JP2012165603A - センサレスブラシレスモータの駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】コストの増加を抑制しつつ低回転から高回転までの広い領域で回転位置を高精度に検出して良好な駆動制御を行え、従来よりもワイドレンジに対応した駆動制御を可能としたセンサレスブラシレスモータの駆動装置を提供する。
【解決手段】ＰＷＭ方式によりデューティ比を可変に制御した電源電圧を供給するインバータ回路と、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成回路と、ＰＷＭ信号の特定位相で動作してロータの回転位置を検出する位置検出回路と、ＰＷＭ信号に基づく通電制御信号をインバータ回路に送出するインバータ制御回路とを備えるセンサレスブラシレスモータの駆動装置であって、ＰＷＭ生成回路は、指令されたデューティ比、指令されたモータ回転数、検出されたデューティ比、および検出されたモータ回転数のうちの１パラメータ（回転数指令値Ｎｒ）の増減に応じてパルス幅変調周波数を段階的に増減する（常用ｆＮ、低回転時ｆＬ、高回転時ｆＨ）。
【選択図】図３

Description

本発明は、パルス幅変調信号を生成するＰＷＭ生成回路と、パルス幅変調信号に基づいて電源電圧を供給するインバータ回路と、ステータの電機子巻線に誘起される誘起電圧を検知してロータの回転位置を検出する位置検出回路と、を備えるセンサレス方式のブラシレスモータの駆動装置に関する。

直流ブラシレスモータの一方式として、コスト低減のためにロータの回転位置を検出するセンサを省略したセンサレス方式のモータが実用化されている。このセンサレスブラシレスモータでは、ステータの電機子巻線の端子に非通電時間帯に誘起される誘起電圧を検知することでロータの磁極対との相対的な回転位置関係を検出する位置検出回路が設けられる。検出した回転位置に基づいて、電源制御回路は電機子巻線に電源電圧を供給する通電時間帯を設定する。電源回路は、設定された通電時間帯にしたがい電機子巻線に電源電圧を供給して通電する回路であり、インバータ回路により構成されるのが一般的である。三相の電機子巻線を有するモータでは、ロータの回転位置に応じて電気角の１２０°ピッチで通電相を順次切り替える駆動方式が多用され、１２０°を越えて複数相への通電をオーバーラップさせることも行われている。また、出力トルクを調整するために、ＰＷＭ生成回路で生成したパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号、以降パルス幅変調をＰＷＭと略記）に基づいて、電源電圧のデューティ比を可変に制御する場合が多い。

上述の位置検出回路が検知する誘起電圧は、非通電時間帯の電機子巻線にロータの磁極対からの磁束が鎖交することで発生する。したがって、誘起電圧は、電機子巻線とロータとの相対回転位置関係に依存して変化し、回転位置を検出する指標となり得る。ただし、誘起電圧が発生する相は、通電相の切り替えとともに順次切り替わってゆく。この誘起電圧を検知する回路方式として、三相合成方式および三相独立方式の２方式が従来から用いられている。どちらの方式においても、比較器を用いて誘起電圧を基準電圧と比較し、比較結果の変化タイミングを以ってロータの基準回転位置とするのが一般的になっている。基準電圧としては、電源電圧の半分の中間レベル値や、Ｙ結線された電機子巻線の中性点電圧が用いられる。

センサレスブラシレスモータにおけるこの種の駆動装置の技術の一例が特許文献１に開示されている。特許文献１のブラシレスモータの制御方法およびその装置は、交流電源を整流手段および倍電圧手段で倍電圧整流し、得られた直流電圧をＰＷＭチョッピング駆動されたインバータ手段でスイッチングしてブラシレスモータに印加するものである。そして、少なくともブラシレスモータの起動および低回転時には倍電圧手段を倍電圧なしに切り替える一方、ＰＷＭチョッピングのデューティを所定に変えるようにしている。これにより、倍電圧なしモードでのＰＷＭチョッピングのデューティのオン時間幅を長くして、位置検出を確実に行うことができる、とされている。

また、特許文献２に開示される直流ブラシレスモータの速度制御装置は、速度検出装置を備え通電幅を変えて速度を調節するＰＷＭ制御装置において、速度に応じてＰＷＭ周波数を自動的に変化させて制御を行うことを特徴としている。これにより、ＰＷＭ周波数を速度に応じて自動的、連続的に変化させることが可能となり、低速から高速までの広範囲にわたって安定した速度制御特性を得ることができる、とされている。

特開平１１−３２４９８号公報 特開平８−２３６９４号公報

ところで、センサレスブラシレスモータでは、ロータを低回転にするときにＰＷＭ制御のデューティ比を小さく制御するので、端子に発生する誘起電圧の時間幅もオンデューティ期間に一致して短くなる。このため、位置検出回路の比較器の比較結果の出力も間欠的な波形となる。一方、位置検出回路で比較器の出力を読み取るタイミングは、通常はＰＷＭ生成回路で生成したＰＷＭ信号の立ち下がり位相、すなわちオンデューティ期間の終了時とされている。その理由は、インバータ制御回路およびインバータ回路は伝達遅延時間を有するので、伝達遅延時間分だけ遅れた比較器におけるオンデューティ期間に発生する出力変化を読み取るのに好適だからである。したがって、低回転時にデューティ比が極端に減少してオンデューティ期間が伝達遅延時間よりも小さくなると、もはや位置検出はできなくなり、低回転制御が困難となる。なぜなら、比較器におけるオンデューティ期間の全体が、ＰＷＭ信号の立ち下がり位相よりも後まで遅延してしまい、実質的に位置検出回路で比較器の出力を読み取るタイミングがなくなるからである。

上述の低回転時に回転位置検出が困難となる問題点に対して、特許文献１で低回転時に倍電圧なしモードとしてＰＷＭチョッピングのデューティのオン時間幅を長くする技術は効果を有する。しかしながら、特許文献１の技術は交流電源を必須として倍電圧手段を用いるため、バッテリや直流電源装置で駆動するセンサレスブラシレスモータには適用できない。

