JP2010246260A - モータ制御装置およびモータ制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】パルス変調制御時に電圧指令値どおりの電圧を出力させることによりトルク推定精度を向上させるモータ制御装置およびモータ制御方法を提供する。
【解決手段】パルス変調制御により制御されるとともに、モータを制御するインバータを備えたモータ制御装置であって、ｄ軸／ｑ軸電圧指令値とモータの移動子位置に基づいて振幅指令値と第１の電圧位相角指令値を算出するｄｑ／極座標変換部と、第１の電圧位相角指令値に、制御周期とモータ電気角１周期に基づいて算出した進み位相補償値を加算して第２の電圧位相角指令値を生成する電圧位相補償部と、振幅指令値と第２の電圧位相角指令値と移動子位置に基づいてパルス変調制御する第１の電圧指令値を生成する第１の極座標／ＵＶＷ変換部と、を備えるモータ制御装置である。
【選択図】図２

Description

本発明は、永久磁石同期モータを制御する技術に関する。

従来、永久磁石同期モータを制御する方法として、出力トルクを所望の値に追従させてトルク制御を行っている。トルク制御では、出力トルク値をフィードバックし、制御を行うことになるため、出力トルクの推定が必要となる。出力トルク推定法には、例えば、ＵＶＷ相での出力トルク推定値を用いた方法（式１）、ｄｑ軸上でのトルク推定式を用いた方法（式２）がある。

Ｔｄｅｔ＝（Ｖｕ^＊×Ｉｕ＋Ｖｖ^＊×Ｉｖ＋Ｖｗ^＊×Ｉｗ）／ω ・・・（式１）
Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊ ：ＵＶＷ相の電圧指令値［Ｖ］
Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ ：ＵＶＷ相の電流値［Ａ］
ω ：角速度計測値［ｒａｄ／ｓｅｃ］

Ｔｄｅｔ＝（Ｖｄ^＊×Ｉｄ＋Ｖｑ^＊×Ｉｑ）／ω ・・・（式２）
Ｖｄ^＊、Ｖｑ^＊ ：ｄ軸／ｑ軸の電圧指令値［Ｖ］
Ｉｄ、Ｉｑ ：ｄ軸／ｑ軸の電流値［Ａ］
ω ：角速度計測値［ｒａｄ／ｓｅｃ］

しかしながら、式１の出力トルク推定では式の中に電圧指令値としてＶｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊が使用され、また、式２の出力トルク推定では式の中にｄ軸／ｑ軸の電圧指令値Ｖｄ^＊、Ｖｑ^＊が使用されているため、電圧指令値どおりの電圧が出力されないという問題がある。

また、ＰＷＭ制御時において、指令値変更が制御周期ごとにしか行えないため、出力電圧位相が指令値から１／２制御周期分遅れ、特に出力周波数が高くなるにつれて、大きなトルク推定誤差が生じる。また、トルク推定誤差が発生すると、出力トルクを所望の値に制御できなくなるという問題がある。

なお、特許文献１によれば、内部インピーダンスが大きいために、ＰＷＭコンバータの交流入力電圧指令が正弦波になることを利用して、交流入力電圧指令の演算周期補正を行った平均値を積分演算により演算し、この電圧指令平均値により交流入力端子をＰＷＭ制御する提案がされている。

特許文献２によれば、制御部の波形設定の組合せ回路から、電気角の分割されたステップ信号で駆動回路の相補型駆動素子の内部抵抗を、アナログ的、またはデジタル的に変化させ、相電流を正弦波形に近づけたデルタ結線三相モータを駆動する。その上、相補型駆動素子の内部抵抗が無限大となる時、位相検出回路でモータの位相が検出でき、デルタ結線三相モータの制御に帰還し、直流電源によるデルタ結線三相モータに、波形設定の組合せによる電気角の分割されたステップ信号を与え、制御や駆動の改善を行う提案がされている。

特開２００１−２８６１４７号公報 特開平９−８４３８４号公報

上記のような実情に鑑みてなされたものであり、パルス変調制御時（ＰＷＭ制御またはＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）制御など）に指令値どおりの電圧を出力させることによりトルク推定精度を向上させるモータ制御装置およびモータ制御方法を提供することを目的とする。

