JP2012039716A - モータ制御装置及びモータ制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】多相モータの各相の電流の位相遅れをそれぞれ補正するモータ制御装置を提供することである。
【解決手段】多相モータに接続され、直流電力を交流電力に変換する電力変換手段と、多相モータの少なくとも２相の相電流をそれぞれ検出する複数の電流検出手段と、多相モータの各相の相電流の位相遅れ量をそれぞれ設定する位相遅れ量設定手段と、複数の電流検出手段により検出された２相の相電流を含む、前記各相の固定座標系の相電流を回転座標系の電流に変換する座標変換手段と、座標変換手段により変換された回転座標系の電流と、外部から入力される多相モータの出力目標値に基づいて、電力変換手段を制御する制御手段とを備え、座標変換手段は、位相遅れ量設定手段により設定された各相の位相遅れ量に基づき各相に対応する複数の補正値を設定し、複数の補正値を用いて固定座標系の相電流を回転座標系の電流に変換する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、モータ制御装置及びモータ制御方法に関するものである。

交流電動機に可変電圧可変周波数の交流を供給する電力変換器の出力電流の電流検出器とノイズ成分を除去するフィルタとかなる電流検出回路と、該検出回路の出力信号を前記交流電動機の各周波数で回転する回転磁界座標系の２つの電流成分に変換する座標変換器を備えた電力変換装置において、当該座標変換器の出力と当該交流電動機の各周波数の積を座標変換器の出力の電流成分に相互に加算する加算器を設けることで、電流検出値の基本波成分の位相遅れを補償する交流電動機の検出遅れ補償装置が知られている。

特公平７−１１８９５３号公報

しかしながら上記の検出遅れ補償装置では、３相の検出電流に対して同一のフィルタを用いて高周波ノイズ成分を除去し、当該同一フィルタに伴う検出信号の基本波成分の位相遅れを補償しているため、３相の検出電流の位相遅れがそれぞれ異なる場合には、精度よく位相遅れを補償することができない、という問題があった。

本発明が解決しようとする課題は、多相モータの各相の電流の位相遅れをそれぞれ補正するモータ制御装置を提供することである。

本発明は、多相モータの各相の相電流の位相遅れ量をそれぞれ設定し、それぞれの位相遅れ量に基づき設定される複数の補正値を用いて、当該各相の固定座標系の相電流を回転座標系の検出電流に変換することによって上記課題を解決する。

本発明によれば、各相モータの相電流のそれぞれの位相遅れ量に対応する補正値により、相毎に対応して相電流を補正し、固定座標系から回転座標系に変換するため、各相の位相遅れがそれぞれ異なる場合であっても、それぞれの位相遅れを補正することができる、という効果を奏する。

本発明の実施形態に係るモータ制御装置のブロック図である。 図１の座標変換器に格納されるテーブルを示す図である。 図１のモータ制御装置における、各相の相電流の時間特性を示すグラフである。 図１のモータ制御装置における、ｄｑ軸の電流の時間特性を示すグラフである。 本発明の他の実施形態に係るモータ制御装置のブロック図である。 図４のモータ制御装置における、各相の相電流の時間特性を示すグラフである。 図４のモータ制御装置における、ｄｑ軸の電流の時間特性を示すグラフである。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

《第１実施形態》
図１は、発明の実施形態に係るモータ制御装置のブロック図である。詳細な図示は省略するが、本例のモータ制御装置を電気自動車に設ける場合に、三相交流電力の永久磁石モータ８は、走行駆動源として駆動し、電気自動車の車軸に結合されている。なお本例のモータ制御装置は、例えばハイブリッド自動車（ＨＥＶ）等の電気自動車以外の車両にも適用可能である。

本例のモータ制御装置は、電流電圧マップ１と、電流制御器２と、座標変換器３と、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変換器４と、バッテリ５と、インバータ６と、電流センサ７と、モータ８と、磁極位置検出器９と、座標変換器１０と、回転数演算器１１と、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）１２、ゲイン補正部１３とを備える。