また、ロータを高回転にするときにはＰＷＭ制御のデューティ比を大きく制御するので、比較器の出力変化と読み取りタイミングとがずれる問題点は解消されるが、別の問題点が発生する。つまり、高回転域まで一定のＰＷＭ周波数を用いるとＰＷＭ１周期当りの回転角度量が増大するため、ＰＷＭ信号の特定位相で動作する位置検出方式では回転位置検出の遅延による誤差が増加する。極端な場合には、ＰＷＭ１周期当りの回転角度量に近い検出誤差が生じ得る。高回転時に回転位置検出誤差が増加する問題点に対して、特許文献１の技術は効果を有さず、高回転制御が困難となる。

これに対し、特許文献２の速度制御装置は、速度検出装置を備え、検出した速度に応じてＰＷＭ周波数を自動的、連続的に変化させるので、上述の低回転側および高回転側の両方の問題点に対して効果を有する。しかしながら、速度検出装置は回転位置センサに類するものであり、また、ＰＷＭ周波数の自動連続変化を実現する回路は複雑である。したがって、特許文献２の速度制御装置は高価となり、コスト低減を志向したセンサレスブラシレスモータの駆動装置には不向きである。

本発明は、上記背景技術の問題点に鑑みてなされたもので、コストの増加を抑制しつつ低回転から高回転までの広い領域で回転位置を高精度に検出して良好な駆動制御を行え、従来よりもワイドレンジに対応した駆動制御を可能としたセンサレスブラシレスモータの駆動装置を提供することを解決すべき課題とする。

上記課題を解決する請求項１に係るセンサレスブラシレスモータの駆動装置の発明は、三相の電機子巻線を有するステータおよび磁極対を有するロータを備えるセンサレスブラシレスモータの前記電機子巻線の三相の端子に、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式によりデューティ比を可変に制御した電源電圧を供給するインバータ回路と、指令されたデューティ比、または指令されたモータ回転数に相当するデューティ比のパルス幅変調信号を生成するＰＷＭ生成回路と、前記パルス幅変調信号の特定位相で動作し、前記電源回路から前記電源電圧が供給されない非通電時間帯に前記端子に誘起される誘起電圧を検知し、前記誘起電圧に基づいて前記ロータの回転位置を検出する位置検出回路と、前記位置検出回路で検出した前記ロータの前記回転位置に基づいて各相の前記端子に前記電源電圧を供給する通電時間帯を設定し、前記通電時間帯および前記パルス幅変調信号に基づく通電制御信号を前記インバータ回路に送出するインバータ制御回路と、を備える前記センサレスブラシレスモータの駆動装置であって、前記ＰＷＭ生成回路は、前記指令されたデューティ比、前記指令されたモータ回転数、検出されたデューティ比、および検出されたモータ回転数のうちの１パラメータの増減に応じてパルス幅変調周波数を段階的に増減することを特徴とする。

請求項２に係る発明は、請求項１において、前記ＰＷＭ生成回路は、通常時に用いる前記パルス幅変調周波数である常用ＰＷＭ周波数および前記常用ＰＷＭ周波数よりも小さな低回転時ＰＷＭ周波数を有するとともに、前記常用ＰＷＭ周波数を用いているときに前記１パラメータが低回転移行閾値以下に減少すると前記低回転時ＰＷＭ周波数に切り替え、前記低回転時ＰＷＭ周波数を用いているときに前記１パラメータが低回転解消閾値以上に増加すると前記常用ＰＷＭ周波数に切り替えることを特徴とする。

請求項３に係る発明は、請求項２において、前記低回転移行閾値は前記低回転解消閾値よりも小さいことを特徴とする。

請求項４に係る発明は、請求項１〜３のいずれか一項において、前記ＰＷＭ生成回路は、通常時に用いる前記パルス幅変調周波数である常用ＰＷＭ周波数および前記常用ＰＷＭ周波数よりも大きな高回転時ＰＷＭ周波数を有するとともに、前記常用ＰＷＭ周波数を用いているときに前記１パラメータが高回転移行閾値以上に増加すると前記高回転時ＰＷＭ周波数に切り替え、前記高回転時ＰＷＭ周波数を用いているときに前記１パラメータが高回転解消閾値以下に減少すると前記常用ＰＷＭ周波数に切り替えることを特徴とする。

請求項５に係る発明は、請求項４において、前記高回転移行閾値は前記高回転解消閾値よりも大きいことを特徴とする。

請求項６に係る発明は、請求項１〜５のいずれか一項において、前記ＰＷＭ生成回路の前記パルス幅変調信号の立ち下がり位相は前記電源電圧の立ち下がりタイミングを制御し、前記位置検出回路は、前記ＰＷＭ生成回路の前記パルス幅変調信号の立ち下がり位相で動作することを特徴とする。

本明細書では、ＰＷＭ周波数の１周期内で電源電圧を供給する時間幅をオンデューティ期間と称し、電気角の概ね１２０°程度にわたる多数のオンデューティ期間で特定の相に継続的に電源電圧を供給する時間幅を通電時間帯と称する。通常、オンデューティ期間は通電時間帯よりも桁違いに短い。

請求項１に係るセンサレスブラシレスモータの駆動装置の発明では、ＰＷＭ生成回路は、指令されたデューティ比、指令されたモータ回転数、検出されたデューティ比、および検出されたモータ回転数のうちの１パラメータの増減に応じてパルス幅変調周波数（ＰＷＭ周波数）を段階的に増減する。これにより、低回転時にデューティ比が小さくなってもＰＷＭ周波数が減少して１周期が長くなるので、オンデューティ期間はあまり変化せず、伝達遅延時間に影響されずに位置検出回路で比較器の出力を読み取るタイミングが得られる。したがって、低回転領域で回転位置を高精度に検出して良好に駆動制御を行え、また従来よりも低い回転数までの駆動制御が可能となる。一方、高回転時にはＰＷＭ周波数が増加して１周期が短くなるので、位置検出回路で比較器の出力を読み取る頻度が増加し、回転位置検出の遅延が抑制される。したがって、高回転領域で回転位置を高精度に検出して良好に駆動制御を行え、また従来よりも高い回転数までの駆動制御が可能となる。

請求項２に係る発明では、ＰＷＭ生成回路は、回転数に応じて常用ＰＷＭ周波数および低回転時ＰＷＭ周波数を切り替える。これにより、低回転時にデューティ比が小さくなると低回転時ＰＷＭ周波数を用いることで１周期が長くなるので、オンデューティ期間はあまり小さくならず、伝達遅延時間に影響されずに位置検出回路で比較器の出力を読み取るタイミングが得られる。したがって、低回転領域で回転位置を高精度に検出して良好に駆動制御を行え、従来よりも低い回転数までの駆動制御が可能となる。また、常用ＰＷＭ周波数と低回転時ＰＷＭ周波数の２段階切り替えであるので回路は複雑化せず、従来と比較してコストの増加が抑制される。