態様のひとつであるパルス変調制御により制御されるとともに、モータを制御するインバータを備えたモータ制御装置は、ｄｑ／極座標変換部、電圧位相補償部、第１の極座標／ＵＶＷ変換部を備える。

ｄｑ／極座標変換部は、ｄ軸／ｑ軸電圧指令値と上記モータの移動子位置に基づいて振幅指令値と第１の電圧位相角指令値を算出する。電圧位相補償部は、上記第１の電圧位相角指令値に、制御周期とモータ電気角１周期に基づいて算出した進み位相補償値を加算して第２の電圧位相角指令値を生成する。第１の極座標／ＵＶＷ変換部は、上記振幅指令値と上記第２の電圧位相角指令値と上記移動子位置に基づいてパルス変調制御する第１の電圧指令値を生成する。

上記構成により、パルス変調制御時に電圧指令値どおりの電圧を出力させることによりトルク推定精度を向上させることができる。
また、上記電圧位相補償部は、上記制御周期を上記モータ電気角１周期により除した値とπを積算して上記進み位相補償値を算出し、上記第１の電圧位相角指令値に上記進み位相補償値を加算して上記第２の電圧位相角指令値を生成する。

また、第２の極座標／ＵＶＷ変換部は、上記振幅指令値と上記第１の電圧位相角指令値と上記移動子位置に基づいて第２の電圧指令値を算出する。トルク演算部は、上記第１の極座標／ＵＶＷ変換部により生成された電圧指令値に基づいて制御された上記インバータのＵＶＷ相出力電流値と、上記モータの角速度値と、上記第２の電圧指令値に基づいてトルク推定値を算出する。トルク制御部は、トルク指令値と上記トルク推定値の差分に基づいて選択的にｄ軸／ｑ軸電流指令値を生成する。電流制御部は、上記ｄ軸／ｑ軸電流指令値と、上記インバータのＵＶＷ相出力電流値と上記移動子位置に基づいて算出したｄ軸／ｑ軸電流値により、上記ｄｑ／極座標変換部の入力である上記ｄ軸／ｑ軸電圧指令値を算出する。

また、上記モータの制御装置に、前記パルス変調制御であるＰＷＭ制御またはＰＡＭ制御とは別に上記インバータを制御する矩形波制御部を設け、上記ＰＷＭ制御またはＰＡＭ制御から矩形波制御に切り替わるときに、切り替わる直前の上記第１の電圧位相角指令値を取得して初期値とする。

パルス変調制御時に指令値どおりの電圧を出力させることによりトルク推定精度を向上させることができる。

永久磁石同期モータの制御装置を示す図である。 永久磁石同期モータの駆動制御系を示すブロック図である。 進み位相補償の動作フローを示す図である。Ａ〜Ｄは記録部に記録されているテーブルを示す図である。 ＵＶＷ相出力電圧Ｕ、Ｖ、Ｗが電圧指令値から１／２制御周期遅れることを示す図である。 永久磁石同期モータの駆動制御系にＰＷＭ制御部と矩形波制御部を備えた装置のブロック図である。 制御切替時に電圧位相誤差が発生することを示す図である。 ＰＷＭ制御とＰＷＭ制御以外の制御とを切り替えたときの電圧位相誤差を低減させる場合のフロー図である。

以下図面に基づいて、本発明の実施形態について詳細を説明する。
（実施例１）
図１は永久磁石同期モータの制御装置を示す図である。永久磁石同期モータの制御装置は、インバータ２、制御部３、駆動部４、記録部５を備え、永久磁石同期モータ１（Ｍ）の制御を行う。従来の永久磁石同期モータの制御装置は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御時に、電圧指令値の変更を制御周期ごとにしか行われないため、インバータ２の出力電圧の位相が電圧指令値に対して１／２制御周期分遅れる。そこで、電圧位相角指令を補正することにより、ＰＷＭ制御時に電圧指令値どおりの電圧を出力させることによりトルク推定精度を向上させる。

永久磁石同期モータ１は、制御部３により制御されるインバータ２の交流出力端子と接続され、その交流出力端子から出力される交流電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）により駆動される。

