JP4622435B2 - インバータ制御装置および密閉型電動圧縮機 - Google Patents

Description

本発明は、ＰＷＭ制御されるスイッチング素子によりモータを駆動するインバータ制御装置に関するもので、特に冷蔵庫用密閉型電動圧縮機の駆動に好適なものである。

従来、この種のインバータ制御装置において比較的低回転領域ではキャリア周波数を大きくし、１周期中の通電ＯＦＦ時間を短くすることで電流の落ち込みが低減でき、電流リップルによる振動、騒音を低減できる。また、それ以外の回転数領域ではキャリア周波数を小さく設定して漏洩電流を小さくするというものがある（例えば、特許文献１参照）。

以下、図面を参照しながら上記従来のインバータ回路について説明する。

図４は、特許文献１に記載された従来のインバータ制御装置のブロック図、図５はキャリア周波数の制御パターンの一例を表す図である。

図４において、１は直流電源部、２は主回路部、３は制御回路部である。直流電源部１は、電解コンデンサ、ダイオードブリッジ回路、などにより構成（図示せず）されており、交流電力を直流電力に変換して主回路部２へ直流電力を供給する。

主回路部２は、６個のスイッチング素子Ｕａ、Ｕｂ、Ｖａ、Ｖｂ、Ｗａ、Ｗｂと６個の環流ダイオードＤ１、Ｄ２・・・Ｄ６を備え、それぞれの環流ダイオードは、スイッチング素子と並列に接続されている。そして、スイッチング素子ＵａとＵｂを直列に接続して
アーム部Ｕａｂを、スイッチング素子ＶａとＶｂを直列に接続しアーム部Ｖａｂを、同様にスイッチング素子ＷａとＷｂを直列に接続し、アーム部Ｗａｂを形成し、これら３つのアーム部Ｕａｂ、Ｖａｂ、Ｗａｂをそれぞれ並列に接続することで、３相のブリッジが形成される。３相の各アーム部Ｕａｂ、Ｖａｂ、Ｗａｂが有するスイッチング素子の共通接点Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０は、それぞれに対応するモータの端子Ｕ、端子Ｖ、端子Ｗに接続される。

また、制御回路部３は、誘起電圧検出部４、ロータ位置演算部５、転流制御回路部６、速度制御回路部７、ＰＷＭキャリア周波数生成回路部８、Ｄｕｔｙ制御部９、ＰＷＭキャリア周波数切替指令回路部１０、及び通電波形切替指令部１１より構成され、１２０°通電のＰＷＭ制御のインバータであり、ロータの位置を検出する時間は電気角で６０°である。

以下、制御回路部３の動作原理について説明する。

まず、主回路部２の出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗに接続された誘起電圧検出部４より、モータの回転駆動によって発生した各相の誘起電圧を検出する。誘起電圧検出部４により検出した誘起電圧波形を基に、ロータ位置演算部５により、誘起電圧のゼロクロス点によりロータの位置の演算を行う。次に、ロータ位置演算部５で算出したロータ位置情報に基づき、転流制御回路部６により、主回路部２の各スイッチング素子Ｕａ、Ｕｂ、Ｖａ、Ｖｂ、Ｗａ、ＷｂのＯＮ／ＯＦＦ信号を生成し、主回路部２に設けられたスイッチング素子を駆動する。

一方、ロータ位置演算部５と並列に接続された速度制御回路部７は、誘起電圧検出部４の信号を受けて、モータの回転速度を算出し、モータの回転数が指令値と等しくなるようにＰＷＭ（パルス幅変調）制御により電圧値の制御を行う。

また、速度制御回路部７の回転速度情報を受けて、ＰＷＭキャリア周波数切替指令回路部１０は、ＰＷＭキャリアのＤｕｔｙ制御におけるＯＮ時間時の電流増とＯＦＦ時間時の電流減による電流変動、すなわち電流リップルの振幅を小さくし、振動、騒音を抑制するために適切なキャリア周波数の選定を行う。キャリア周波数選定は、予め、回転数に対する最適なキャリア周波数の特性を実験的に求め、ＰＷＭキャリア周波数切替回路内にデータベース化して持っておくことにより、容易に抽出することができる。

図５において、横軸は回転数、縦軸はキャリア周波数を表す。

図５より、比較的低回転数領域ではキャリア周波数を大きくし、それ以外の回転数領域ではキャリア周波数を小さく設定している。

従って、比較的低回転数領域でキャリア周波数を大きくしたので、１周期中の通電ＯＦＦ時間が短くなり電流の落ち込みも低減でき、電流リップルによる振動、騒音を低減できる。
特開２００１−１８６７８７号公報

