＣコンバータの双方向送電は実現困難であった。

態様１０では、前記コントローラは、前記第一送電モードにおいて、前記主スイッチＱ１のオン・デューティ比を、前記第二電圧系統２０００の電圧が所定の目標電圧より低い場合に増大し、高い場合に減少し、前記第二送電モードにおいて、前記主スイッチＱ１のオン・デューティ比を、前記第一電圧系統１０００の電圧が所定の目標電圧より低い場合に減少し、高い場合に増大する。このようにすれば、双方向送電における出力電圧制御を簡単に実施することができる。

態様１１では、前記第一電圧系統１０００と並列接続されて前記交直変換回路１１と交流電力を授受する平滑コンデンサを有し、前記第一電圧系統１０００は、互いに直列接続された直流電源及び電源スイッチを有し、前記コントローラは、前記第二電圧系統２０００から前記第一電圧系統１０００への送電を行って前記平滑コンデンサをプリチャージした後、前記電源スイッチを閉じる。

このようにすれば、第一電圧系統１０００の電源スイッチが開いている状態からこの２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータを通じて第二電圧系統２０００に送電する場合でも、あらかじめ第二電圧系統２０００から第一電圧系統１０００の平滑コンデンサをプリチャージしてから第一電圧系統１０００の電源スイッチを投入することができるため、電源スイッチ投入時に第一電圧系統１０００の直流電源から平滑コンデンサへ突入電流が流れるのを防止することができ、平滑コンデンサや電源系の保護を行うことができる。

態様１２では、前記コントローラは、前記平滑コンデンサのプリチャージにおいて前記平滑コンデンサへの印加電圧を徐々に増加する。これにより、平滑コンデンサの一層の保護を実現することができる。

態様１３では、前記主スイッチＱ１の電流を検出する電流センサを有し、前記コントローラは、所定タイミングにおける前記電流センサの検出電流の大きさに基づいて前記同期整流回路における負荷電流の減少を判定することにより前記同期整流回路の同期整流動作を停止する。

同期整流回路において、負荷電流が減少して無負荷又はそれに近い状態となると、二次コイルＷ３、Ｗ６に誘導される電圧と、第二電圧系統２０００のバッテリ電圧とが略等しくなる。しかし、同期整流回路を構成するスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４としては通常、両方向通電可能なＭＯＳトランジスタが採用されるため、第一電圧系統１０００から第二電圧系統２０００への送電という本来の目的から外れて第二電圧系統２０００から第一電圧系統１０００への逆送電という状況が生じ易くなる。これを防止するには、二次電流が非常に小さい条件では同期整流を中断する。この同期整流の中断は素子の駆動損失低減の観点からも好ましい。

このためには、同期整流回路の出力電流を検出して同期整流の中断の是非を判定することが考えられるが、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータでは一次側に比べて大電流となる二次側電流の検出に用いる抵抗素子の抵抗値を極めて小さくする必要があり、電流検出用抵抗素子を精度よく製造するのが難しいという問題があり、電流検出抵抗の電力損失や発熱も問題となる。

もちろん、負荷電流がまだ大きい段階での同期整流の中断は整流損失の増大を招くため、同期整流の中断は負荷電流が十分に小さくなった時点で同期整流中断を行うことが好ましい。このためには、同期整流回路のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の電流逆流を検出して同期整流を中断することが考えられるが、第二電圧系統２０００としての負荷には電流逆流が望ましくないものもあり、第二電圧系統２０００に逆流を生じさせることなく、同期整流の是非を確実に判定することが望まれている。また、上述したように降圧ＤＣ−ＤＣコンバータでは、大電流のトランス二次側での電流検出は電力損失や発熱が問題となる。

この態様は上記観点からなされたものであり、トランスの一次側すなわちインバータ側特に主スイッチＱ１の電流値に基づいて二次側電流が略０となることを推定して同期整流の是非を判定する。好適なＣＴ（カレントトランスフォーマ）による検出では検出信号はトランスの一次側回路すなわち交直変換回路１１の電位から独立とすることができるため、信号処理が第一電圧系統１０００の電位と無関係に行うことができる。また、降圧ＤＣ−ＤＣコンバータでは電流センサとしてのCT又は電流検出用抵抗の電力損失を減らすことができる。また、電流検出用抵抗として低抵抗値のものを高精度に製造する必要がなくその製造が容易となる。なお、トランス二次側にて同期整流中断後のその再開は、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のダイオードを通じて流れる負荷電流が増大したことを、主スイッチＱ１の電流変化に基づいて検出すればよい。

態様１４では、前記コントローラは、前記主スイッチＱ１のオンが指令されてから所定時間経過後の前記主スイッチＱ１の電流の大きさに基づいて前記同期整流動作を停止すべきかどうかを判定する。

本発明の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、主スイッチＱ１のオン期間に主スイッチＱ１を流れる電流は、ＤＣ成分である負荷電流成分と交流成分である励磁電流成分との和となる。ここで言う励磁電流成分とは、トランスの一次コイルに無負荷時に流れる電流を言う。負荷電流が増大するにつれて主スイッチＱ１の電流が電流０又は０に近い所定のしきい値電流を示す電流値ラインを横切るタイミングが変化する。したがって、主スイッチＱ１がオンしてから所定時間後の主スイッチＱ1の電流の大きさを判定することにより、言い換えれば上記所定時間後に主スイッチＱ１の電流と上記電流値ラインとを比較することにより、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の電流すなわち同期整流回路の負荷電流が略０か否かを判定することができる。

なお、この判定方法は、本質的に主スイッチＱ１の電流値が上記電流値ラインを横切るタイミングが、予め設定された所定のタイミング（負荷電流が略０に設定されている）とのどちらが早いかを判定することと同義である。ここで言うタイミングは、好適には主スイッチＱ１のオン指令からの時間を基準として設定するのが簡単である。

態様１５において、前記所定時間は、前記主スイッチＱ１をオンした直後に前記主スイッチＱ１に逆方向へ流れる過渡的共振電流の通電時間よりも長く設定される。

このようにすれば、主スイッチＱ１の断続時の電流におけるＬＣ共振により主スイッチＱ１の電流が振動し、それにより同期整流停止の判定を誤って行うのを防止することができる。すなわち、共振型ＤＣ−ＤＣコンバータのインバータとしての交直変換回路１１の主スイッチＱ１がオンして主スイッチＱ１に過渡的なＬＣ共振電流が逆方向に流れたとしてもこれを同期整流回路における逆方向電流の発生と混同して同期整流回路を誤停止する不具合がない。

態様１６では、前記コントローラは、前記第一電圧系統１０００から前記第二電圧系統２０００への送電に際して、前記第一電圧系統１０００から前記交直変換回路１１に印加される前記直流電源電圧の増大につれて前記主スイッチＱ１のオン・デューティ比の最大値を減少させる。

このようにすれば、第一電圧系統１０００から第二電圧系統２０００への送電に際して、サージ電圧の重畳などにより第一電圧系統１０００からインバータとしての交直変換回路１１への入力直流電圧が急増した場合に生じる主スイッチＱ１への印加電圧の急増を簡素な回路により確実に防止するとともに、入力直流電圧が低い状態においてはオン・デューティ比の制御範囲を広く確保できるので、出力電圧制御やリップル低減制御への適応性を高く取ることができる。

態様１７では、第二電圧系統２０００から第一電圧系統１０００への送電に際して、第二電圧系統２０００から前記交直変換回路２１に印加される前記直流電源電圧の増大につれて前記主スイッチＱ１のオン・デューティ比の最大値を増大させる。

このようにすれば、第二電圧系統２０００から第一電圧系統１０００への送電に際して、サージ電圧の重畳などにより第二電圧系統２０００からインバータとしての交直変換回路２１への入力直流電圧が急増した場合に生じる主スイッチＱ１への印加電圧の急増を簡素な回路により確実に防止するとともに、この入力直流電圧が低い状態においてはオン・デューティ比の制御範囲を広く確保できるので、出力電圧制御やリップル低減制御への適応性を高く取ることができる。