電流電圧マップ１には、モータ８の出力目標値として外部より入力されるトルク指令値（Ｔ^＊）と、回転数演算器１１の出力である、モータ８の角周波数（ω）、及び、バッテリ５からインバータ５に入力される電圧（Ｖ_ｄｃ）が入力される。電流電圧マップ１には、トルク指令値（Ｔ^＊）、角周波数（ω）、電圧（Ｖ_ｄｃ）を指標として、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）及びｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）を出力するためのマップが格納されており、電流電圧マップ１は、当該マップを参照することにより、入力されたトルク指令値（Ｔ^＊）、角周波数（ω）及び電圧（Ｖ_ｄｃ）に対応する、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）及びｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）を算出し、出力する。ここで、ｄｑ軸は、回転座標系の成分を示している。ｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）について、ｄ軸及びｑ軸に電流が流れると、ｄ軸にはωＬ_ｄｉ_ｄｑ軸にはωＬ_ｑｉ_ｑの干渉電圧が発生するため、ｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）は当該干渉電圧を打ち消すための電圧である。なお、Ｌ_ｄはｄ軸のリアクタンスを、Ｌ_ｑはｑ軸のリアクタンスを示す。

ＬＰＦ１２は、ｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）を入力として、高周波帯域をカットし、電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}）を出力する。

電流制御器２は、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）、電圧指令値（Ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}、Ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ}）及びｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）を入力として、制御演算を行い、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を出力する。

座標変換器３は、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）及び磁極位置検出器９の検出値θを入力として、下記の式（１）を用いて、当該回転座標系のｄｑ軸電圧指令値（Ｖ^＊ _ｄ、Ｖ^＊ _ｑ）を固定座標系のｕ、ｖ、ｗ軸の電圧指令値（Ｖ^＊ _ｕ、Ｖ^＊ _ｖ、Ｖ^＊ _ｗ）に変換する。

ＰＷＭ変換器４は、入力される電圧指令値（Ｖ^＊ _ｕ、Ｖ^＊ _ｖ、Ｖ^＊ _ｗ）に基づき、インバータ６のスイッチング素子の駆動信号（Ｄ^＊ _ｕｕ、Ｄ^＊ _ｕｌ、Ｄ^＊ _ｖｕ、Ｄ^＊ _ｖｌ、Ｄ^＊ _ｗｕ、Ｄ^＊ _ｗｌ）を生成し、インバータ６に出力する。

バッテリ５は、二次電池を含む直流電源であり、本例の車両の動力源となる。インバータ６は、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等のスイッチング素子（図示しない）を対に接続した回路を複数接続した三相インバータ回路により構成されている。各スイッチング素子には、ＰＷＭ変換器の出力信号（Ｄ^＊ _ｕｕ、Ｄ^＊ _ｕｌ、Ｄ^＊ _ｖｕ、Ｄ^＊ _ｖｌ、Ｄ^＊ _ｗｕ、Ｄ^＊ _ｗｌ）が入力される。そして、当該スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電源の直流電圧が交流電圧（Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ、Ｖ_ｗ）に変換され、モータ８に入力される。またモータ８が発電機として動作する場合には、インバータ６はモータ８から出力される交流電圧を直流電圧に変換しバッテリ５に出力する。これによりバッテリ５が充電される。

電流センサ７は、インバータ６とモータ８との間に接続され、３相交流の相電流（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ）をそれぞれ検出する。電流センサ７は複数のセンサにより構成されており、当該複数のセンサは各相にそれぞれ接続されている。

モータ８は、多相モータであり、インバータ６に接続される。またモータ８は発電機としても動作する。磁極位置検出器９はモータ８に設けられ、モータ８の磁極の位置を検出する検出器であり、検出値（θ）を回転数演算器１１に出力する。回転数演算器１１は、磁極位置検出器９の検出値（θ）からモータ８の角周波数（ω）を演算する。

ゲイン補正部１３は、各相の相電流（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ）をそれぞれゲイン補正し、ゲイン補正後の相電流（ｉ_{ｕ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｖ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｗ＿ｇａｉｎ}）を座標変換器１０に出力する。電流センサ７は複数のセンサであるため、生産固定のバラツキが各相で生じてしまう。そのため、本例では、電流センサ７と座標変換器１０との間に、ゲイン補正部１３を設け、各相の相電流を補正する。

補正された相電流（ｉ_{ｕ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｖ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｗ＿ｇａｉｎ}）は、式（２）により表される。