請求項３に係る発明では、ＰＷＭ周波数を常用と低回転時の間で切り替えるときに、低回転移行閾値を低回転解消閾値よりも小さく設定してヒステリシスを設けている。これにより、常用と低回転時の境界領域付近の回転数でロータが回転しているときに、ＰＷＭ周波数を頻繁に切り替え制御することがなくなる。

請求項４に係る発明では、ＰＷＭ生成回路は、回転数に応じて常用ＰＷＭ周波数および高回転時ＰＷＭ周波数を切り替える。これにより、高回転時には高回転時ＰＷＭ周波数を用いることで１周期が短くなるので、位置検出回路で比較器の出力を読み取る頻度が増加し、回転位置検出の遅延が抑制される。したがって、高回転領域で回転位置を高精度に検出して良好に駆動制御を行え、従来よりも高い回転数までの駆動制御が可能となる。また、常用ＰＷＭ周波数と高回転時ＰＷＭ周波数の２段階切り替えであり、請求項２の低回転時ＰＷＭ周波数を併用しても３段階切り替えであるので回路は複雑化せず、従来と比較してコストの増加が抑制される。

請求項５に係る発明では、ＰＷＭ周波数を常用と高回転時の間で切り替えるときに、高回転移行閾値を高回転解消閾値よりも大きく設定してヒステリシスを設けている。これにより、常用と高回転時の境界領域付近の回転数でロータが回転しているときに、ＰＷＭ周波数を頻繁に切り替え制御することがなくなる。

請求項６に係る発明では、ＰＷＭ生成回路のパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）の立ち下がり位相は電源電圧の立ち下がりタイミングを制御し、位置検出回路はパルス幅変調信号の立ち下がり位相で動作する。これにより、位置検出回路はＰＷＭ信号に対して伝達遅延時間を有する誘起電圧から回転位置を確実に検出でき、ＰＷＭ生成回路でＰＷＭ周波数を切り替える作用との相乗効果により、駆動制御可能な回転数範囲を最大限にワイドレンジ化できる。

第１実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置の全体装置構成を説明する図である。 モータに駆動される負荷の特性グラフを例示するとともに、ＰＷＭ周波数の切替え制御に用いる閾値を説明する図である。 第１実施形態におけるＰＷＭ周波数制御フローの図である。 第1実施形態の駆動装置で、低回転時に位置検出回路の位置信号がローレベルからハイレベルに変化するときの検出可否を説明する波形図である。（Ａ）は低回転時に常用ＰＷＭ周波数が用いられたときの検出限界を示し、（Ｂ）は低回転時に低回転時ＰＷＭ周波数を用いれば十分検出可能であることを示し、（Ｃ）は更なる低回転時に低回転時ＰＷＭ周波数が用いられたときの検出限界を示している。 第1実施形態の駆動装置で、高回転時に位置検出回路の位置信号を読み取る際の遅延による位置検出誤差を説明する波形図である。（Ａ）は高回転時に常用ＰＷＭ周波数が用いられたときの位置検出誤差を示し、（Ｂ）は高回転時に高回転時ＰＷＭ周波数を用いれば位置検出誤差が低減されることを示している。 第２実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置の全体装置構成を説明する図である。 第２実施形態におけるＰＷＭ周波数制御フローの図である。 第３実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置の全体装置構成を説明する図である。

本発明の第1実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置の構成および作用について、図１〜図５を参考にして説明する。図１は、第１実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置１の全体装置構成を説明する図である。駆動装置１は、ＰＷＭ方式により電源電圧のデューティ比を可変とするインバータ回路２を用いてセンサレスブラシレスモータ９を駆動する装置である。

センサレスブラシレスモータ９は、Δ結線された三相の電機子巻線９２、９３、９４を有するステータ９１、および図略の磁極対を有するロータを備え、ロータの回転位置を検出するセンサを備えていない。ステータ９１には、Ｕ相端子９５Ｕ、Ｖ相端子９５Ｖ、およびＷ相端子９５Ｗが設けられている。Ｕ相端子９５ＵとＶ相端子９５Ｖの間にはＵＶ間電機子巻線９２が接続され、同様に、Ｖ相端子９５ＶとＷ相端子９５Ｗの間にはＶＷ間電機子巻線９３、Ｗ相端子９５ＷとＵ相端子９５Ｕの間にはＷＵ間電機子巻線９４が接続されている。本第１実施形態では、ステータ９１の電機子巻線９２、９３、９４の極数、およびロータの磁極対の数量に特別な制約はない。

駆動装置１は、インバータ回路２、位置検出回路３、インバータ制御回路４、通電相切替設定回路４１、ＰＷＭ生成回路５、および回転数設定回路５１により構成されている。インバータ回路２の入力端子２１および接地端子Ｅには図略の直流電源装置が接続されており、電源電圧Ｖｃｃが供給されるようになっている。

インバータ回路２は、三相ブリッジ回路で構成されている。図１に例示されているＵ相で詳述すると、入力端子２１と接地端子Ｅとの間に、Ｕ相電源側スイッチング素子２２ＵとＵ相接地側スイッチング素子２３Ｕとが直列接続され、両素子２２Ｕ、２３Ｕ間にＵ相出力端子２４Ｕが設けられている。Ｖ相およびＷ相の構成も同様である。各スイッチング素子２２Ｕ、２３Ｕには、例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いることができ、通電制御信号ＳＣにより導通状態および遮断状態に切り替え制御できるように構成する。各相出力端子２４Ｕはそれぞれ、電源線２５Ｕ、２５Ｖ、２５Ｗによりステータ９１の各相端子９５Ｕ、９５Ｖ、９５Ｗに接続されている。

インバータ回路２の各スイッチング素子２２Ｕ、２３Ｕの開閉制御により、ステータ９１の各相端子９５Ｕ、９５Ｖ、９５Ｗは３つの状態をとる。この３つの状態は各相で同様であるので、Ｕ相端子９５を例に説明する。Ｕ相端子９５Ｕは、Ｕ相電源側スイッチング素子２２Ｕが導通状態でＵ相接地側スイッチング素子２３Ｕが遮断状態のとき電源電圧Ｖｃｃに拘束され、Ｕ相電源側スイッチング素子２２Ｕが遮断状態でＵ相接地側スイッチング素子２３Ｕが導通状態のときゼロ電圧に拘束され、Ｕ相電源側スイッチング素子２２Ｕおよび接地側スイッチング素子２３Ｕがともに遮断状態のときハイインピダンス状態になる。