態様１８では、前記コントローラは、前記平滑コンデンサへの前記プリチャージの終了後に前記電源スイッチを閉じ、前記第一電圧系統１０００から前記第二電圧系統２０００への送電を行う。このようにすれば、第一電圧系統１０００の電源スイッチが開いている状態からこの２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータを通じて第二電圧系統２０００に送電する場合でも、あらかじめ第二電圧系統２０００から第一電圧系統１０００の平滑コンデンサをプリチャージしてから第一電圧系統１０００の電源スイッチを投入することができるため、電源スイッチ投入時に第一電圧系統１０００の直流電源から平滑コンデンサへ突入電流が流れるのを防止することができ、平滑コンデンサ及び第一電圧系統１０００の直流電源の保護を行うことができる。

態様１９では、前記コントローラは、前記直流電源電圧の増大につれて減少する所定制限値未満に前記主スイッチＱ１のオン・デューティ比Ｄの最大値Ｄｍａｘを規制することを特徴としている。

このようにすれば、サージ電圧の重畳などにより第一電圧系統１０００からインバータとしての交直変換回路１１への入力直流電圧が急増した場合でも、主スイッチＱ１への印加電圧の急増を簡素な回路により確実に防止することができる。更に、入力直流電圧が低い状態においてはオン・デューティ比の制御範囲を広く確保できるので、出力電圧制御やリップル低減制御への適応性を高く取ることができる。
態様２０では、前記交直変換回路２１は、一端が前記第二電圧系統２０００の一端に接続され、他端が前記コイルＷ６を通じて前記第二電圧系統２０００の他端に接続される第一整流ダイオードと、一端が前記第二電圧系統２０００の一端に接続され、他端が前記コイルＷ３を通じて前記第二電圧系統２０００の他端に接続される第二整流ダイオードと、を備えることを特徴としている。このようにすれば、交直変換回路２１をいわゆるダイオード整流回路で構成することができるので、損失を減らすことができる。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの好適態様を以下の実施例を参照して具体的に説明する。なお、この発明は、下記の実施例に限られるものではなく、各構成要素は、それと主要機能が共通する一乃至複数の公知の構成要素に置換可能であることは当然である。

（回路の全体構成）
実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータを図１に示す回路図を参照して説明する。 このＤＣ−ＤＣコンバータ１は単方向降圧コンバータであって、高電圧の入力直流電源（高圧バッテリ）２と低電圧用の負荷３との間に配置されている。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は単方向昇圧コンバータであってもよく、負荷３は直流電源であってもよい。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、トランスＴ１、Ｔ２、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、コンデンサC１、C２、C３、及びコントローラ４からなる。

コントローラ４は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ制御するものであって、この実施例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧を設定値にフィードバック制御するべく、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧を読み込み、この出力電圧と設定値との偏差に基づいてスイッチング素子Ｑ１のオンデューティ比をPWM制御している。なお、PWM制御におけるキャリヤ周波数は通常の場合と同じく数十〜数百ｋHzとされるが、それによる損失増大や電磁波ノイズの問題が許す限りできるだけ高く設定されることが好ましい。

各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、図１に示すようにMOSトランジスタとされているが、接合ダイオードとたとえばＩＧＢＴなどの他のトランジスタとを並列接続する周知の構成に置換してもよい。

トランスＴ１は一次コイルＷ１、Ｗ２と二次コイルＷ３を有し、トランスＴ２は一次コイルＷ４、Ｗ５と二次コイルＷ６とを有する。コンデンサＣ３は、リップル低減のために負荷３と並列接続された周知の出力側平滑コンデンサである。スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４は整流回路を構成している。なお、コンデンサＣ３からなる出力側平滑回路の代わりに通常の出力側平滑回路と同様にチョークコイルとコンデンサＣ３とにより出力側の平滑回路を構成してもよい。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はNチャンネルMOSトランジスタにより構成されている。

１０は、入力直流電源２のプラス端と一次コイルＷ１との接続点、２０は、入力直流電源２のマイナス端と主スイッチＱ１とコンデンサＣ１との接続点、３０は、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２と一次コイルＷ２との接続点、４０は、主スイッチＱ１と副スイッチＱ２と一次コイルＷ４と一次コイルＷ５との接続点である。

コイルＷ１、Ｗ２、Ｗ４、Ｗ５とコンデンサＣ１、C２とスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とを入力側回路とも称し、コイルＷ３、Ｗ６とコンデンサＣ３とスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４とを出力側回路とも称するものとする。

（入力側回路）
以下、入力側回路について説明する。

この実施例において、通常設定されるデッドタイムを無視すれば主スイッチＱ１と副スイッチＱ２とは交互動作するので、MOSトランジスタの寄生ダイオードＤを通過する電流以外の回路電流の流れは、主スイッチＱ１がオンした時に形成される主スイッチ回路と、副スイッチＱ２がオンした時に形成される副スイッチ回路とに基づいて考えることが簡単である。主スイッチ回路は、接続点１０、一次コイルＷ１、Ｗ４、主スイッチＱ１、接続点２０、入力直流電源２を結ぶ第一回路部、並びに、接続点２０、コンデンサＣ１、コイルＷ２、Ｗ５、主スイッチＱ１、接続点２０を結ぶ第二回路部とからなる。副スイッチ回路は、接続点１０、コイルＷ１、Ｗ４、接続点４０、副スイッチＱ２、コンデンサＣ２、接続点３０、コンデンサＣ１、接続点２０、入力直流電源２を結ぶ第三回路部と、接続点４０、副スイッチＱ２、コンデンサＣ２、コイルＷ２、Ｗ５、接続点４０を結ぶ第四回路部とをからなる。また、入力直流電源２から、一次コイルＷ１、Ｗ４、一次コイルＷ２、Ｗ５、コンデンサＣ１を経て入力直流電源２に至るコンデンサＣ１充電回路が形成されている。

（出力側回路）
以下、出力側回路について説明する。

この実施例の出力側回路は図９に示す従来の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側回路と同じ同期整流回路である。出力スイッチＱ３、Ｑ４は原理的には相補動作するので、出力スイッチＱ３がオンした時に形成される第五回路部と、出力スイッチＱ４がオンした時に形成される第六回路部とに区分することができる。第五回路部は、接続点６０、出力スイッチＱ３、コイルＷ６、コンデンサＣ３、接続点６０を結ぶ回路であり、第六回路部は、接続点６０、出力スイッチＱ４、コイルＷ３、コンデンサＣ３、接続点６０を結ぶ回路である。出力スイッチＱ３、Ｑ４のどちらか又両方をダイオードに置換してもよい。出力スイッチＱ３は主スイッチＱ１とほぼ同じ動作状態をもち、出力スイッチＱ４は副スイッチＱ２とほど同じ動作状態をもつ。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作タイミングを図２に示し、コイルＷ１〜Ｗ６の電圧変化を図３に模式図示する。なお、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の状態遷移において、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の状態遷移時にデッドタイムを設けられているが、必須ではない。

なお、この実施例では、コイルＷ１及びコイルＷ２のターン数をN１、コイルＷ３のターン数をN２、コイルＷ４及びコイルＷ５のターン数をN３、コイルＷ６のターン数をN４とした時、N１／N２＝N３／N４とされているが、このターン数比は必須ではない。好適には、N１＝N３、N２＝N４とされる。このターン数比の変更が可能であることは当然である。

（動作の全体説明）
次に、上記したＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作原理を以下に説明する。

図２はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の模式動作を示すタイミングチャート、図３は各コイルの電圧波形を示すタイミングチャート、図４は電流ｉ１の波形を示すタイミングチャート、図５は電流ｉ２の波形を示すタイミングチャート、図６は電流ｉ３、ｉ４の波形を示すタイミングチャート、図７は主スイッチＱ１オン時（モードＡ）における回路図、図８は副スイッチＱ２オン時（モードＢ）における回路図である。なお、コンデンサＣ１、Ｃ２の充電、放電時の電流の方向は図７、図８に示される通りである。図６では、トランスＴ２のコイルＷ６の電流ｉ３と、トランスＴ１のコイルＷ３の電流ｉ４とが一緒に記載されている。モードＡにおいて電流ｉ４はほとんど０と見なすことができ、モードＢにおいて電流ｉ３はほとんど０と見なすことができる。なお、図２に示す実際のタイミングチャートにおいて、デッドタイムの設定は好適である。また、実際にはスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は瞬時に立ち上がるのではなく、所定の傾斜率によりオン、オフ間で遷移することも当然である。図２に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は同期動作し、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は同期動作し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は相補動作し、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は相補動作する。モードＡにてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオンし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオフする。モードＢにてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオフし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオンする。