なお、永久磁石同期モータ１には限定されず、交流モータであれば良い。永久磁石同期モータやシンクロナスリラクタンスモータを含む同期機が望ましいが、誘導モータでも良い。また、回転電機には限定されず、リニアモータ等の電動機でも良い。

インバータ２は、互いに直列接続される２つのスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor））が３組それぞれ直流電源にコンデンサを介して並列接続されて構成される。そして、インバータ２の各スイッチング素子がオン／オフすることによりスイッチング素子の各接続点（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）からそれぞれ交流電流が出力される。制御部３は永久磁石同期モータ１を制御するハードウェアである。例えば、ＣＰＵ、ＤＳＰ、プラグラマブルなデバイスを用いて構成してもよい。駆動部４は、インバータ２の各スイッチング素子をそれぞれＰＷＭ制御によりオン／オフさせるための駆動信号を出力する。なお、制御部３は、センサなどから出力される信号（アナログ信号）をＡ／Ｄ変換器を用いてデジタル信号に変換して取得し、後述する処理を実行する際に用いる。

記録部５は、制御部３と接続され、ＲＯＭ、ＲＡＭなどのメモリを有しており、後述する永久磁石同期モータ１を制御するためのプログラムやデータなどが記録されている。
図２は、永久磁石同期モータ１の駆動制御系を示すブロック図である。駆動制御系は、トルク制御部６、電流制御部７、ｄｑ／極座標変換部８、電圧位相補償部９、第１の極座標／ＵＶＷ変換部１０、ＰＷＭ発生部１１、ＵＶＷ／ｄｑ変換部１２、第２の極座標／ＵＶＷ変換部１３、トルク演算部１４、位置検出部１５、速度計算部１６、電流センサ１７ａ、１７ｂを備えている。

トルク制御部６は、トルク指令値Ｔ^＊と後述するトルク推定値Ｔｄｅｔとの差分であるトルク差分値（＝トルク指令値Ｔ^＊−トルク推定値Ｔｄｅｔ）を算出するとともに、このトルク差分値に基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を生成する。例えば、記録部５に記録されている予め作成されたトルク差分値とｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊が関連付けられたテーブルを用いてトルク／ｄｑ変換を行う。

電流制御部７は、ｄ軸電流制御部とｑ軸電流制御部を備えている。ｄ軸電流制御部は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊とＵＶＷ／ｄｑ変換部１２から出力されるｄ軸電流値Ｉｄとの差に基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を生成する。同様に、ｑ軸電流制御部は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊とＵＶＷ／ｄｑ変換部１２から出力されるｑ軸電流値Ｉｑとの差に基づいてｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を生成する。

ｄｑ／極座標変換部８は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊に基づいて後述する振幅指令値Ｍおよび電圧位相角指令値φ^＊（第１の電圧位相角指令値）を生成する。

電圧位相補償部９（進み位相補償）は、電圧位相角指令値φ^＊、制御周期Ｔｓ、電気角周期Ｔを用いて後述する電圧位相角指令値φ^＊の補正を行い、電圧位相角指令値φｒｅｆを生成する。

第１の極座標／ＵＶＷ変換部１０では、振幅指令値Ｍと電圧位相角指令値φｒｅｆと移動子位置θに基づいて後述するＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ^＊＊、Ｖｖ^＊＊、Ｖｗ^＊＊（第１の電圧指令値）を生成する。

ＰＷＭ発生部１１と駆動部４は、ＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ^＊＊、Ｖｖ^＊＊、Ｖｗ^＊＊に従って各相のＰＷＭ信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成する。なお、永久磁石同期モータ１の各相に供給されるモータ電流は、それぞれ対応するＰＷＭ信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのデューティにより決まる。

また、本例ではＰＷＭ発生部１１を用いているが、ＰＷＭ制御の代わりにＰＡＭ制御などを用いてもよい。
ＵＶＷ／ｄｑ変換部１２は、永久磁石同期モータ１の移動子位置θを位置検出部１５の出力をモニタしながら、永久磁石同期モータ１に供給されるモータ電流の検出値をｄ軸／ｑ軸電流値に変換する。ここでは、電流センサ１７ａ、１７ｂを用いて検出されたＵ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗが、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑに変換されている。なお、ｄ軸電流は、いわゆる界磁電流であり、界磁を発生させるための電流ベクトル成分である。また、ｑ軸電流は、いわゆるトルク電流であり、トルクを発生させるための電流ベクトル成分である。