ハイインピダンス状態のＵ相端子９５Ｕには、誘起電圧が誘起される。このＵ相誘起電圧は、Ｕ相端子９５Ｕに接続されたＵＶ間電機子巻線９２およびＷＵ間電機子巻線９４にロータの磁極対からの磁束が鎖交することで発生する。したがって、Ｕ相誘起電圧は、ＵＶ間およびＷＵ間電機子巻線９２、９４とロータとの相対回転位置関係に依存して変化し、回転位置を検出する指標となり得る。なお、Ｕ相電源側スイッチング素子２２ＵおよびＵ相接地側スイッチング素子２３Ｕがともに導通状態になる制御は禁止されて、電源電圧短絡故障が防止されている。

位置検出回路３は、三相の合成抵抗３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗ、比較器３４、および位置検出部３７で構成されている。三相の合成抵抗３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗは、抵抗値Ｒが互いに等しく、それぞれ各相の電源線２５Ｕ、２５Ｖ、２５Ｗと共通の合成点３２との間に接続されている。つまり、三相の合成抵抗３１Ｕ、３１Ｖ、３１ＷはＹ結線され、合成点３２はＹ結線中性点になっている。合成点３２には、ステータ９１の各相端子９５Ｕ、９５Ｖ、９５Ｗの誘起電圧を合成した合成電圧Ｖｍｉｘが発生する。合成点３２は、比較器３４の正側入力端子＋に接続されて、合成電圧Ｖｍｉｘが入力される。

一方、比較器３４の負側入力端子−には、直流電源装置の電源電圧Ｖｃｃを等しい抵抗値ｒで半分に分圧した中間レベル値ＶＭ（＝Ｖｃｃ／２）が基準電圧として入力されている。比較器３４は、正側入力端子＋に入力された合成電圧Ｖｍｉｘを負側入力端子−の中間レベル値ＶＭと大小比較して位置信号ＳＸを出力する。つまり、比較器３４の出力端子３５で、合成電圧Ｖｍｉｘが中間レベル値ＶＭよりも小さいと位置信号ＳＸはローレベルＬとなり、合成電圧Ｖｍｉｘが中間レベル値ＶＭ以上になると位置信号ＳＸはハイレベルＨになる。比較器３４の出力端子３５は、位置検出部３７および回転数設定回路５１に接続されて、位置信号ＳＸが入力される。

位置検出部３７は、後に波形例を参考にして詳述するように、ＰＷＭ信号ＳＰの立ち下がり位相で動作する。位置検出部３７は、比較器３４から出力される位置信号ＳＸを入力とし、ローレベルＬとハイレベルＨの変化タイミングを以ってロータの基準回転位置を検出する。

回転数設定回路５１は、ＰＷＭ生成回路５の一部を構成している。回転数設定回路５１には、外部から回転数指令値Ｎｒが指令入力される。回転数設定回路５１は、モータ９に駆動される負荷の特性に基づいて、回転数指令値Ｎｒに相当するデューティ比指令値Ａｒを設定する。図２は、モータ９に駆動される負荷の特性グラフを例示するとともに、ＰＷＭ周波数の切替え制御に用いる閾値を説明する図である。図中の横軸は、モータ９に印加される電源電圧のデューティ比Ａで、縦軸は負荷を駆動する回転数Ｎである。図示される右上がりの特性グラフは、デューティ比Ａの増加すなわち電源電圧の実効値の増加に伴って回転数Ｎが増加することを示している。図２の特性グラフは、予め回転数設定回路５１の内部に記憶されている。したがって、回転数設定回路５１は、回転数指令値Ｎｒからデューティ比指令値Ａｒを求め、この２つの指令値Ｎｒ、ＡｒをＰＷＭ生成回路５に送出することができる。

なお、回転数設定回路５１には位置検出回路３から位置信号ＳＸが入力されており、回転数設定回路５１は回転数検出値Ｎｍを求めることができる。そして、回転数指令値Ｎｒと回転数検出値Ｎｍとが異なる場合に、回転数設定回路５１は、回転数検出値Ｎｍが回転数指令値Ｎｒに近づくように適正なデューティ比指令値Ａｒを求めるようにすることもできる。

ＰＷＭ生成回路５は、矩形波のＰＷＭ信号ＳＰを生成する回路であり、３段階のＰＷＭ周波数が切替え可能となっている。すなわち、通常回転時に用いる常用ＰＷＭ周波数ｆＮ、常用ＰＷＭ周波数ｆＮよりも小さな低回転時ＰＷＭ周波数ｆＬ、および常用ＰＷＭ周波数ｆＮよりも大きな高回転時ＰＷＭ周波数ｆＨの切替えが可能となっている。ＰＷＭ周波数は、例えば水晶発振器が作り出す高周波基準周波数を分周回路で分周することにより生成でき、分周比を変更することで容易に３段階に切り替えることができる。

ここで、図２に示される負荷の特性グラフ上には、ＰＷＭ周波数の切替え制御を行うために４点の閾値点Ｐ１〜Ｐ４が設定されている。各閾値点Ｐ１〜Ｐ４は回転数Ｎまたはデューティ比Ａを用いて設定することができ、第１実施形態では回転数Ｎを用いて次のように設定されている。すなわち、図２に示されるように、回転数の小さい側から順番に、低回転移行閾値Ｎ１（閾値点Ｐ１）、低回転解消閾値Ｎ２（閾値点Ｐ２）、高回転解消閾値Ｎ３（閾値点Ｐ３）、および高回転移行閾値Ｎ４（閾値点Ｐ４）が設定されている。各閾値Ｎ１〜Ｎ４（閾値点Ｐ１〜Ｐ４）は、後述する低回転時および高回転時の位置検出の作用が効果的となるように適宜定められる。