回路動作を図７、図８を参照して説明する。図７は主スイッチＱ１オン、副スイッチＱ２オフである状態（モードＡ）を、図８は主スイッチＱ１オフ、副スイッチＱ２オンである状態（モードＢ）を示す。この実施例では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が寄生ダイオードＤをもつため、接続点２０の電位を０Vと仮定する場合に、接続点４０は約−０．８V以下に低下することはない。

図７、図８に示すこの実施例の回路と、図９に示す従来回路とを比較すると、回路２００が同じである。つまり、図９に示す従来回路では、入力直流電源（第一電圧系統１０００に相当）２は回路２００に直接、給電している。これに対して、図７、図８では、入力直流電源２は、主スイッチＱ1により制御される電流を一次コイルＷ１、Ｗ４を通じて回路２００に供給するとともに、二次コイルＷ３、Ｗ６に供給する。このため、図９に示す従来回路では、一次コイルＷ２、Ｗ５に、主スイッチＱ1オン時に直流電流が流れる。これに対して、図７、図８に示すこの実施例の回路２００の一次側では、コンデンサＣ１、Ｃ２が充放電されるだけであり、一次コイルＷ２、Ｗ５には直流電流は流れない。

以下、１サイクルの動作の各期間（モード）を順次説明する。なお、入力直流電源２からの入力電流をｉ１、コンデンサＣ１の充放電電流をｉ２、コンデンサＣ２の充放電電流をｉ３と呼ぶ。簡単化のために、トランスＴ１、Ｔ２は各コイルのターン数はすべて１ターンとして各起磁力（アンペアターン）は電流値に等しくなるとし、トランスＴ１、トランスＴ２の磁気抵抗は等しいとする。ただし、各コイルにはそのリーケージインダクタンスに相当する素子がそれぞれ直列接続されていると考えるべきであるが、以下の説明ではこのリーケージインダクタンスを無視する。また、下記の各モードはこのＤＣ−ＤＣコンバータ１の起動から十分に時間が経過した後の１サイクルを説明するものとする。

以下の説明において、デッドタイムを省略するがデッドタイムの設定は可能である。

（モードＡの説明）
主スイッチＱ１がオンし、副スイッチＱ２がオフするモードＡを図７を参照して説明する。なお、以下の説明では、ターン数は１としているため、各コイルの起磁力（アンペアターン）の符号として電流と同一の符号ｉｎ（ｎは数字）を用いるものとする。したがって、各コイルの起磁力（アンペアターン）は、磁束形成方向により正又は負のどちらかの符号をもつものとする。

主スイッチＱ１のオンにより、入力直流電源２から一次コイルＷ１、Ｗ４を経てきた電流ｉ１は、先行する後述のモードＢにて一次コイルＷ５、Ｗ２を経てコンデンサＣ１に向かう流れから転流して、直接に接続点２０に向かう。これにより、入力電流ｉ１は時間的に増加し、トランスＴ２においては、一次コイルＷ４の起磁力（アンペアターン）ｉ１と一次コイルＷ５の起磁力（アンペアターン）ｉ２とが形成される。また、後述するモードＢにて蓄電されて平均電圧Ｖｉｎよりも高電圧となっているコンデンサＣ１は、一次コイルＷ２、Ｗ５、主スイッチＱ１を通じて、電流ｉ２で放電する。この電流ｉ２は放電方向に時間的に増加する流れとなる。

この実施例では、一次コイルＷ４の起磁力（アンペアターン）ｉ１が形成する磁束の向きは、一次コイルＷ５の起磁力（アンペアターン）ｉ２が形成する磁束の向きに等しくなるようにする。その結果、これらの起磁力（アンペアターン）の和（ｉ１＋ｉ２）に対応する磁束φ２が形成される。二次コイルＷ６には、磁束φ２の変化に応じた大きさの二次電圧Ｖ６が形成される。二次コイルＷ６の巻き向きは、モードＡにおいて電流ｉ３を出力する向きとなる向きとされる。

負荷３を抵抗とみなせば、二次電圧Ｖ６に比例した大きさの電流ｉ３が流れる。したがって、理想的にはこの電流ｉ３はこのモード期間において所定振幅の略直流電流となる。トランスＴ２からの電流ｉ３の流出に応じて、一次コイルＷ４を流れる電流ｉ１、及び、一次コイルＷ５を流れる電流ｉ２がそれぞれ増加する。すなわち、一次コイルＷ４を流れる電流ｉ１と、一次コイルＷ５を流れる電流ｉ２とは、トランスＴ２の励磁電流と電流ｉ３とに対応するので、一次コイルＷ５を流れる電流ｉ２からトランスＴ２の励磁電流を差し引いた電流と一次コイルＷ４を流れる電流ｉ１とが、二次コイルＷ６から電流ｉ３として出力される。

結局、主スイッチＱ１がオンしている期間には、トランスＴ２において、一次コイルＷ４の電流増大による第一の向きへの起磁力（アンペアターン）の増加と、一次コイルＷ５の放電方向への電流の増加による起磁力（アンペアターン）の増加との合計である合成起磁力（アンペアターン）により、二次コイルＷ６に二次電圧が形成され、電流ｉ３が出力される。この時、トランスＴ１は、チョークコイルとして作動する。つまり、主スイッチＱ１がオンしている期間には、トランスＴ２において、一次コイルＷ４の電流増加による磁束増加と、この上記磁束増加を助長する一次コイルＷ５の充電方向における電流増加による磁束増加とにより、二次コイルＷ６から電流ｉ３が出力され、電流ｉ３を出力するための電力エネルギーは一次コイルＷ４、Ｗ５から供給される。

（モードＢの説明）
次に、主スイッチＱ１をオフし、副スイッチＱ２をオンするモードＢを図８を参照して説明する。

入力直流電源２から一次コイルＷ１、Ｗ４を経て接続点４０に至る電流ｉ１は、主スイッチＱ１のオフによる接続点４０の電位上昇により減少傾向となる。接続点４０から一次コイルＷ５、Ｗ２を経て流れる電流ｉ２’はコンデンサＣ１を充電する。入力直流電源２から一次コイルＷ１、Ｗ４を通じて流入する電流ｉｃ２はコンデンサＣ２を流れてコンデンサＣ１を充電する。したがって、電流ｉ１はｉ２’とｉｃ２との和すなわち、コンデンサＣ１の充電電流ｉ２に等しい。

この時、一次コイルＷ１の電流ｉ１の減少によりトランスＴ１のある方向への磁束は減少する。この時、一次コイルＷ２における電流変化、すなわち、図７に示す放電電流ｉ２から図８に示す充電電流ｉ２’への変化は、上記した一次コイルＷ１の電流ｉ１の減少によるトランスＴ１のある方向への磁束の減少を助長する向きとされる。

これにより、二次コイルＷ３には、一次コイルＷ１における電流ｉ１の変化（増加から減少）と、一次コイルＷ２における電流変化（ｉ２から反対向きのｉ２’）とにより、電流ｉ４を出力する向きに電圧Ｖ３を発生する。この電圧は上記電流変化による磁束変化率に比例する大きさの略直流電圧となる。二次コイルＷ３の巻き向きは、モードＢにおいて電流ｉ４が出力される向きとされる。

負荷３を抵抗とすれば、電圧Ｖ４の大きさに比例する電流ｉ４が流れる。理想的にはこの電流ｉ４はこのモード期間において所定振幅の略直流電流となる。トランスＴ１からの電流ｉ４の流出に応じて、一次コイルＷ１を流れる電流ｉ１、及び、一次コイルＷ２を流れる電流ｉ２’がそれぞれ増加するので、一次コイルＷ２を流れる電流ｉ２’からトランスＴ１の励磁電流を差し引いた電流と一次コイルＷ１を流れる電流ｉ１とが二次コイルＷ３から電流ｉ４として出力される。

結局、主スイッチＱ１がオフしている期間には、トランスＴ１において、一次コイルＷ１の電流減少による起磁力（アンペアターン）の減少と、一次コイルＷ２のコンデンサＣ１充電方向への電流の増加による起磁力（アンペアターン）の増加との合計である合成起磁力（アンペアターン）により、二次コイルＷ３に二次電圧が形成され、電流ｉ４が出力される。この時、トランスＴ２は、チョークコイルとして作動する。つまり、主スイッチＱ１がオフしている期間には、トランスＴ１において、一次コイルＷ１の電流減少による磁束減少と、この上記磁束減少を助長する一次コイルＷ２の放電方向における電流変化による磁束減少とにより、二次コイルＷ３から電流ｉ４が出力され、電流ｉ４を出力するための電力は一次コイルＷ１、Ｗ２から供給される。なお、コンデンサＣ２と副スイッチＱ２とは、本質的にクランプ回路として、主スイッチＱ１のオフ時のサージ電圧発生を防止する。