しかしながら、特許文献１に示す上記従来の構成では、図５の制御パターンでキャリア周波数を切り替えた場合、転流タイミングのずれが連続して発生し（この現象を同期モードと呼ぶ）、その結果、過大なモータ電流が流れ続けてしまい、消費電力が増加してしまう、更には保護回路が働きＤＣブラシレスモータが停止してしまうことがあるといった課題を有していた。

今回、この同期モードの発生原因を解明できたので以下、詳述する。

図６は位置検出のタイムチャート、図７は同期モードの原理図である。

図６において、ＶＵ、ＶＶ、ＶＷはＤＣブラシレスモータのステータの端子電圧であり、ＣＶＵ、ＣＶＶ、ＣＶＷは、端子電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷの１／２である仮想中性点の電圧を基準電圧とし、端子電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷと前記基準電圧とをコンパレータにより比較した信号である。なお、図６はＰＷＭ制御を省略して表現している。

従来のインバータ制御装置では、電流を流すステータの相を切り替えるための転流のタイミングを以下のように決定している。

まずＶＵ、ＶＶ、ＶＷの未通電区間における誘起電圧と基準電圧を比較し、これらが交差する点（以後、ゼロクロス点と呼ぶ）を検出し、この点からＤＣブラシレスモータのロータの位置を検出する。そして、このゼロクロス点から電気角で３０°遅延したタイミングで転流する。つまりロータの位置検出は電気角６０°にあたる無通電時間Ｔの間に行われ、転流までの遅延時間はちょうどＴ／２に相当する。

次に図７に基づいて同期モードが発生する原理を説明する。

図７は図６において位置検出区間の電気角２４０°分を拡大したもので縦軸は電圧、横軸は時間である。モータの極数は６極と仮定する。端子電圧はＰＷＭ制御されており、運転回転数は５５．６ｒ／ｓ、キャリア周波数は３ｋＨｚ、Ｄｕｔｙは４８％である。従ってロータの位置を検出する、電気角６０°にあたる無通電時間Ｔは１０００μＳＥＣ、キャリア周期Ｃが３３３．３μＳＥＣであり、時間Ｔとキャリア周期Ｃの３倍とが一致している。Ｄｕｔｙが４８％なのでＯＮ時間は１６０μＳＥＣ、ＯＦＦ時間は１７３．３μＳＥＣとなる。

図７のＶＵ相の初めの電気角６０°の位置検出区間において、本来検出されるべき正しいゼロクロス点はＡ点であるが、Ａ点ではスイッチング素子がＯＦＦ状態であり、端子電圧が０Ｖであるのでゼロクロス点を検出することができない。その結果、ゼロクロス点は次にスイッチング素子がＯＮした瞬間（Ｂ点）で検出されてしまう。この場合転流タイミングは時間Ｒだけ遅れることになる。そして次の無通電区間においても全く同様のことが繰り返されることで、転流タイミングの遅れが安定的、連続的に発生する。以上が今回解明できた、同期モードが発生するメカニズムである。

ここで、同期モードは、位置検出時間、すなわち電気角６０°分に相当する時間Ｔとキャリア周期のｎ倍（ｎは整数）が粗一致した場合に起こるので、Ｄｕｔｙが小さいほど起こる確率は高くなる。

同期モードが発生して転流タイミングが遅れると、モータの発生トルクが落ち、かつブレーキトルクが働く。そのために、モータを駆動するために必要なトルクを補うために、余分な電流が流れることとなる。この余分な電流は転流タイミングの遅れる時間Ｒが大きいほど大きくなる。

そしてこの状態においてモータが連続運転されると、転流タイミングが時間Ｒだけ遅れた状態が連続して発生続けることになり、異常なモータ電流が流れ続けることになる。

その結果、過剰な電力を消費してしまう。また実際のインバータ装置においては異常電流が流れた場合には一般的に保護回路が動作し、モータが停止してしまうことがあった。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、省エネで信頼性の高いインバータ制御装置を提供するものである。

上記従来の課題を解決するために、本発明のインバータ制御装置は、ドライブ回路にて加減制御されるＤｕｔｙが６０％以下の場合で、かつ第１のキャリア周波数におけるロータの位置を検出する時間とキャリア周期のｎ倍（ｎは整数）が一致する運転回転数において、前記第１のキャリア周波数を、第２のキャリア周波数に切り替える構成とし、前記第２のキャリア周波数を、前記ロータの位置を検出する時間と該第２のキャリア周波数のｎ倍が一致しない周波数としたもので、同期モードの発生を防ぐことができる。