ただし、ｋ_ｕ、ｋ_ｖ、ｋ_ｗは、ｕ、ｖ、ｗ相のそれぞれのゲイン係数を表しており、各相に接続される電流センサ７に応じて予め設定される係数である。

座標変換器１０は、位相遅れ量設定部１００を含み、３相２相変換を行う制御部である。位相遅れ量設定部１００は、回転数演算器１１の角周波数（ω）に基づき、後述する、各相の位相遅れ量を設定する。座標変換器１０は、当該位相遅れ量に基づき、３相の各相の補正値（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）を演算し、当該補正値（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）を用いて、補正された相電流（ｉ_{ｕ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｖ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｗ＿ｇａｉｎ}）及び磁極位置検出器９の検出値θを入力として、下記の式３により、固定座標系の相電流（ｉ_{ｕ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｖ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｗ＿ｇａｉｎ}）を回転座標系の相電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｗ）に変換する。

ここで、座標変換器１０により設定される、補正値（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）について説明する。

補正値は、各相の電流センサ７の位相の遅れ量に基づく係数であり、モータ８の角周波数（ω）に依存する。電流センサ７は、生産時のバラツキにより、各相の電流センサ７の間で検出電流に位相の遅れが生じる。そして、当該位相の遅れは、モータ８の各周波数に影響する。

各相で位相の遅れが生じていない場合に、回転座標系のｄｑ軸に対する、ｕ、ｖ、ｗ相の成分は、ｓｉｎ（θ）、ｓｉｎ（θ−１２０）、ｓｉｎ（θ＋１２０）で表される。

そして、各相で位相の遅れが生じていない場合に、３相２相変換を行列式で表すと、式４により表される。

一方、各相で位相の遅れが生じている場合に、回転座標系のｄｑ軸に対する、ｕ、ｖ、ｗ相の成分は、ｓｉｎ（θ＋ｕ_ｄｌｙ）、ｓｉｎ（θ−１２０＋ｖ_ｄｌｙ）、ｓｉｎ（θ＋１２０＋ｗ_ｄｌｙ）で表される。ただし、ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ、は各相の位相の遅れ量（度）を示す。

各相における位相の遅れを考慮しない場合には、従来のように式（４）を用いて３相２相変換することで、回転座標系のｄｑ軸の相電流を算出することができる。しかし、各相の電流を検出するために、相毎に複数の電流センサ７を設ける場合には、複数の電流センサ７間で位相遅れが生じる。そのため式（４）に示す変換行列をそのまま用いるのではなく、３相２相変換の変換行列の各要素に当該位相遅れを踏まえた係数（補正値（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ））を設定した上で、式（３）を用いて、回転座標系のｄｑ軸の相電流が算出される。

次に、補正値（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）の導出過程について説明する。

まず、ｕ相の電流（ｉ_ｕ）を任意の位相分、進ませる係数をＵ_１、Ｕ_２とし、ｖ相の電流（ｉ_ｖ）を任意の位相分、進ませる係数をＶ_１、Ｖ_２とし、ｗ相の電流（ｉ_ｗ）を任意の位相分、進ませる係数をＷ_１、Ｗ_２とする。そして、回転座標系のｄｑ軸の電流に対して、ｕ、ｖ、ｗ相の各相の電流をそれぞれ表すと、式（５）〜式（７）により表される。

そして、係数Ｕ_１、Ｕ_２、Ｖ_１、Ｖ_２、Ｗ_１、Ｗ_２により表される変換行列は、各相の位相の遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）を用いて、式（８）により表される。

すなわち、下記式（９）により、ｕ、ｖ、ｗ相の相電流が、各相の位相の遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）分、進むこととなる。

そして、式（９）の変換行列式を変形させることにより、本例における三相二相変換を表す式が導出され、各補正値（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）が導出される。ここで、式（９）の変換行列式から、ｄｑ軸電流の式を導出するために、下記の式（１０）で示される行列を用意する。

また、式（１０）の逆行列である、下記の式（１１）及び式（１２）を用意する。

式１０の行列の（１、１）要素、（１、２）要素、（２、１）要素、（２、２）要素、（３、１）要素、（３、２）要素は、式（９）の変換行列の各要素に相当する。そのため、式（１１）の（１、１）要素、（１、２）要素、（１、３）要素、（２、１）要素、（２、１）要素、（２、３）要素を抽出した行列を、式（９）の左側から乗算させることで、本例の三相二相変換を表す式が導出される。ゆえに、各補正値（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）は、下記の式（１３）及び式（１４）により表される。