（電力の流れの説明）
上記ＤＣ−ＤＣコンバータ１における電力の流れを図１０を参照して説明する。

図１０において、１０００は入力直流電源２に相当する入力電圧系（第一電圧系統）、１１、２１は交直変換回路、２０００はバッテリを含む負荷３に相当する出力電圧系（第二電圧系統）である。図１０は第一電圧系統１０００から第二電圧系統２０００へ送電する場合を示し、交直変換回路１１は第一電圧系統１０００からトランスＴ１、Ｔ２に送電するため直流電力を交流電力に変換し、交直変換回路２１はトランスＴ１、Ｔ２から第二電圧系統２０００に送電するため交流電力を直流電力に変換する。コイルＷ２、Ｗ５は直列接続されて第２コイル対をなし、コイルＷ１、Ｗ４は直列接続されて第１コイル対を構成している。

交直変換回路１１は、図１に示すように主スイッチＱ１とコンデンサＣ１と、コンデンサＣ２と副スイッチＱ２とからなるとともに、第２コイル対Ｗ２、Ｗ５に交流電流を流す機能を有する。また、交直変換回路１１は、主スイッチＱ1を通じてコイルＷ１、Ｗ４に直流電流成分を含むスイッチング電流を流す機能を有する。

第１コイル対は、トランスＴ１にてコイルＷ２、Ｗ３と電磁結合するコイルＷ１と、トランスＴ２にてコイルＷ５、Ｗ６と電磁結合するコイルＷ４とを直列に接続してなり、第１コイル対は交直変換回路１１の主スイッチＱ１を通じて第一電圧系統１０００の低位側に接続されている。これにより、主スイッチＱ１をオンしてコンデンサＣ１を放電する期間に同時に、入力直流電源２から第１コイル対に直流電流を流す。このため、第１コイル対に流れる入力電流ｉ１はコンデンサＣ１の充電時にも、コンデンサＣ１の放電時にも流れることができ、入力電流ｉ１のリップル成分が減少する。なお、ここでいうリップル成分とは、主スイッチＱ１のキャリヤ周波数又はその高調波成分を意味するが、緩慢な電流変動やサージ電流を意味しない。

更に説明すると、第２コイル対は、主スイッチＱ１がオンするコンデンサＣ１放電期間にてコイルＷ５から電力を出力し、主スイッチＱ１がオフするコンデンサＣ１充電期間にてコイルＷ２から電力を出力する。

上記コンデンサＣ１の充電は、主スイッチＱ１オフにより第一電圧系統１０００から後述する第１コイル対及び第２コイル対を順次通じてコンデンサＣ１を充電することにより行う。すなわち、コンデンサＣ１の充電時に第２コイル対のコイルＷ２からコイルＷ３への送電を行い、主スイッチＱ１オンによるコンデンサＣ１の放電時に第２コイル対のコイルＷ５からコイルＷ６への送電を行う。結局、モードＢにおけるコンデンサＣ１の充電では、トランスＴ２を通じて交直変換回路１１は一次コイルＷ５を通じて電力を出力しつつ、コンデンサＣ１を充電し、次のモードＡにてコンデンサＣ１に充電されたエネルギーを一次コイルＷ２を通じて電力として出力する。

また、コンデンサＣ１の放電を伴う主スイッチＱ１オン時の入力電流ｉ１の増加は、第１コイル対を構成するコイルＷ１への磁気エネルギーの蓄積及びチョークコイル作用と、コイルＷ４からコイルＷ６への電力伝送を可能とする。逆に、コンデンサＣ１の充電を伴う主スイッチＱ１オフ時の入力電流ｉ１の減少は、コイルＷ１からコイルＷ３への電力伝送と、コイルＷ４への磁気エネルギーの蓄積及びチョークコイル作用とをもたらす。これにより、入力電流ｉ１のリップル成分は更に低減される。結局、電力の流れは図１０に示すようになる。つまり、主スイッチＱ１をオンしコンデンサＣ１を放電する期間において、エネルギーＰ５がコイルＷ５から、エネルギーＰ４がコイルＷ４から、コイルＷ６側へ伝送され、コイルＷ１、Ｗ２はチョークコイルとして磁気エネルギー蓄積を行う。主スイッチＱ１をオフしコンデンサＣ１を充電する期間において、エネルギーＰ１がコイルＷ１から、エネルギーＰ２がコイルＷ２から、コイルＷ３側に伝送され、コイルＷ４、Ｗ５はチョークコイルとして磁気エネルギー蓄積を行う。これら蓄積された磁気エネルギーが後に有効利用されることは明白である。

（実施例効果）
以上説明したこの実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ１では、主スイッチＱ１のオン期間とオフ期間を変更したとしても、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の電流ｉ３＋ｉ４はとぎれることなくほぼ連続した直流電流と見なすことができる。また、入力直流電源２からＤＣ−ＤＣコンバータ１への入力電流ｉ１も常に入力直流電源２側からＤＣ−ＤＣコンバータ１に流入する電流波形となり、従来のように逆流する期間がほとんどないので、入力直流電源２と並列に平滑コンデンサを設置する必要がない。

また、一部の伝送電力は電流ｉ１のリップルにより一次コイルＷ１、Ｗ４から二次コイルＷ３、Ｗ６に伝送されるものの、伝送電力の大部分は、一次コイルＷ２、Ｗ５を流れる電流のモードＢとモードＡとの反転により送電されるため、入力電流のリップル成分が小さいにもかかわらず、大きな電力を二次側に出力することができる。また、コンデンサＣ１は、従来において入力直流電源２と並列接続されていた平滑コンデンサと比べて、静電容量を格段に小さくすることができる。更に、モードＡにおけるトランスＴ１と、モードＢにおけるトランスＴ２とはチョークコイルとして作用するので、一次コイルＷ１、Ｗ４の電流変化すなわちこのＤＣーＤＣコンバータの入力電流を平滑化するとともに、二次コイルの電流すなわちこのＤＣーＤＣコンバータの出力電流を平滑化することができる。

（変形態様１）
デッドタイムを設定してもよいことは当然である。

副スイッチＱ２のオフとそれに続く主スイッチＱ１のオンとの間にデッドタイムを設けると、副スイッチＱ２のオフにより、主スイッチＱ１の両端間の寄生容量とトランスの漏れインダクタンスとのLC回路が形成されてこの寄生容量を通じて主スイッチＱ１に電流が共振的に流れ、それにより主スイッチＱ１の電圧降下又は電流が０またはその近傍になるタイミングにて主スイッチＱ１をオンすればソフトスイッチングを実現することができる。

また、主スイッチＱ１のオフとそれに続く副スイッチＱ２のオンとの間にデッドタイムを設けると、主スイッチＱ１のオフによるサージ電圧は副スイッチＱ２の寄生ダイオードを通じてコンデンサＣ２に転流して、サージ電圧が生じることを抑止することができる。

（変形態様２）
一次コイルＷ１、Ｗ４のターン数と一次コイルＷ２、Ｗ５のターン数との比率は１としてもよく、１以外の値としてもよい。

（変形態様３）
トランスＴ１、Ｔ２のリーケージインダクタンスと励磁インダクタンスとの割合は用途に応じて種々設定することができるが、後述するように入力電流のリップル成分や出力電流のリップル成分を広いデューティー範囲で減少するように設定することが好ましい。

（変形態様４）
この実施例では、トランスＴ１、Ｔ２は、それらの閉磁気回路中に所定の空隙が形成された有ギャップ型コアをもつトランスにより構成することにより直流電流成分による磁気飽和が生じやすくなるのを防止することが好ましいが、ギャップ付きコアとすることは必須ではない。

（変形態様５）
この実施例では、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを説明したが、トランスＴ１、トランスＴ２の一次コイルと二次コイルとのターン数比を変更することにより、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとすることができることは当然である。