本発明のインバータ制御装置は、同期モードの発生を防ぐことで、省エネで信頼性の高いインバータ制御装置を提供するものである。

請求項１に記載の内容は、複数個の駆動用スイッチング素子により構成されるパワー部と、ＤＣブラシレスモータのロータの位置を検出する位置検出回路と、前記位置検出回路からの出力により前記パワー部のスイッチング素子を動作させるドライブ回路と、前記位置検出回路によるロータの位置情報よりＤＣブラシレスモータの回転数を演算する回転数演算回路と、パワー部を構成するスイッチング素子の切り替え周波数を生成するキャリア周波数生成回路とを備え、前記ドライブ回路にて加減制御されるＤｕｔｙが６０％以下の場合で、かつ第１のキャリア周波数におけるロータの位置を検出する時間とキャリア周期のｎ倍（ｎは整数）が一致する運転回転数において、前記第１のキャリア周波数を、第２のキャリア周波数に切り替える構成とし、前記第２のキャリア周波数を、前記ロータの位置を検出する時間と該第２のキャリア周波数のｎ倍が一致しない周波数としたもので、同期モードの発生を防ぐことができるので、省エネで信頼性の高いインバータ制御装置を提供することができる。また、Ｄｕｔｙが６０％以下の時のみ第２のキャリア周波数へ切り替えることにより、キャリア周波数の切り替え頻度が下がるため、ＣＰＵへの負荷を低減できるといった効果が得られる。

請求項２に記載の内容は、請求項１に記載の発明において、ｎを４以下としたもので、同期モードは発生しにくい高次のｎにおける第２のキャリア周波数への切り替えを省くことで、請求項１に記載の発明の効果に加え、インバータ回路の仕様を簡略化することができる。

請求項３に記載の内容は、請求項１に記載の発明において、ＤＣブラシレスモータの極数を６極以上としたもので、極数が多いほど同期モードが発生しやすくなるため、より省エネで信頼性の高いインバータ制御装置を提供することができる。

請求項４に記載の内容は、請求項１に記載の発明において、第１のキャリア周波数と第２のキャリア周波数との差を０．２ｋＨｚ以下としたもので、請求項１に記載の発明の効果に加え、キャリア周波数を切り替えたときの音色の変化色の変化はほとんど認識されないので、不快な騒音の発生を防ぐことができる。

請求項５に記載の内容は、請求項１から４のいずれか１項に記載のインバータ制御装置で密閉型電動圧縮機を駆動するもので、共振による異常電流を防ぐことができる省エネで
信頼性の高い密閉型電動圧縮機を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によってこの発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置のブロック図、図２は同期モード回避の原理図である。

図１において、インバータ制御装置１０２は商用電源１０１に接続され、商用交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣ変換部１０３と、ＤＣブラシレスモータ１０９を駆動するパワー部１０４と、パワー部１０４を駆動するドライブ回路１０５と、パワー部１０４のスイッチング周波数を生成するキャリア周波数生成回路１０６と、パワー部１０４の出力からＤＣブラシレスモータ１０９のロータ位置を検出する位置検出回路１０８と、位置検出回路１０８のロータ位置情報より回転数を算出する回転数演算回路１０７より構成されている。

ＤＣブラシレスモータ１０９は６極の突極集中巻ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）モータである。

パワー部１０４は、６つの三相ブリッジ接続されたＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）と言われるスイッチング素子１１０、１１１、１１２、１１３、１１４、１１５より構成されている。

位置検出回路１０８は、コンパレータ１１６、１１７、１１８などから構成されておりＤＣブラシレスモータ１０９の端子電圧と基準電圧をコンパレータ１１６、１１７、１１８により比較して結果を出力する。

ドライブ回路１０５は、位置検出回路１０８の出力より転流のタイミングを計算し、Ｄｕｔｙの加減制御を行い、パワー部１０４のスイッチング素子１１０、１１１、１１２、１１３、１１４、１１５をＯＮ／ＯＦＦさせる。

回転数演算回路１０７は、位置検出回路１０８の出力信号を一定期間カウントしたり、パルス間隔を測定することによりＤＣブラシレスモータ１０９の回転速度を検出する。

キャリア周波数生成回路１０６は、回転数演算回路１０７より得られるＤＣブラシレスモータ１０９の回転数を監視して、予め設定された同期モードが発生する回転数が検出された場合にそれまでの第１のキャリア周波数を変更し、同期モードが発生しない第２のキャリア周波数を生成してドライブ回路１０５に出力する。