ＰＷＭ生成回路５は、図３のＰＷＭ周波数制御フローに基づき、回転数指令値Ｎｒをパラメータとして、図２の閾値Ｎ１〜Ｎ４（閾値点Ｐ１〜Ｐ４）でＰＷＭ周波数を切り替えて用いる。図３で、回転数指令値Ｎｒが低回転解消閾値Ｎ２と高回転解消閾値Ｎ３の間の値であるとき、ＰＷＭ生成回路５は、通常モードＭＮで常用ＰＷＭ周波数ｆＮを用いる。次にステップＳ１で、回転数指令値Ｎｒを一定時間間隔で受け取り更新する。次にステップＳ２で、最新の回転数指令値Ｎｒが低回転移行閾値Ｎ１以下であるか否か判定し、条件が満たされると低回転モードＭＬに移行して低回転時ＰＷＭ周波数ｆＬに切り替える。条件が満たされないときは、ステップＳ３に進む。次にステップＳ３で、回転数指令値Ｎｒが高回転移行閾値Ｎ４以上であるか否か判定し、条件が満たされると高回転モードＭＨに移行して高回転時ＰＷＭ周波数ｆＨに切り替える。ステップＳ２およびステップＳ３の条件が満たされないときは、通常モードＭＮを維持して常用ＰＷＭ周波数ｆＮを用いながら、ステップＳ１からステップＳ３を繰返す。

ＰＷＭ生成回路５は、低回転モードＭＬで低回転時ＰＷＭ周波数ｆＬを用いながら、ステップＳ４で回転数指令値Ｎｒを一定時間間隔で受け取り更新する。次にステップＳ５で、最新の回転数指令値Ｎｒが低回転解消閾値Ｎ２以上であるか否か判定し、条件が満たされると通常モードＭＮに移行して常用ＰＷＭ周波数ｆＮに切り替える。条件が満たされないときは、低回転モードＭＬを維持する。また、ＰＷＭ生成回路５は、高回転モードＭＨで高回転時ＰＷＭ周波数ｆＨを用いながら、ステップＳ６で回転数指令値Ｎｒを一定時間間隔で受け取り更新する。次にステップＳ７で、最新の回転数指令値Ｎｒが高回転解消閾値Ｎ３以下であるか否か判定し、条件が満たされると通常モードＭＮに移行して常用ＰＷＭ周波数ｆＮに切り替える。条件が満たされないときは、高回転モードＭＨを維持する。

結局、ＰＷＭ生成回路５は、回転数指令値Ｎｒが低回転移行閾値Ｎ１以下であると低回転時ＰＷＭ周波数ｆＬを用い、回転数指令値Ｎｒが低回転解消閾値Ｎ２と高回転解消閾値Ｎ３の間であると常用ＰＷＭ周波数ｆＮを用い、回転数指令値Ｎｒが高回転移行閾値Ｎ４以上であると高回転時ＰＷＭ周波数ｆＨを用いる。また、ＰＷＭ生成回路５は、回転数指令値Ｎｒが低回転移行閾値Ｎ１と低回転解消閾値Ｎ２の間にあるときには、直前に用いていた低回転時ＰＷＭ周波数ｆＬまたは常用ＰＷＭ周波数ｆＮを維持し、回転数指令値Ｎｒが高回転解消閾値Ｎ３と高回転移行閾値Ｎ４の間にあるときには、直前に用いていた常用ＰＷＭ周波数ｆＮまたは高回転時ＰＷＭ周波数ｆＨを維持する。ＰＷＭ生成回路５は、いずれかのＰＷＭ周波数（ｆＮ、ｆＬ、またはｆＨ）を用い、デューティ比指令値Ａｒを満たす矩形波のＰＷＭ信号ＳＰを生成し、インバータ制御回路４に送出する。

通電相切替設定回路４１は、インバータ制御回路４の一部を構成している。通電相切替設定回路４１は、位置検出回路３の位置検出部３７で検出したロータの基準回転位置の信号に基づいて、電気角の１２０°ピッチで各相端子９５Ｕ、９５Ｖ、９５Ｗの通電相切替タイミングを設定し、インバータ制御回路４に送出する。

インバータ制御回路４は、ＰＷＭ生成回路５からＰＷＭ信号ＳＰを取得し、通電相切替設定回路４１から通電相切替タイミングを取得する。インバータ制御回路４は、取得した信号にしたがい、インバータ回路２の各相のスイッチング素子２２Ｕ、２３Ｕを開閉制御する通電制御信号ＳＣを設定して送出する。これにより、各相端子９５Ｕ、９５Ｖ、９５Ｗの通電時間帯およびオンデューティ期間が制御される。

次に、上述のように構成された第1実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置１の作用について、低回転時と高回転時に分けて説明する。図４は、第1実施形態の駆動装置１で、低回転時に位置検出回路３の位置信号ＳＸがローレベルＬからハイレベルＨに変化するときの検出可否を説明する波形図である。図４の（Ａ）は低回転時に常用ＰＷＭ周波数ｆＮが用いられたときの検出限界を示し、（Ｂ）は低回転時に低回転時ＰＷＭ周波数ｆＬを用いれば十分検出可能であることを示し、（Ｃ）は更なる低回転時に低回転時ＰＷＭ周波数ｆＬが用いられたときの検出限界を示している。（Ａ）〜（Ｃ）でそれぞれ、上段はＰＷＭ信号ＳＰの波形、中段は位置信号ＳＸの波形、下段はロータ回転位置を示し、横軸は共通の時間軸である。図４の（Ａ）〜（Ｃ）に示されるＰＷＭ信号ＳＰは負論理であり、ローレベルがオンデューティ期間で、電源電圧Ｖｃｃがいずれかの相端子９５Ｕ、９５Ｖ、９５Ｗに印加されるようになっている。

図４の（Ａ）では低回転時に常用ＰＷＭ周波数ｆＮが用いられており、ＰＷＭ信号ＳＰの周期Ｔ１、オンデューティ期間Ｔ２であり、デューティ比ＡＬ１＝（Ｔ２／Ｔ１）である。位置検出回路３は、ＰＷＭ信号ＳＰの特定位相のうちの立ち下がり位相（負論理の波形では立ち上がり位相）すなわちオンデューティ期間Ｔ２の終了時刻ｔ１１、ｔ１２、ｔ１３（図中に下向き矢印で示す）で動作して位置信号ＳＸを読み取るようになっている。また、位置信号ＳＸは、ＰＷＭ信号ＳＰよりも伝達遅延時間ΔＴだけ遅れたオンデューティ期間にのみ出力される。伝達遅延時間ΔＴは、インバータ制御回路４やインバータ回路２および比較器３４などで生じる電気信号の遅れであり、回路構成によって定まる概ね一定の時間である。一方、ロータ回転位置は、時刻ｔＡで基準回転位置を通過している。このため、位置信号ＳＸは、時刻ｔＡ以降のオンデューティ期間にハイレベルＨとなる。