（変形態様６）
この実施例では、出力スイッチＱ３、Ｑ４を相補動作させて同期整流を行っているが、出力スイッチＱ３、Ｑ４の一方又は両方を整流ダイオードに置換してもよい。また、コイルＷ３、Ｗ６と出力スイッチＱ３、Ｑ４やそれに代わる整流ダイオードの位置を交換してもよい。

（変形態様７）
上記実施例１では、入力直流電力を交流電力に変換してトランスＴ１、Ｔ２に与える回路すなわちインバータ回路として主スイッチＱ１、副スイッチＱ２、コンデンサＣ１、コンデンサＣ２を用いた回路を電源から電力を受け取る入力側回路とし、出力スイッチＱ３、Ｑ４とコンデンサＣ３からなる同期整流回路を電源に電力を供給する出力側回路としたが、この逆に電力を送電する単方向ＤＣ−ＤＣコンバータとしてもよい。

（変形態様８）
トランスＴ１のコアと、トランスＴ２のコアとは、共通磁路をもつ合併コアとしてもよい。また、トランスＴ１のコアと、トランスＴ２のコアとを併置しておき、一つのコアのある柱部ともう一つのコアの柱部とにまとめてコイルを巻いてもよい。このようにすれば、一次コイルＷ２、Ｗ５は同じコイルとすることができ、一次コイルＷ１、Ｗ４も同じコイルとすることができる。

実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータ１を図１１を参照して説明する。

この実施例は、広範囲のオンデューティ比の変化を要しない用途において、主スイッチＱ１のオンデューティ比の変更範囲を５０％を中心として所定範囲Ｘ（ここでは４０〜６０％）に限定したものである。これにより、図１１に示すように出力電流のリップル成分を所定値未満に抑制することができる。出力電流ｉｏのリップル成分は、主スイッチＱ１のオンデューティ比（オンデューティ比）により連続的に変化する特性（図１３参照）をもち、この時のオンデューティ比最小点は、種々の回路定数、特にトランスＴ１、Ｔ２の磁気抵抗に影響される。トランスＴ１とトランスＴ２の電磁気的特性が等しい場合、オンデューティ比５０％において出力電流ｉｏのリップル成分は０となり、出力電流を平坦とすることができる。

実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータ１を図１２を参照して説明する。

この実施例は、実施例１の単方向ＤＣ−ＤＣコンバータを双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに変更したものである。３００はトランスＴ１、Ｔ２の一次側回路であり、図７に示す回路２００の一次側回路部分に相当する。４００は同期整流回路であって、図７に示す回路２００の二次側回路部分に相当し、出力スイッチＱ３、Ｑ４とコンデンサＣ３とからなる。一次側回路３００は本発明で言う交直変換回路１１に相当し、二次側回路４００は同期整流回路であって本発明で言う交直変換回路２１に相当する。５００はコントローラ、６００はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をＰＷＭ制御するドライバ、７００はスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４をＰＷＭ制御するドライバである。

コントローラ５００は、電源２すなわち本発明で言う第一電圧系統１０００側から電源３すなわち第二電圧系統２０００側へ電力伝送する場合に、同期整流回路４００の出力電圧を読み込み、この出力電圧とあらかじめ記憶されている目標電圧とを比較し、比較結果に基づいて、出力電圧が目標電圧より小さい場合に主スイッチＱ１のオンデューティ比を増大し、出力電圧が目標電圧より高い場合に主スイッチＱ１のオンデューティ比を減少する制御を行う。このフィードバック制御により、電源２から電源３に送電して、電源３の電圧を目標電圧に収束させることができる。

次に、コントローラ５００が、電源３側から電源２側に電力伝送する場合に、回路３００の入力電圧（実施例１では入力直流電圧Ｖｉｎ）を読み込み、この入力電圧とあらかじめ記憶されている目標電圧とを比較し、比較結果に基づいて、入力電圧が目標電圧より小さい場合に主スイッチＱ１のオンデューティ比を減少し、入力電圧が目標電圧より高い場合に主スイッチＱ１のオンデューティ比を増加する制御を行う。このフィードバック制御により、電源３から電源２に送電して、電源２の電圧を目標電圧に収束させることができる。

実施例４のＤＣ−ＤＣコンバータ１を図１３を参照して説明する。

この実施例は、実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、出力スイッチＱ３のオンを主スイッチＱ１のオンより所定時間Δｔ１だけ早め、同じく出力スイッチＱ４のオンを副スイッチＱ２のオンより所定時間Δｔ２だけ早めたものである。このようにすれば、出力スイッチＱ３、Ｑ４が切り替わり時に短絡されるため、この短絡電流によりスナバ回路を用いなくてもサージ電圧を抑制することができ、しかも今まで無駄に失われていた電力をトランスＴ１、Ｔ２により電磁的に有効回収することができる。なお、出力スイッチＱ３のオンを主スイッチＱ１のオンより早める所定時間と、出力スイッチＱ４のオンを副スイッチＱ２のオンより早める所定時間は等しくてもよく、異なっていてもよい。

実施例５のＤＣ−ＤＣコンバータ１を図１４を参照して以下に説明する。

この実施例では、図１に示す主スイッチＱ１、副スイッチＱ２、コンデンサＣ１、Ｃ２からなる交直変換回路１１を、トランスＴ１、Ｔ２の両側に用いることを特徴している。すなわち、図１４において、交直変換回路１１、１１’はそれぞれ、図１に示す主スイッチＱ１、副スイッチＱ２、コンデンサＣ１、Ｃ２からなる交直変換回路１１からなる。

ただし、図１４に示す交直変換回路１１’の主スイッチＱ１と、交直変換回路１１の主スイッチＱ１とは逆位相で作動され、図１４に示す交直変換回路１１’の副スイッチＱ２と、交直変換回路１１の副スイッチＱ２とは逆位相で作動される。

実施例６のＤＣ−ＤＣコンバータ１を図１５及び図１６を参照して説明する。この実施例は、図１２に示す実施例３の双方向性ＤＣ−ＤＣコンバータの変形態様であり、図１５はこの実施例の双方向性ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図、図１６はそのタイミングチャートである。

この実施例は、図１に示す実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、第二電圧系統２０００としての負荷３を低圧バッテリ３１に変更し、第一電圧系統１０００としての入力直流電源２を、電源スイッチ３２、高圧バッテリ３３、インバータ３４に変更したものである。言い換えれば、この実施例は、図１２に示す実施例２の双方向性ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、高圧バッテリ２にインバータ３４と電源スイッチ３２とを追加したものである。電源スイッチ３２は、高圧バッテリ３３の高位端において高圧バッテリ３３と直列接続されて、コントローラ４により制御される。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の交直変換回路１１は高圧バッテリ３３から電源スイッチ３２を通じて給電される。インバータ３４は、自動車の走行動力発生用の高圧三相交流モータ３５を駆動制御する三相インバータであって、その一対の直流入力端間には平滑コンデンサＣｉｎが接続されている。

以下、このＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を図１６に示すタイミングチャートを参照して説明する。

コントローラ４が外部の車両ECUからＤＣ−ＤＣコンバータ１の起動要求を受け取る場合に電源スイッチ３２が開いている場合、リレーにより構成された電源スイッチ３２を投入する前に、まずＤＣ−ＤＣコンバータ１を運転して平滑コンデンサＣｉｎをプリチャージする動作を行う。このプリチャージ動作では、スイッチング素子Ｑ１のオン・デューティ比を所定値から徐々に減少させる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、スイッチング素子Ｑ１のオン・デューティ比を増加するにつれてコイルＷ６に発生する二次電圧が増大し、その結果として第二電圧系統２０００としての負荷３への出力電流が増大する。また、スイッチング素子Ｑ１のオン・デューティ比を減少するにつれて、コイルＷ６に発生する二次電圧が減少し、その結果として第二電圧系統２０００としての負荷３への出力電流が減少する。更に、スイッチング素子Ｑ１のオン・デューティ比を減少すると、コイルＷ６に発生する二次電圧が減少し、その結果として第二電圧系統２０００からＤＣ−ＤＣコンバータ１を通じて第一電圧系統１０００側へ給電が行われる。なお、コイルＷ３に発生する二次電圧はコイルＷ６に発生する二次電圧と逆方向の増減変化特性をもつ。