上記のように、位相遅れ量設定部１００は、回転数演算部１１より演算されたモータ８の角周波数（ω）に基づき、各相電流の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ、）を設定する。そして、座標変換器１０は、当該位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ、）を用いて式（１３）により三相二相変換のための補正値（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）を設定し、式（３）により固定座標系の各相の相電流を回転座標系の相電流に変換する。

また座標変換器１０には、図２に示すテーブルが格納されている。図２は、座標変換器１０に格納されるテーブルを示す図である。上記通り、各相の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ、）はモータ８の角周波数に依存し、補正値（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）は式（１３）及び式（１４）により算出される。また各相の電流センサ７の位相遅れは生産段階のバラツキにより予め固定される値である。そのためモータ８の角周波数（ω）に対して、各補正値（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）は、一義的に定まるため、座標変換器１０は、例えば図２に示すテーブルにより、モータ８の角周波数（ω）に対応する補正値（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）を予め記憶すればよい。そして、座標変換器１０は、当該テーブルを参照し、モータ８の角周波数（ω）に対応する補正値（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）を設定し、上記の三相二相変換を行う。これにより、座標変換器１０は、各相の電流センサ７で生じる位相遅れを補正し、三相二相変換を行うことができる。

上記のように本例は、位相遅れ量設定部１００により各相の相電流の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ、）を設定し、座標変換器１０により当該（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ、）に基づき補正量（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）を設定し、当該補正値（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）を用いて固定座標系の各相の相電流を回転座標系の電流に変換する。これにより、三相のそれぞれの電流を複数の電流センサ７で検出し、当該複数の電流センサ７の間で位相遅れが生じる場合に、本例は、位相遅れを補正した上で三相二相変換を行うことができる。そして、その結果として、三相二相変換する変換器を用いてインバータ６をフィードバック制御する際に、精度よく制御することができる。

また本例は、座標変換器１０により、位相遅れ量設定部１００により設定された各相の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ、）に基づき、固定座標系から前記回転座標系へ変換する要素毎に補正値（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）を設定し、上記の変換を行う。これにより、三相のそれぞれの電流を複数の電流センサ７で検出し、当該複数の電流センサ７の間で位相遅れが生じる場合に、本例は、位相遅れを要素毎に補正した上で三相二相変換を行うことができるため、より精度よく電流センサ７の間の位相遅れを補正することができる。

ここで、図３ａ及び図３ｂを用いて、本例の座標変換器１０による補正を行った場合の、ｄｑ軸の電流（変換後の電流）の波形と、本例の座標変換器１０による補正を行わない場合の、ｄｑ軸の電流（変換後の電流）の波形について、説明する。図３ａは、インバータ６及びモータ８の各相を実際に流れる相電流の波形を示し、電流センサ７により検出される相電流の波形を示す。ただし、図３ａの波形ａ１〜ａ３はｕ、ｖ、ｗ相をそれぞれ実際に流れる相電流を示し、波形ｂ１〜ｂ３はｕ、ｖ、ｗ相で検出される相電流を示す。図３ｂの波形ｃ１及びｃ２は補正無しの場合のｄｑ軸の電流を示し、図３ｂの波形ｄ１及びｄ２は補正有りの場合のｄｑ軸の電流を示す。また図３ａ及び図３ｂの横軸は時間を示し、縦軸は正規化された電流の大きさを示す。

図３ａに示すように、各相を実際に流れる相電流と電流センサ７により検出される相電流とは一致しておらず、各相で位相遅れが生じていることが確認できる。そして図３ｂに示すように、補正無しの場合のｄｑ軸の電流は脈動しており、補正有りの場合のｄｑ軸の電流では脈動が抑制されている、ことが確認できる。すなわち、図３ｂに示すように、本例によれば、三相二相変換後であるｄｑ軸の電流の脈動を補正することができる。

なお本例は、座標変換器１０において、必ずしも、変換前の固定座標系の電流に上記の補正値（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）を乗ずることで回転座標系の電流に変換する必要はなく、三相二相変換後に補正値を演算してもよい。すなわち、座標変換器１０は、ｄｑ軸の座標系に沿った補正値を、各相の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ、）に基づいて設定し、変換後の回転座標系の電流に、当該補正値を乗ずる。これにより、式（３）、式（１３）、式（１４）により算出される、回転座標系の電流と等価のｄｑ軸の電流が算出される。