本実施の形態では、従来技術と同様に、１２０°通電のＰＷＭ制御のインバータであり、ロータの位置を検出する時間は電気角で６０°である。そして、ロータの位置を検出する時間Ｔと第１のキャリア周期の、４以下のｎ倍（ｎは整数）が粗一致する運転回転数において、一致しない第２のキャリア周波数へと切り替えるものである。

すなわち、第１のキャリア周波数が３ｋＨｚに設定されており、５５．６±２ｒ／ｓ（ｎ＝３）、４１．７±２ｒ／ｓ（ｎ＝４）の回転速度において、第２のキャリア周波数３．２ｋＨｚへと切り替わるようにしている。

なお、キャリア周波数の切り替えはドライブ回路１０５にて加減制御されるＤｕｔｙが６０％以下の場合にのみ行うようにしている。

以上のように構成されたインバータ回路について、以下その動作、作用を説明する。

商用電源１０１から供給された交流電圧はＡＣ／ＤＣ変換部１０３において直流化され、パワー部１０４を構成する６つのスイッチング素子１１０〜１１５がドライブ回路１０５の出力信号によって動作し、直流から三相交流に変換された電圧がＤＣブラシレスモータ１０９を駆動する。

そして、運転回転数が５５．６±２ｒ／ｓ（ｎ＝３）、４１．７±２ｒ／ｓ（ｎ＝４）の回転速度において、第２のキャリア周波数３．２ｋＨｚへと切り替わる。

次に図２を用いて同期モードを回避する原理を説明する。

図２には５５．６ｒ／ｓ（ｎ＝３）、Ｄｕｔｙが４８％における、同期モードを抜け出す様子を示している。一旦、転流のタイミングがＶＵのＢ−Ａの時間分遅れたとしても、次のゼロクロス点の認識はＢ−Ａの時間が小さくなり、ほぼ正確なゼロクロス点の認識ができている。そしてさらに次のゼロクロス点の認識は、電流がＯＮの時にできているので、正確な値を認識できたことになる。

このように、同期モードが起こる運転回転数において、キャリア周波数を僅かに変化させることによって正確なゼロクロス点を認識できるチャンスが増え、連続して安定的に転流タイミングが遅れる、といった同期モードを抜け出すことができるのである。

ここで、本実施の形態においては通常時のキャリア周波数が３ｋＨｚに設定されており、このキャリア周波数で同期モードが発生する運転回転数は５５．６ｒ／ｓ（ｎ＝３）、４１．７ｒ／ｓ（ｎ＝４）、３３．３ｒ／ｓ（ｎ＝５）、２７．８ｒ／ｓ（ｎ＝６）、・・・となる。

これら、同期モードが発生する運転回転数において、運転回転数が低くなるほど時間Ｔは長くなるがキャリア周期が一定であり、時間Ｔとキャリア周期のｎ倍（ｎは整数）が粗一致する時のｎは大きくなり、スイッチング素子のＯＦＦ時間の割合が小さくなるため、同期モードの発生確率は低くなる。または起こっても転流の遅れが小さく、影響が出なくなってくる。ｎが５以上であれば同期モードはほとんど発生しないことが実験的に確認できた。本実施の形態ではｎが４以下の場合にキャリア周波数を切り替えるようにしており、その結果、ｎを記憶する回転数を減らすことができ、インバータ回路の仕様を簡略化することができる。

また、例えば運転回転数の切り替え時等に過渡的に同期モードが発生する運転回転数を通過する場合等に、若干の制御の遅れが生じ、同期モードが発生する運転回転数が多少ずれることがあるが、本実施の形態においてはキャリア周波数を切り替えるＤＣブラシレスモータ１０９の運転回転数の範囲を±２ｒ／ｓにすることで、同期モードの発生を回避することができる。

なお、第２のキャリア周波数にて運転するＤＣブラシレスモータ１０９の運転回転数の範囲は、第２のキャリア周波数にて同期モードが発生しない範囲で任意に決めることができる。

また、ＤＣブラシレスモータの極数が多くなると、ロータを１回転させるのにより多くの回数の転流が必要になる。そのため電気角６０°に相当する時間Ｔは半分になる。

時間Ｔが小さくなると時間Ｔの間に入力するキャリアのパルス数が少なくなるので運転回転数が高くなるのと同様に、同期モードが発生しやすくなる。同期モードが顕著に発生するのはＤＣブラシレスモータ１０９の極数が６極以上の場合であり、この場合に、キャリア周波数切り替えによる同期モード回避の効果がより顕著に得られる。