ここで、図４の（Ａ）に示されるように、位置検出回路３が位置信号ＳＸを読み取る時刻ｔ１３は、位置信号ＳＸのハイレベルＨ期間の概ね始点に一致している。したがって、オンデューティ期間Ｔ２をさらに短縮してデューティ比ＡＬ１を小さく制御すると、もはや位置検出はできなくなる。なぜなら、位置信号ＳＸにおけるオンデューティ期間の全体が、時刻ｔ１３よりも後まで遅延してしまい、読み取るタイミングがなくなるからである。つまり、（Ａ）は、常用ＰＷＭ周波数ｆＮが用いられたときにオンデューティ期間Ｔ２が伝達遅延時間ΔＴに概ね一致する検出限界を示し、これ以上オンデューティ期間Ｔ２を短縮する低回転制御は困難である。これは、一定のＰＷＭ周波数ｆＮを用いる従来の駆動装置の検出限界でもある。

第１実施形態では、回転数が減少して図４の（Ａ）の検出限界に達する以前にＰＷＭ周波数を低回転時ＰＷＭ周波数ｆＬに切り替える。例えば、低回転時ＰＷＭ周波数ｆＬを常用ＰＷＭ周波数ｆＮの半分としておくと、ＰＷＭ信号ＳＰの周期Ｔ３は２倍になる（Ｔ３＝２×Ｔ１）。したがって、（Ｂ）に示されるように、オンデューティ期間Ｔ４も２倍にすることで（Ｔ４＝２×Ｔ２）、（１）と同じデューティ比ＡＬ１が得られ、同じ電源電圧実効値で同じ回転数が得られる。これにより、位置信号ＳＸにおけるオンデューティ期間の長さも２倍となる。このため、位置検出回路３が位置信号ＳＸを読み取る時刻ｔ２１（図中に下向き矢印で示す）は位置信号ＳＸのハイレベルＨ期間の中間付近となり、十分に読み取り可能である。

また、低回転時ＰＷＭ周波数ｆＬを用いたときには、図４の（Ｃ）に示されるように、ＰＷＭ信号ＳＰの周期Ｔ３（＝２×Ｔ１）で、オンデューティ期間Ｔ５が伝達遅延時間ΔＴ（≒Ｔ２）に概ね一致したときが検出限界となる。このときのデューティ比ＡＬ２は、ＡＬ２＝（Ｔ５／Ｔ３）≒ＡＬ１×（１／２）となり、従来よりも低い回転数までの駆動制御が可能となる。以上の説明からわかるように、低回転時ＰＷＭ周波数ｆＬを常用ＰＷＭ周波数ｆＮの（１／ｋ）倍とすれば、概ね（１／ｋ）倍のデューティ比Ａまでの低回転駆動制御が可能となる。

次に、図５は、第1実施形態の駆動装置１で、高回転時に位置検出回路３の位置信号ＳＸを読み取る際の遅延による位置検出誤差を説明する波形図である。図５の（Ａ）は高回転時に常用ＰＷＭ周波数ｆＮが用いられたときの位置検出誤差を示し、（Ｂ）は高回転時に高回転時ＰＷＭ周波数ｆＨを用いれば位置検出誤差が低減されることを示している。（Ａ）および（Ｂ）でそれぞれ、上段はＰＷＭ信号ＳＰの波形、中段は位置信号ＳＸの波形、下段はロータ回転位置を示し、横軸は共通の時間軸である。図５においても、図４と同様にＰＷＭ信号ＳＰは負論理であり、ローレベルがオンデューティ期間で、電源電圧Ｖｃｃがいずれかの相端子９５Ｕ、９５Ｖ、９５Ｗに印加されるようになっている。

図５の（Ａ）では高回転時に常用ＰＷＭ周波数ｆＮが用いられており、ＰＷＭ信号ＳＰの周期Ｔ１、オンデューティ期間Ｔ６であり、デューティ比ＡＨ１＝（Ｔ６／Ｔ１）である。位置検出回路３は、ＰＷＭ信号ＳＰのオンデューティ期間Ｔ６の終了時刻ｔ１１、ｔ１２、ｔ１３（図中に下向き矢印で示す）で動作して位置信号ＳＸを読み取るようになっている。また、位置信号ＳＸは、ＰＷＭ信号ＳＰよりも伝達遅延時間ΔＴだけ遅れたオンデューティ期間にのみ出力される。一方、ロータ回転位置は、時刻ｔＢで基準回転位置を通過している。このため、位置信号ＳＸは、時刻ｔＢ以降のオンデューティ期間にハイレベルＨとなる。

ここで、図５の（Ａ）に示されるように、位置検出回路３は、時刻ｔ１１およびｔ１２で位置信号ＳＸのローレベルＬを検出し、時刻ｔ１３で位置信号ＳＸのハイレベルＨを検出する。したがって、位置検出回路３は、時刻ｔ１３でロータが基準回転位置に達したことを検出するが、時刻ｔＢからの遅延に起因して、回転位置の位置検出誤差ＥＲ１が発生する。位置検出誤差ＥＲ１は、回転数が高いほど大きくなり、高回転時の駆動制御を困難にする。

第１実施形態では、回転数が増加して誤差ＥＲ１が駆動制御を困難にする以前にＰＷＭ周波数を高回転時ＰＷＭ周波数ｆＨに切り替える。例えば、高回転時ＰＷＭ周波数ｆＨを常用ＰＷＭ周波数ｆＮの２倍としておくと、ＰＷＭ信号ＳＰの周期Ｔ７は半分になる（Ｔ７＝Ｔ１／２）。したがって、（Ｂ）に示されるように、オンデューティ期間Ｔ８も半分にすることで（Ｔ８＝Ｔ６／２）、（Ａ）と同じデューティ比ＡＨ１が得られ、同じ電源電圧実効値で同じ回転数が得られる。これにより、位置検出回路３で位置信号ＳＸを読み取る頻度が倍増し、位置信号ＳＸの変化を読み取る時刻ｔ２１の時刻ｔＢからの遅延が減少する。このため、遅延に起因する位置検出誤差ＥＲ２が（Ａ）よりも低減される。したがって、高回転領域で回転位置を高精度に検出して良好に駆動制御を行え、また従来よりも高い回転数までの駆動制御が可能となる。