なお、上記のインバータ６が本発明の「電力変換手段」に相当し、電流センサ７が「電流検出手段」に、位相遅れ量設定部１００が「位相遅れ量設定手段」に、座標変換器１０が「座標変換手段」に、回転数演算器１１及び磁極位置検出器９が「回転数検出手段」に相当する。また上記の電流電圧マップ１、電流制御器２、座標変換器３及びＰＷＭ変換器４が本発明の「制御手段」に相当する。

《第２実施形態》
図４は、発明の実施形態に係るモータ制御装置のブロック図である。本例では上述した第１実施形態に対して、電流センサ７をＵ相及びＶ相の二相のみに設ける点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を適宜、援用する。

電流センサ７は、Ｕ相及びＶ相にそれぞれ設けられ、相電流（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ）を検出する。検出された相電流（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ）はゲイン補正部１３に入力され、ゲイン補正部１３は当該相電流（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ）を補正し、ゲイン補正後の相電流（ｉ_{ｕ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｖ＿ｇａｉｎ}）を座標変換器１０に出力する。補正後の相電流（ｉ_{ｕ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｖ＿ｇａｉｎ}）は式（１５）により表される。

ｗ相の電流は、電流センサ７により検出されず、またゲイン補正部１３により補正されない。代わりに、座標変換器１０は、入力された補正後の相電流（ｉ_{ｕ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｖ＿ｇａｉｎ}）に基づき、下記の式（１６）を用いて、ｗ相の相電流を算出する。

座標変換器１０は、入力された補正後の相電流（ｉ_{ｕ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｖ＿ｇａｉｎ}）と、式（１５）により算出された相電流（ｉ_{ｗ＿ｇａｉｎ}）とを、式（３）を用いて、固定座標系の相電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｗ）に変換する。

ここで、座標変換器１０により設定される、補正値（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）について説明する。第１実施形態と異なり、本例ではｗ相の相電流は電流センサ７により検出されない。そのため、ｕ相及びｖ相の位相の遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ）から、ｗ相の位相の遅れ量が算出される。そして、各相で位相の遅れが生じている場合に、回転座標系のｄｑ軸に対する、ｕ、ｖ、ｗ相の成分は、ｓｉｎ（θ＋ｕ_ｄｌｙ）、ｓｉｎ（θ−１２０＋ｖ_ｄｌｙ）、（−ｓｉｎ（θ＋ｕ_ｄｌｙ）＋ｓｉｎ（θ−１２０＋ｖ_ｄｌｙ））で表される。すなわち、ｗ相の成分は、位相の遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ）により表される。

そして、基本的には、第１実施形態と同様の導出工程により、式（３）の補正値（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）が導出される。ただし、ｗ相について、上記のとおり電流センサ７により電流が検出されないため、式（８）〜式（１２）の代わりに、下記の式（１７）〜式（２１）を用いて、補正値（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）を導出する。

そして、上記の導出工程により導きだされる、各補正値（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）は、下記の式（２２）及び式（２３）により表される。

これにより、インバータ６とモータ８との相電流について、必ずしも全ての相の電流を電流センサ７により検出する必要はなく、少なくとも２相の相電流を検出すれば、本例による制御を行うことができる。なお、上記において、電流センサ７はｕ相及びｖ相のみの相電流をそれぞれ検出するが、ｗ相及びｕ相の相電流、又は、ｖ相及びｗ相の相電流を検出してもよい。

上記のように本例は、少なくとも２相の相電流を電流センサ７により検出し、位相遅れ量設定部１００により各相の相電流の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ、）を設定し、座標変換器１０により当該（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ、）に基づき補正量（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）を設定し、当該補正値（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）を用いて固定座標系の各相の相電流を回転座標系の電流に変換する。これにより、本例は、少なくとも２相の電流を複数の電流センサ７で検出し、当該複数の電流センサ７の間で位相遅れが生じる場合に、位相遅れを補正した上で三相二相変換を行うことができる。そして、その結果として、三相二相変換する変換器を用いてインバータ６をフィードバック制御する際に、精度よく制御することができる。