また、一般にキャリア周波数を大きく変化させるとＰＷＭ制御によるＯＮ／ＯＦＦ時間の変化により高調波による磁気騒音の音色が大きく変化する。人間は変化する騒音を不快な騒音と認識するので、好ましくない。

本実施の形態においては切り替え後のキャリア周波数との差を、０．２ｋＨｚ以下としており、可聴域での音色の変化はほとんど認識されないので、不快な騒音の発生を防ぐことができる。

また、キャリア周波数の切り替えはドライブ回路１０５にて加減制御されるＤｕｔｙが６０％以下の場合にのみ行うようにしている。これは、同期モードはＤｕｔｙが小さいほど発生しやすく、実験よりＤｕｔｙが６０％を超えると起こらないことを確認したからであり、その結果、同期モードを回避するやめのキャリア周波数の切り替え頻度が低くなることで、ＣＰＵへの負荷を低減できるといった効果が得られる。

以上のように本実施の形態によれば同期モードの発生を防ぐことができるので、消費電力が増加してしまったり、保護回路が働きＤＣブラシレスモータが停止してしまうといったことがなく、省エネで信頼性の高いインバータ制御装置を提供することができる。

なお、本実施の形態において、第２のキャリア周波数は１種類に限定して説明したが、任意の複数のキャリア周波数を設定してもよい。

（実施の形態２）
図３は本発明の実施の形態２における密閉型電動圧縮機駆動方法のブロック図である。

以下、図３に基づいて本実施の形態について説明する（なお、実施の形態１と同一構成については同一符号を付して詳細な説明を省略する）。

図３において、インバータ回路は実施の形態１に用いたインバータ制御装置１０２であり商用電源１０１に接続され、密閉型電動圧縮機２１９を駆動する。

密閉型電動圧縮機２１９は、密閉容器２２０と、密閉容器２２０内にステータとロータとからなる電動要素２２１と、圧縮要素２２２より構成される。

以上のような構成において実施の形態１インバータ制御装置１０２で密閉型電動圧縮機２１９を運転することにより同期モードの発生を回避できるので、省エネで信頼性の高い密閉型電動圧縮機を提供することができる。

以上のように、本発明にかかるインバータ制御装置及び密閉型電動圧縮機は同期モードの発生を回避できるので、消費電力が増加してしまったり、保護回路が働きＤＣブラシレスモータが停止してしまうといったことがなく、自動販売機用・エアコン用密閉型電動圧縮機のインバータ駆動装置としても有用である。

本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置のブロック図 同実施の形態における同期モード回避の原理図 本発明の実施の形態２における密閉型電動圧縮機駆動方法のブロック図 従来のインバータ制御装置のブロック図 従来のキャリア周波数の制御パターンの一例を表す図 従来の位置検出のタイムチャート 従来の同期モードの原理図

符号の説明

１０２ インバータ制御装置
１０４ パワー部
１０５ ドライブ回路
１０６ キャリア周波数生成回路
１０７ 回転数演算回路
１０８ 位置検出回路
１０９ ＤＣブラシレスモータ
１１０、１１１、１１２、１１３、１１４、１１５ スイッチング素子
２１９ 密閉型電動圧縮機

Claims (5)

1. 複数個の駆動用スイッチング素子により構成されるパワー部と、ＤＣブラシレスモータのロータの位置を検出する位置検出回路と、前記位置検出回路からの出力により前記パワー部のスイッチング素子を動作させるドライブ回路と、前記位置検出回路によるロータの位置情報よりＤＣブラシレスモータの回転数を演算する回転数演算回路と、パワー部を構成するスイッチング素子の切り替え周波数を生成するキャリア周波数生成回路とを備え、前記ドライブ回路にて加減制御されるＤｕｔｙが６０％以下の場合で、かつ第１のキャリア周波数におけるロータの位置を検出する時間とキャリア周期のｎ倍（ｎは整数）が一致する運転回転数において、前記第１のキャリア周波数を、第２のキャリア周波数に切り替える構成とし、前記第２のキャリア周波数を、前記ロータの位置を検出する時間と該第２のキャリア周波数のｎ倍が一致しない周波数としたインバータ制御装置。
2. ｎを４以下とした請求項１に記載のインバータ制御装置。
3. ＤＣブラシレスモータの極数が６極以上である請求項１に記載のインバータ制御装置。
4. 第１のキャリア周波数と第２のキャリア周波数との差を０．２ｋＨｚ以下とした請求項１に記載のインバータ制御装置。
5. 請求項１から４のいずれか１項に記載のインバータ制御装置を用いた密閉型電動圧縮機。

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