すなわち、電源スイッチ３２が開いている状態にて、スイッチング素子Ｑ１のオン・デューティ比が徐々に減少され、これにより交直変換回路１１が平滑コンデンサＣｉｎに印加する電圧は徐々に増加していく。このプリチャージ動作を所定期間又は平滑コンデンサＣｉｎの蓄電電圧が高圧バッテリ３３の電圧に近い所定値に達するまで実施した後、電源スイッチ３２を投入する。すると、高圧バッテリ３３の電圧が交直変換回路１１に印加され、交直変換回路１１からＤＣ−ＤＣコンバータ１を通じて低圧バッテリ３１に電力が送電される。これにより、電源スイッチ３２の投入に際して高圧バッテリ３３からインバータ３４の平滑コンデンサＣｉｎに突入電流が流れ込むのを阻止することができる。

この平滑コンデンサＣｉｎのプリチャージ動作は、高圧バッテリ３３から低圧バッテリ３１への送電以外に、電源スイッチ３２が開いている状態から走行モータ３５を駆動する場合にも用いることができる。すなわち、電源スイッチ３２の投入に際して必ず実施することが好ましい。このようにすれば、電源スイッチ３２の投入に際して平滑コンデンサＣｉｎに突入電流が流れるのを常に阻止することができる。

この電源スイッチ３２投入時のプリチャージ動作の制御を図１７に示すフローチャートにより説明する。まず、電源スイッチ３２の投入指令の有無を検出し（Ｓ１００）、投入が指令されていれば上記したスイッチング素子Ｑ１のオン・デューティ比Ｄを徐々に減少させるプリチャージ動作を行い（Ｓ１０２）、所定時間が経過したら（Ｓ１０４）、プリチャージ動作が完了したもの判定して電源スイッチ３２の投入を指令する（Ｓ１０６）。なお、このプリチャージ制御は、図１７に示すソフトウエア処理の代わりに同等の機能をもつハードウエア回路により処理され得ることは当然である。

実施例７のＤＣ−ＤＣコンバータ１を図１を参照して説明する。この実施例は、第一電圧系統１０００としての高圧バッテリ２からＤＣ−ＤＣコンバータ１の交直変換回路１１への入力電圧が急速に上昇し、それに実施例３で説明したフィードバック制御が追いつかない場合を考慮して過大電圧がスイッチング素子Ｑ１などに印加されるのを防止するためになされるものである。

更に説明すると、図１２に示す実施例３では、電源２（第一電圧系統１０００）から電源３（第二電圧系統２０００）への降圧送電動作において、交直変換回路２１に相当する二次側回路４００の出力電圧が設定値を超える場合にはスイッチング素子Ｑ１のオン・デューティ比を減少し、設定値より小さければスイッチング素子Ｑ１のオン・デューティ比を増加するフィードバック制御を行う。これにより、電源２すなわち図１に示す第一電圧系統１０００の電圧が増加しても同期整流回路４００の出力電圧を所定設定値に収束させることができる。

しかしながら、図１２において、電源２の出力電圧すなわち一次側回路３００すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ１の交直変換回路１１の入力電圧が急激に変化する場合にはこのフィードバック制御が追従できない可能性が生じる。

図１の回路において、スイッチング素子Ｑ１のソース・ドレイン間の電圧Vdsは、電源２の出力電圧すなわち交直変換回路１１の入力電圧をVｉｎ、スイッチング素子Ｑ１のオン・デューティ比Dとする時、Vｉｎ／（１−D）に略等しい。つまり、スイッチング素子Ｑ１のソース・ドレイン間の電圧Ｖｄｓの最大値Ｖｄｓmaｘ（Ｖｓmaｘとも言う）は、その時のスイッチング素子Ｑ１のオン・デューティ比DをDｍａｘとする時、Vｉｎ／（１−Dｍａｘ）を超えることはない。そこで、入力電圧Ｖｉｎの増大につれてオン・デューティ比Ｄの最大値Dｍａｘを減少していけば、上記最大値Ｖｄｓｍａｘが一定値すなわちスイッチング素子Ｑ１のソース・ドレイン間の耐圧Ｖｄｓｔｈを超えるのを防止することができる。

上記したこのオン・デューティ比Ｄの最大値Ｄｍａｘの設定動作を図１８に示すフローチャートを参照して説明する。まず、入力電圧Ｖｉｎを読み込み（Ｓ２００）、予め記憶する入力電圧Ｖｉｎとオン・デューティ比Ｄの最大値Ｄｍａｘとの関係を示すテーブルから入力電圧Ｖｉｎに対応するオン・デューティ比Ｄの最大値Ｄｍａｘを抽出し（Ｓ２０２）、現在のオン・デューティ比Ｄの指令を読み込む（Ｓ２０４）。次に、現在のオン・デューティ比Ｄがオン・デューティ比Ｄの最大値Ｄｍａｘより大きいかどうかを判定し（Ｓ２０６）、大きければ、オン・デューティ比Ｄをその最大値Ｄｍａｘに設定して交直変換回路１１，２１に出力し、そうでなければ現在のオン・デューティ比Ｄを交直変換回路１１，２１に出力する（Ｓ２１０）。上記テーブルに記憶する入力電圧Ｖｉｎとオン・デューティ比Ｄの最大値Ｄｍａｘとの関係を図１９にラインＬ１として示す。なお、図１９におけるラインＬ２は、スイッチング素子Ｑ１を耐圧以内に抑制するためのオンデューティーの最大値である。

このようにすれば、入力電圧Ｖｉｎの急上昇によるスイッチング素子Ｑ１の耐圧破壊を確実に防止することができる。また、入力電圧Ｖｉｎが小さい状態では、オン・デューティ比Ｄの最大値Ｄｍａｘを大きく設定することが出来るので、制御自由度を増大することができる。

なお、図１８における処理は、図１２に示すコントローラ５００により実施される。コントローラ５００により決定されるか、あるいは外部からコントローラ５００に入力されるＰＷＭ制御指令は図１８による最大値制限をなされた後、ドライバ６００、７００を通じて一次側回路３００すなわち交直変換回路１１、並びに、それと同期動作する二次側回路（同期整流回路）４００すなわち交直変換回路２１に出力されて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動する。図１８に示す処理はできるだけ高速かつ頻繁に行われることが好ましい。もちろん、図１８に示すソフトウエア処理の代わりに同等の機能をもつハードウエア回路により処理され得ることは当然である。

図２０、図２１に、この実施例のオン・デューティ比Ｄの最大値Ｄｍａｘを入力電圧Ｖｉｎに応じて制限する場合と、制限しない場合におけるスイッチング素子Ｑ１のソース・ドレイン間電圧の波形を示す。図２０は制限しない場合であり、図２１は制限する場合である。

実施例８のＤＣ−ＤＣコンバータ１を図２２を参照して説明する。図２２は、図１において、スイッチング素子Ｑ１と直列に電流センサ７１を接続したものである。電流センサとしては、種々公知のものを用いることができる。この実施例は、電流検出センサ７１により検出した電流を用いて同期整流回路である交直変換回路２１による同期整流の運転、停止を制御する点を特徴としている。

この同期整流停止制御をコントローラ４により行うソフトウエアにより行った例を図２３に示すフローチャートにより説明する。なお、このサブルーチンは、主スイッチＱ１のオンすなわち主スイッチＱ１の動作指令Ｖｇｑ１がハイレベルとなった時点からスタートさせるものとする。

まず、ルーチンスタートとともに内蔵タイマーのカウントをスタートし（Ｓ３００）、電流センサ７１からスイッチング素子Ｑ１の電流ｉｑ１を読み込む（Ｓ３０２）。次に、タイマーのカウント値が予め設定された所定のしきい値時間Ｔｔｈに達したかどうかを調べ（Ｓ３０４）、達していなければＳ３０２に戻り、達したら、検出された電流ｉｑ１が予め設定された所定の電流しきい値ｉｔｈより順（正）方向に大きいかどうかを判定し（Ｓ３０６）、大きければ同期整流回路の逆流は生じていないと判定し、小さければ同期整流回路に逆流が生じる可能性がある状態と判定して交直変換回路２１のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４をオフし、同期整流を中断する（Ｓ３０８）。所定の電流しきい値ｉｔｈは、同期整流回路である交直変換回路２１から第二電圧系統２０００へ出力される負荷電流が０であっても、少なくともトランスの損失分だけは主スイッチＱ１の負荷電流成分として発生することを考慮して主スイッチＱ１の電流０レベルより所定値だけ順方向に大きい値を採用することが好ましい。したがって、上記しきい値時間Ｔｔｈは、無負荷時に主スイッチＱ１の検出電流がこの電流しきい値ｉｔｈに一致するまでの時間に設定されることが好ましい。