上述のように、第１実施形態の駆動装置１では、低回転領域および高回転領域の両方で回転位置を高精度に検出して良好に駆動制御を行えるので、従来よりも回転数範囲を拡げて最大限にワイドレンジ化できる。また、ＰＷＭ周波数は、常用、低回転時、および高回転時の３段階切り替えであり、例えば前述した分周回路の分周比を変更することで容易に実現できるので、従来と比較してコストの増加が抑制される。さらに、ＰＷＭ周波数を切り替えるときの低回転移行閾値Ｎ１と低回転解消閾値Ｎ２との間、および高回転移行閾値Ｎ４と高回転解消閾値Ｎ３との間にヒステリシスを設けている。これにより、ＰＷＭ周波数ＳＰを切り替える境界領域付近の回転数でロータが回転しているときに、ＰＷＭ周波数ＳＰを頻繁に切り替え制御することがなくなる。

次に、デューティ比検出値ＡｍをパラメータとしてＰＷＭ周波数を切り替える第２実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置について、第１実施形態と異なる点を主に説明する。図６は、第２実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置１０の全体装置構成を説明する図である。図６を図１と比較すればわかるように、第２実施形態では、次の２点が第１実施形態と異なる。すなわち、回転数設定回路５１に替えてデューティ比設定回路５２が設けられている。また、インバータ制御回路４で通電制御信号ＳＣのデューティ比検出値Ａｍが求められ、ＰＷＭ生成回路５０にフィードバックされている。

デューティ比設定回路５２は、ＰＷＭ生成回路５の一部を構成している。デューティ比設定回路５２には、外部からデューティ比指令値Ａｒが指令入力され、ＰＷＭ生成回路５０に形態を変換したデューティ比指令値Ａｒを出力する。

ＰＷＭ生成回路５０は、矩形波のＰＷＭ信号ＳＰを生成する回路であり、常用、低回転時および高回転時の３段階のＰＷＭ周波数ｆＮ、ｆＬ、ｆＨが切替え可能となっている。ここで、図２に示される閾値点Ｐ１〜Ｐ４は、デューティ比Ａを用いて設定されている。すなわちデューティ比Ａの小さい側から順番に、低回転移行閾値Ａ１（閾値点Ｐ１）、低回転解消閾値Ａ２（閾値点Ｐ２）、高回転解消閾値Ａ３（閾値点Ｐ３）、および高回転移行閾値Ａ４（閾値点Ｐ４）が設定されている。

ＰＷＭ生成回路５０は、図７のＰＷＭ周波数制御フローに基づき、デューティ比検出値Ａｍをパラメータとして、閾値Ａ１〜Ａ４（閾値点Ｐ１〜Ｐ４）でＰＷＭ周波数を切り替えて用いる。図７のＰＷＭ周波数制御フローは、図３のフローに類似しているので、簡略に説明する。ＰＷＭ生成回路５０は、通常モードＭＮで常用ＰＷＭ周波数ｆＮを用いつつ、ステップＳ１１でデューティ比検出値Ａｍを更新する。次にステップＳ１２で、デューティ比検出値Ａｍが低回転移行閾値Ａ１以下であると低回転モードＭＬに移行して低回転時ＰＷＭ周波数ｆＬに切り替え、またステップＳ１３で、デューティ比検出値Ａｍが高回転移行閾値Ａ４以上であると高回転モードＭＨに移行して高回転時ＰＷＭ周波数ｆＨに切り替える。ステップＳ１２およびステップＳ１３の条件が満たされないときは、通常モードＭＮを維持して常用ＰＷＭ周波数ｆＮを用いながら、ステップＳ１からステップＳ３を繰返す。

ＰＷＭ生成回路５０は、低回転モードＭＬで低回転時ＰＷＭ周波数ｆＬを用いながら、ステップＳ１４およびステップＳ１５でデューティ比検出値Ａｍが低回転解消閾値Ａ２以上であると通常モードＭＮに移行して常用ＰＷＭ周波数ｆＮに切り替える。また、条件が満たされないときは、低回転モードＭＬを維持する。ＰＷＭ生成回路５０は、高回転モードＭＨで高回転時ＰＷＭ周波数ｆＨを用いながら、ステップＳ１６およびステップＳ１７でデューティ比検出値Ａｍが高回転解消閾値Ａ３以下であると通常モードＭＮに移行して常用ＰＷＭ周波数ｆＮに切り替える。また、条件が満たされないときは、高回転モードＭＨを維持する。

上述のようにＰＷＭ周波数を切替え制御することで、第１実施形態と同様の効果、すなわち図４および図５で説明した低回転時および高回転時の位置検出の作用が生じる。また、従来よりも回転数範囲を拡げて最大限にワイドレンジ化できる効果も同様である。

次に、モータ９０の電機子巻線９２Ａ〜９４Ａの結線方式および位置検出回路３０の比較器３４の基準電圧が異なる第３実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置について説明する。図８は、第３実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置１１の全体装置構成を説明する図である。図示されるように、第３実施形態では、三相の電機子巻線９２Ａ〜９４ＡはＹ結線とされている。すなわち、Ｕ相端子９５Ｕと中性点９５Ｎの間にＵ相電機子巻線９２Ａが接続され、同様に、Ｖ相端子９５Ｖと中性点９５Ｎの間にＶ相電機子巻線９３Ａ、Ｗ相端子９５Ｗと中性点９５Ｎの間にＷ相電機子巻線９４Ａが接続されている。そして、中性点９５Ｎがモータ９０の外部に引き出されて、比較器３４の負側入力端子−に接続されている。つまり、電機子巻線のＹ結線の中性点電圧ＶＮが、比較器３４の基準電圧となっている。第３実施形態のその他の部分の構成は、第１実施形態と同じである。