ここで、図５ａ及び図５ｂを用いて、本例の座標変換器１０による補正を行った場合の、ｄｑ軸の電流（変換後の電流）の波形と、本例の座標変換器１０による補正を行わない場合の、ｄｑ軸の電流（変換後の電流）の波形について、説明する。図５ａは、インバータ６及びモータ８の各相を実際に流れる相電流の波形を示し、電流センサ７により検出される相電流の波形を示す。ただし、図５ａの波形ｅ１〜ｅ３はｕ、ｖ、ｗ相をそれぞれ実際に流れる相電流を示し、波形ｆ１及びｆ２はｕ、ｖ相で検出される相電流を示す。図５ｂの波形ｇ１及びｇ２は補正無しの場合のｄｑ軸の電流を示し、図５ｂの波形ｈ１及びｈ２は補正有りの場合のｄｑ軸の電流を示す。また図５ａ及び図５ｂの横軸は時間を示し、縦軸は正規化された電流の大きさを示す。

図５ａに示すように、各相を実際に流れる相電流と電流センサ７により検出される相電流とは一致しておらず、各相で位相遅れが生じていることが確認できる。そして図５ｂに示すように、補正無しの場合のｄｑ軸の電流は脈動しており、補正有りの場合のｄｑ軸の電流では脈動が抑制されている、ことが確認できる。すなわち、図５ｂに示すように、本例によれば、三相二相変換後であるｄｑ軸の電流の脈動を補正することができる。

１…電流電圧マップ
２…電流制御器
３…座標変換器
４…ＰＷＭ変換器
５…バッテリ
６…インバータ
７…電流センサ
８…モータ
９…磁極位置検出器
１０…座標変換器
１１…回転数演算器
１２…ＬＰＦ
１３…ゲイン補正部
１００…位相遅れ量設定部

Claims (5)

1. 多相モータに接続され、直流電力を交流電力に変換する電力変換手段と、
   前記多相モータの少なくとも２相の相電流をそれぞれ検出する複数の電流検出手段と、
   前記多相モータの各相の相電流の位相遅れ量をそれぞれ設定する位相遅れ量設定手段と、
   前記複数の電流検出手段により検出された前記２相の相電流を含む、前記各相の固定座標系の相電流を回転座標系の電流に変換する座標変換手段と、
   前記座標変換手段により変換された前記回転座標系の電流と、外部から入力される前記多相モータの出力目標値に基づいて、前記電力変換手段を制御する制御手段とを備え、
   前記座標変換手段は、
   前記位相遅れ量設定手段により設定された各相の前記位相遅れ量に基づき前記各相に対応する複数の補正値を設定し、
   前記複数の補正値を用いて前記固定座標系の相電流を前記回転座標系の電流に変換する
   ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記複数の電流検出手段は、前記多相モータの全ての相の相電流をそれぞれ検出し、
   前記座標変換手段は、前記全ての相の前記固定座標系の相電流を前記回転座標系の電流に変換する
   ことを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
3. 前記座標変換手段は、
   前記位相遅れ量設定手段により設定された前記各相の位相遅れ量に基づき、前記固定座標系から前記回転座標系へ変換する要素毎に前記補正値を設定する
   ことを特徴とする請求項１又は２記載のモータ制御装置。
4. 前記各相モータの回転数を検出する回転数検出手段とをさらに備え、
   前記位相遅れ量設定手段は、前記回転検出手段により検出された回転数に応じて、前記位相遅れ量を設定する
   ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
5. 多相モータの少なくとも２相の相電流をそれぞれ検出する電流検出工程と、
   前記多相モータの各相の相電流の位相遅れ量をそれぞれ設定する位相遅れ量設定工程と、
   前記電流検出工程により検出された前記２相の相電流を含む、前記各相の固定座標系の相電流を回転座標系の電流に変換する電流変換工程と、
   前記電流変換工程により変換された前記回転座標系の電流と、外部から入力される前記多相モータの出力目標値とに基づく制御信号を出力する工程と、
   前記制御信号に基づき、直流電力を交流電力に変換し、当該交流電力により前記多相モータを駆動させる工程とを含み、
   前記電流変換工程は、
   前記位相遅れ量設定工程により設定された前記各相の位相遅れ量に基づき前記各相に対応する複数の補正値を設定し、
   前記複数の補正値を用いて前記固定座標系の相電流を前記回転座標系の電流に変換する
   ことを特徴とするモータ制御方法。

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