（変形態様）
上記したスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のオフと同時にインバータすなわち交直変換回路１１も所定時間停止させてもよい。

（変形態様）
上記実施例では、主スイッチＱ１のオンから所定時間後（負荷電流０における主スイッチＱ１の電流値が主スイッチＱ１オン後に電流しきい値ｉｔｈとなるまでの時間）において主スイッチＱ１の電流値が所定の電流しきい値ｉｔｈより正方向に大きいか小さいかを判定して負荷電流レベルすなわち逆電流の発生可能性を判定した。

その代わりに、図２４に示すフローチャートに示すサブルーチンを採用してもよい。このサブルーチンでは、まずルーチンスタートとともに内蔵タイマーのカウントをスタートし（Ｓ３００）、電流センサ７１からスイッチング素子Ｑ１の電流ｉｑ１を読み込む（Ｓ３０２）。次に、電流ｉｑ１が所定の電流しきい値ｉｔｈに達したかどうかを判定し（Ｓ３１４）、達したら、そのタイマを停止してその時のカウント値つまり、主スイッチＱ１オンからの経過時間Ｔｃを所定のしきい値時間Ｔｔｈと比較し（Ｓ３１６）、経過時間Ｔｃがしきい値時間Ｔｔｈ以下なら同期整流回路の逆流は生じていないと判定してルーチンを終了し、経過時間Ｔｃがしきい値時間Ｔｔｈよりも長ければ小さければ同期整流回路に逆流が生じる可能性がある状態と判定して交直変換回路２１のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４をオフし、同期整流を中断する（Ｓ３１８）。

なお、この実施例において、図２３、図２４に示すソフトウエア処理の代わりに同等の機能をもつたとえばハードウエア回路を採用できることは当然である。

種々の大きさの負荷電流における主スイッチＱ１の電流波形と、主スイッチＱ１のゲート電圧波形とを図２５に示す。

図２５において、主スイッチＱ１の電流ｉｑ１のうちのｉｑ１Ｍは励磁電流成分であり、ｉｑ１Ｌは主スイッチＱ１の電流ｉｑ１のうちの所定の負荷電流成分であり、両者の和が主スイッチＱ１の電流ｉｑ１となる。励磁電流成分ｉｑ１Ｍは、主スイッチＱ１の電流値は、無負荷時においては主スイッチＱ１のオン開始からまず逆方向に流れ、この逆方向電流が略一定の電流変化率にて次第に減少して０となり、その後、順方向電流が主スイッチＱ１のオフまで次第に増加する波形となる。これは、主スイッチＱ１のオン時に主スイッチＱ１に流れる電流が、第一電圧系統１０００から出てコイルＷ１、Ｗ４、主スイッチＱ１を通じて第一電圧系統１０００に帰る電源供給成分と、コンデンサＣ１の正極から出てコイルＷ２、Ｗ５、主スイッチＱ１、コンデンサＣ１の負極に帰る電流成分のコンデンサ供給成分の和となるためである。負荷電流が増大すると、負荷電流の大きさの分だけ主スイッチＱ１のオン開始からまず逆方向に流れる電流成分が、この逆方向電流が略一定の電流変化率にて次第に減少して０となり、その後、順方向電流が主スイッチＱ１のオフまで次第に増加する波形となる。したがって、主スイッチＱ１の電流ｉｑ１がある電流しきい値ｉｔｈを超えて正となる時点が早ければ、負荷電流が大きく、遅ければ負荷電流は小さい。なお、電流しきい値ｉｔｈを負値に設定すれば、主スイッチＱ１のオン直後において負荷電流の大きさすなわち逆電流発生の可能性を判定することも理論的には可能である。しかしながら、主スイッチＱ１のソフトスイッチングを用いる場合には、回路のＬＣ共振の影響により図２５に示すように電流波形が主スイッチＱ１のオン直後に負に沈むため、この影響を避けるために、電流判定は、主スイッチＱ１のオンからこの影響がない所定時間後に設定することが好適である。

（その他の効果）
上記説明した各実施例によれば、次の効果を奏することができる。

（１）まず、トランスＴ１、T２の一次側アンペアターン、すなわち、それらの磁束の方向の反転は、主スイッチＱ１及び副スイッチＱ２のオン・オフにより、入力電流ｉ１の流れる方向を主スイッチＱ１側と一次コイルＷ２、Ｗ５側とに切り替えることにより、コンデンサＣ１、Ｃ２への電流方向を反転させて生じさせるので、入力電流ｉ１自体は全モードにおいて入力直流電源２からトランスＴ１、トランスＴ２の一次コイルＷ１、Ｗ４に流れ込む方向となり、その結果として入力電流ｉ１の電流のリップル成分を図９に示す２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータに比較して大幅に低減することができ、図９において必要であった入力直流電源２と並列接続が必要であった大容量の平滑コンデンサＣ１を省略したり、小型化したりすることができる。ＤＣ−ＤＣコンバータにおける入力電流や出力電流のリップル成分低減の重要性はよく知られており、電磁ノイズの低減や平滑コンデンサの小型化又は省略が可能となる。

（２）主スイッチＱ１のオン期間とオフ期間とに出力スイッチＱ３、Ｑ４が交互に出力するため、出力電流を常時的に出力することができ、出力電流のリップル成分を大幅に小さくすることが出来るので出力側チョークコイルの省略が可能となる。また、１つのトランスの中性点と両端との間の出力を二つの整流素子にて全波整流する形式に比較して、整流素子の耐圧を低減することができる。

（３）次に、トランスＴ２の直流励磁電流成分すなわち一次コイルＷ４、Ｗ５の電流変化の総和に含まれる直流成分が小さくなるので、トランスＴ２の直流偏磁や磁気飽和を抑制することができ、その磁気回路（コア）中の空隙幅を大幅に短縮することができ、それに応じてトランスＴ２のコアを小型化することができる。

（４）出力電流のリップル成分を調整することができ、出力電流のリップル成分を好適な使用範囲にて最小化することができる。

（５）入力電流や出力電流のリップル低減、ソフトスイッチングの実現、トランス等の銅損低減により、エネルギー効率の向上を実現することができる。

（６）出力スイッチＱ３、Ｑ４を早期オンすることにより、サージを抑止しつつ電力の有効回収を行うことができる。

（７）簡素な構成の制御回路により、電力伝送方向の切り替えを実現することができる。

実施例１の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。 図１のＤＣ−ＤＣコンバータ１のタイミングチャートである。 図１のＤＣ−ＤＣコンバータ１の各部電圧波形である。 入力電流ｉ１の波形を示すタイミングチャートである。 コンデンサＣ１の充放電電流ｉ２の波形を示すタイミングチャートである。 出力電流波形を示すタイミングチャートである。 実施例１の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるモードＡの動作を示す回路図である。 実施例１の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるモードＢの動作を示す回路図である。 従来の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。 実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの電力の流れを示すブロック図である。 実施例２を示す回路図である。 実施例３を示す回路図である。 実施例４を示す特性図である。 実施例５を示す回路図である。 実施例６を示す回路図である。 実施例６の動作を示すタイミングチャートである。 実施例６を動作を示すフローチャートである。 実施例７を動作を示すフローチャートである。 実施例７の入力電圧とオンーティ比と示す図である。 実施例７の効果を示す試験波形図（未実施）である。 実施例７の効果を示す試験波形図（実施）である。 実施例８を示す回路図である。 実施例８を動作を示すフローチャートである。 実施例８を動作を示すフローチャートである。 主スイッチの負荷状態における電流波形を示すタイミングチャートである。

符号の説明

１ ２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータ
２ 入力電源
３ 負荷系
４ コントローラ
１０ 第一電圧系統
１１ 交直変換回路
２０ 第二電圧系統
２１ 交直変換回路
Ｔ１ トランス
Ｔ２ トランス
Ｗ１ トランスＴ１の一次コイル
Ｗ２ トランスＴ１の一次コイル
Ｗ３ トランスＴ１の二次コイル
Ｗ４ トランスＴ２の一次コイル
Ｗ２ トランスＴ２の一次コイル
Ｗ３ トランスＴ２の二次コイル
Ｑ１ 主スイッチ（スイッチング素子）
Ｑ２ 副スイッチ（スイッチング素子）
Ｃ１ コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ

Claims (21)

1. 一次コイルＷ１、Ｗ２と二次コイルＷ３とからなるトランスＴ１と、一次コイルＷ４、Ｗ５と二次コイルＷ６とからなるトランスＴ２との２つのトランスを有するとともに、コイルＷ１、Ｗ４は直列接続されて第１コイル対を構成し、コイルＷ２、Ｗ５は直列接続されて第２コイル対を構成する磁気回路と、
   所定の直流電源電圧で運用される第一電圧系統１０００に電力授受可能に接続される交直変換回路１１と、
   前記第一電圧系統１０００と異なる直流電源電圧で運用される第二電圧系統２０００に電力授受可能に接続される交直変換回路２１と、
   第一電圧系統１０００と第二電圧系統２０００との間の電力伝送を制御するコントローラと、
   を備え、
   前記第１コイル対の一端は、
   前記第一電圧系統１０００の一端に接続され、
   前記交直変換回路１１は、
   前記第一電圧系統１０００の他端と前記第１コイル対の他端とを接続する主スイッチＱ１と、
   前記第一電圧系統１０００の他端と前記第２コイル対の一端とを接続するコンデンサＣ１と、
   一端が前記第２コイル対の一端に、他端が前記第１コイル対の他端及び第２コイル対の他端に接続されて前記主スイッチＱ１オフ時に前記主スイッチＱ１を流れていた電流をバイパスするクランプ回路と、
   を有し、
   前記コントローラは、
   前記主スイッチＱ１をオフして前記コンデンサＣ１を充電する充電モードと、前記主スイッチＱ１をオンして前記コンデンサＣ１を放電する放電モードと所定周期で繰り返し実施することを特徴とする２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 請求項１記載の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記クランプ回路は、
   直列に接続されたコンデンサＣ２及び副スイッチＱ２とにより構成され、
   前記コントローラは、
   前記主スイッチＱ１をオフし、前記副スイッチＱ２をオンして前記コンデンサＣ１を充電する充電モードと、前記主スイッチＱ１をオンし、前記副スイッチＱ２をオフして前記コンデンサＣ１を放電する放電モードとを交互に実施することを特徴とする２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 請求項１又は２記載の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記第１コイル対は、
   前記第一電圧系統１０００を送電側、前記第二電圧系統２０００を受電側とする場合に、前記第一電圧系統１０００から前記交直変換回路１１へ途切れることなく同一方向へ電流を流すことを特徴とする２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 請求項１乃至３のいずれか記載の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記交直変換回路２１は、
   一端が前記第二電圧系統２０００の一端に接続され、他端が前記コイルＷ６を通じて前記第二電圧系統２０００の他端に接続されるスイッチング素子Ｑ３と、
   一端が前記第二電圧系統２０００の一端に接続され、他端が前記コイルＷ３を通じて前記第二電圧系統２０００の他端に接続されるスイッチング素子Ｑ４と、
   を備え、
   前記コントローラは、
   前記主スイッチＱ１と前記スイッチング素子Ｑ３及びＱ４の一方とを同期オンし、前記副スイッチＱ２と前記スイッチング素子Ｑ３及びＱ４の他方とを同期オンすることを特徴とする２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 請求項１乃至４のいずれか記載の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記コントローラは、
   前記出力スイッチＱ１、Ｑ２のオン・デューティ比の変更を所定範囲内に規制することにより、前記同期整流回路の出力電流のリップル成分を所定値レベル未満とすることを特徴とする２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 請求項１乃至５のいずれか記載の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記第一電圧系統１０００は、
   前記第二電圧系統２０００より高電圧とされることを特徴とする２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 請求項１乃至５のいずれか記載の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記第一電圧系統１０００は、
   前記第二電圧系統２０００より低電圧とされることを特徴とする２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. 請求項１乃至７のいずれか記載の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記交直変換回路１１は、
   前記第一電圧系統１０００をなす直流電源又は電気負荷へ電流平滑用のチョークコイル素子を介することなく接続されていることを特徴とする２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
9. 請求項１乃至８のいずれか記載の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記交直変換回路２１は、
   前記第二電圧系統２０００をなす直流電源又は電気負荷へ電流平滑用のチョークコイル素子を介することなく接続されていることを特徴とする２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
10. 請求項１乃至９のいずれか記載の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記コントローラは、
    ＰＷＭ制御する前記主スイッチＱ１のオン・デューティ比の変更により、互いに異なる直流電源電圧で運用される前記第一電圧系統１０００から前記第二電圧系統２０００への第一送電モードと、前記第二電圧系統２０００から前記第一電圧系統１０００へ送電する第二送電モードと切り替えることを特徴とする２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
11. 請求項１０記載の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記コントローラは、
    前記第一送電モードにおいて、前記主スイッチＱ１のオン・デューティ比を、前記第二電圧系統２０００の電圧が所定の目標電圧より低い場合に増大し、高い場合に減少し、
    前記第二送電モードにおいて、前記主スイッチＱ１のオン・デューティ比を、前記第一電圧系統１０００の電圧が所定の目標電圧より低い場合に減少し、高い場合に増大することを特徴とする２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
12. 請求項１０記載の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記第一電圧系統１０００と並列接続されて前記交直変換回路１１と交流電力を授受する平滑コンデンサを有し、
    前記第一電圧系統１０００は、互いに直列接続された直流電源及び電源スイッチを有し、
    前記コントローラは、前記第二電圧系統２０００から前記第一電圧系統１０００への送電を行って前記平滑コンデンサをプリチャージした後、前記電源スイッチを閉じることを特徴とする２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
13. 請求項１２記載の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記コントローラは、
    前記平滑コンデンサのプリチャージにおいて前記平滑コンデンサへの印加電圧を徐々に増加することを特徴とする２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
14. 請求項４乃至１３のいずれか記載の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記主スイッチＱ１の電流を検出する電流センサを有し、
    前記コントローラは、
    所定タイミングにおける前記電流センサの検出電流の大きさに基づいて前記同期整流回路における負荷電流の減少を判定することにより前記同期整流回路の同期整流動作を停止することを特徴とする２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
15. 請求項１４記載の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記コントローラは、
    前記主スイッチＱ１のオンが指令されてから所定時間経過後の前記主スイッチＱ１の電流の大きさに基づいて前記同期整流動作を停止すべきかどうかを判定することを特徴とする２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
16. 請求項１５記載の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記所定時間は、
    前記主スイッチＱ１をオンした直後に前記主スイッチＱ１に逆方向へ流れる過渡的共振電流の通電時間よりも長く設定されることを特徴とする２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
17. 請求項２乃至１６のいずれか記載の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記コントローラは、
    前記第一電圧系統１０００から前記第二電圧系統２０００への送電に際して、前記第一電圧系統１０００から前記交直変換回路１１に印加される前記直流電源電圧の増大につれて前記主スイッチＱ１のオン・デューティ比の最大値を減少させることを特徴とする２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
18. 請求項２乃至１６のいずれか記載の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記第二電圧系統２０００から前記第一電圧系統１０００への送電に際して、前記第二電圧系統２０００から前記交直変換回路２１に印加される前記直流電源電圧の増大につれて前記主スイッチＱ１のオン・デューティ比の最大値を増大させることを特徴とする２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
19. 請求項１２記載の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記コントローラは、
    前記平滑コンデンサへの前記プリチャージの終了後に前記電源スイッチを閉じ、前記第一電圧系統１０００から前記第二電圧系統２０００への送電を行うことを特徴とする２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
20. 請求項１乃至１９のいずれか記載の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記コントローラは、
    前記直流電源電圧の増大につれて減少する所定制限値未満に前記主スイッチＱ１のオン・デューティ比Ｄの最大値Ｄｍａｘを規制することを特徴とする２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
21. 請求項１乃至９、請求項１７、１８、２０のいずれか記載の２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
    前記交直変換回路２１は、
    一端が前記第二電圧系統２０００の一端に接続され、他端が前記コイルＷ６を通じて前記第二電圧系統２０００の他端に接続される第一整流ダイオードと、
    一端が前記第二電圧系統２０００の一端に接続され、他端が前記コイルＷ３を通じて前記第二電圧系統２０００の他端に接続される第二整流ダイオードと、を備えることを特徴とする２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータ。

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