第３実施形態で、例えば、Ｕ相端子９５Ｕがハイインピダンス状態、Ｖ相端子９５Ｖがゼロ電圧拘束状態、Ｗ相端子９５ＷがＰＷＭ制御状態であると、電源電圧ＶｃｃがＷ相端子９５ＷとＶ相端子９５Ｖの間に供給される。つまり、Ｗ相電機子巻線９４ＡおよびＶ相電機子巻線９３Ａが通電され、中性点９５Ｎに発生する中性点電圧ＶＮは電源電圧Ｖｃｃの半分、すなわち中間レベル値ＶＭに一致する。したがって、第３実施形態の駆動装置１１の駆動動作は第１実施形態と概ね同じになり、効果も同様であるので、詳細な説明は省略する。

さらに、図６に示される第２実施形態の全体装置構成で、Δ結線のモータ９をＹ結線のモータ９０に置き換えて、中性点電圧ＶＮを比較器３４の基準電圧とすることもできる。

なお、ＰＷＭ周波数切替えのパラメータとしては、説明した回転数指令値Ｎｒおよびデューティ比検出値Ａｍの他に、回転数検出値Ｎｍまたはデューティ比指令値Ａｒを用いることもできる。また、各実施形態でＰＷＭ周波数は３段階としたが、４段階以上として小刻みに切り替えることも可能である。逆に、常用と低回転時の２段階のみ、あるいは常用と高回転時の２段階のみとしてもワイドレンジ化の効果が生じる。本発明は、その他様々な応用や変形が可能である。

１、１０、１１：センサレスブラシレスモータの駆動装置
２：インバータ回路
２１：入力端子 ２２Ｕ：Ｕ相電源側スイッチング素子
２３Ｕ：Ｕ相接地側スイッチング素子 ２４Ｕ：Ｕ相相出力端子
２５Ｕ、２５Ｖ、２５Ｗ：電源線
Ｅ：接地端子
３、３０：位置検出回路
３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗ：合成抵抗 ３２：合成点
３４：比較器 ３７：位置検出部
４：インバータ制御回路 ４１：通電相切替設定回路
５、５０：ＰＷＭ生成回路 ５１：回転数設定回路
９、９０：センサレスブラシレスモータ
９１：ステータ
９２、９３、９４：ＵＶ間、ＶＷ間、ＷＵ間電機子巻線
９２Ａ、９３Ａ，９４Ａ：Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相電機子巻線
９５Ｕ、９５Ｖ、９５Ｗ：Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相端子
９５Ｎ：中性点
Ｖｃｃ：電源電圧 ＶＭ：中間レベル値
Ｖｍｉｘ：合成電圧 ＶＮ：Ｙ結線の中性点電圧
ＳＰ：パルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）
ＳＣ：通電制御信号 ＳＸ：位置信号
Ｎ：回転数 Ｎｒ：回転数指令値
Ａ：デューティ比 Ａｒ：デューティ比指令値 Ａｍデューティ比検出値
Ｐ１〜Ｐ４：閾値点
Ｎ１：低回転移行閾値 Ｎ２：低回転解消閾値
Ｎ３：高回転解消閾値 Ｎ４：高回転移行閾値
Ａ１：低回転移行閾値 Ａ２：低回転解消閾値
Ａ３：高回転解消閾値 Ａ４：高回転移行閾値

Claims (6)

1. 三相の電機子巻線を有するステータおよび磁極対を有するロータを備えるセンサレスブラシレスモータの前記電機子巻線の三相の端子に、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式によりデューティ比を可変に制御した電源電圧を供給するインバータ回路と、
   指令されたデューティ比、または指令されたモータ回転数に相当するデューティ比のパルス幅変調信号を生成するＰＷＭ生成回路と、
   前記パルス幅変調信号の特定位相で動作し、前記電源回路から前記電源電圧が供給されない非通電時間帯に前記端子に誘起される誘起電圧を検知し、前記誘起電圧に基づいて前記ロータの回転位置を検出する位置検出回路と、
   前記位置検出回路で検出した前記ロータの前記回転位置に基づいて各相の前記端子に前記電源電圧を供給する通電時間帯を設定し、前記通電時間帯および前記パルス幅変調信号に基づく通電制御信号を前記インバータ回路に送出するインバータ制御回路と、を備える前記センサレスブラシレスモータの駆動装置であって、
   前記ＰＷＭ生成回路は、前記指令されたデューティ比、前記指令されたモータ回転数、
   検出されたデューティ比、および検出されたモータ回転数のうちの１パラメータの増減に応じてパルス幅変調周波数を段階的に増減することを特徴とするセンサレスブラシレスモータの駆動装置。
2. 請求項１において、前記ＰＷＭ生成回路は、通常時に用いる前記パルス幅変調周波数である常用ＰＷＭ周波数および前記常用ＰＷＭ周波数よりも小さな低回転時ＰＷＭ周波数を有するとともに、前記常用ＰＷＭ周波数を用いているときに前記１パラメータが低回転移行閾値以下に減少すると前記低回転時ＰＷＭ周波数に切り替え、前記低回転時ＰＷＭ周波数を用いているときに前記１パラメータが低回転解消閾値以上に増加すると前記常用ＰＷＭ周波数に切り替えることを特徴とするセンサレスブラシレスモータの駆動装置。
3. 請求項２において、前記低回転移行閾値は前記低回転解消閾値よりも小さいことを特徴とするセンサレスブラシレスモータの駆動装置。
4. 請求項１〜３のいずれか一項において、前記ＰＷＭ生成回路は、通常時に用いる前記パルス幅変調周波数である常用ＰＷＭ周波数および前記常用ＰＷＭ周波数よりも大きな高回転時ＰＷＭ周波数を有するとともに、前記常用ＰＷＭ周波数を用いているときに前記１パラメータが高回転移行閾値以上に増加すると前記高回転時ＰＷＭ周波数に切り替え、前記高回転時ＰＷＭ周波数を用いているときに前記１パラメータが高回転解消閾値以下に減少すると前記常用ＰＷＭ周波数に切り替えることを特徴とするセンサレスブラシレスモータの駆動装置。
5. 請求項４において、前記高回転移行閾値は前記高回転解消閾値よりも大きいことを特徴とするセンサレスブラシレスモータの駆動装置。
6. 請求項１〜５のいずれか一項において、
   前記ＰＷＭ生成回路の前記パルス幅変調信号の立ち下がり位相は前記電源電圧の立ち下がりタイミングを制御し、
   前記位置検出回路は、前記ＰＷＭ生成回路の前記パルス幅変調信号の立ち下がり位相で動作することを特徴とするセンサレスブラシレスモータの駆動装置。

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