第２の極座標／ＵＶＷ変換部１３は、振幅指令値Ｍと電圧位相角指令値φ^＊と移動子位置θに基づいてＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊（第２の電圧指令値）を生成する。

トルク演算部１４は、ＵＷ相電流値Ｉｕ、Ｉｗを用いてＶ相電流値Ｉｖを算出するとともに、ＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊、速度計算部１６で算出した永久磁石同期モータ１の角速度ωを用い式３によりトルク推定値Ｔｄｅｔを算出している。

Ｔｄｅｔ＝（Ｖｕ^＊×Ｉｕ＋Ｖｖ^＊×Ｉｖ＋Ｖｗ^＊×Ｉｗ）×η／ω （式３）
Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊ ：ＵＶＷ相の電圧指令値［Ｖ］
Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ ：ＵＶＷ相の電流値［Ａ］
ω ：角速度計測値［ｒａｄ／ｓｅｃ］
η ：効率

位置検出部１５は、永久磁石同期モータ１の回転子の移動子位置θを検出する。

速度計算部１６は、位置検出部１５により検出された移動子位置θに基づいて、永久磁石同期モータ１の角速度ωを算出する。
（動作説明）
図３に進み位相補償の動作フローを示す。

ステップＳ１では、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊に基づいて振幅指令値Ｍおよび電圧位相角指令値φ^＊を生成する。制御部３は、記録部５に記録されている電流制御部７により算出したｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊と、位置検出部１５が計測した移動子位置θを取得して、ｄｑ／極座標変換部８に入力する（図３のテーブルＡ参照）。そして、式４に従い振幅指令値Ｍと電圧位相角指令値φ^＊を算出する。なお「＾」はべき乗を意味する。

Ｍ＝（３／２）＾１／２×（Ｖｄ^＊＾２＋Ｖｑ^＊＾２）＾１／２ （式４）
φ^＊＝θ＋ｔａｎ^−１（−Ｖｑ^＊／Ｖｄ^＊）

上記、算出した振幅指令値Ｍと電圧位相角指令値φ^＊は記録部５に記録される（図３のテーブルＢ参照）。

ステップＳ２では、制御部３は進み位相補償を行うため、記録部５に記録されている振幅指令値Ｍ、電圧位相角指令値φ^＊、制御周期Ｔｓ（マシンサイクルなど）、モータ電気角１周期Ｔを取得して電圧位相補償部９に入力する（図３のテーブルＢ参照）。電圧位相補償部９は、式５に従い電圧位相補償された電圧位相角指令値φｒｅｆを算出する。

φｒｅｆ＝φ^＊+（１／２）×２π×（Ｔｓ／Ｔ） （式５）
φｒｅｆ ：補償後の電圧位相角指令［ｒａｄ］
φ^＊ ：補償前の電圧位相角指令［ｒａｄ］
Ｔ ：モータ電気角１周期［ｓｅｃ］
Ｔｓ ：制御周期［ｓｅｃ］

上記、算出した電圧位相補償された電圧位相角指令値φｒｅｆは記録部５に記録される（図３のテーブルＣ参照）。なお、進み位相補償値を（１／２）×２π×（Ｔｓ／Ｔ）とする。

ステップＳ３では、制御部３は記録部５に記録されている電圧位相補償された電圧位相角指令値φｒｅｆと振幅指令値Ｍを取得して第１の極座標／ＵＶＷ変換部１０に入力する（図３のテーブルＢ、Ｃ参照）。第１の極座標／ＵＶＷ変換部１０では、式６に従いＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ^＊＊、Ｖｖ^＊＊、Ｖｗ^＊＊を算出する。

Ｖｕ^＊＊＝Ｍ×ｓｉｎ（φｒｅｆ） （式６）
Ｖｖ^＊＊＝Ｍ×ｓｉｎ（φｒｅｆ−（２π／３））
Ｖｗ^＊＊＝Ｍ×ｓｉｎ（φｒｅｆ＋（２π／３））

上記、算出したＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ^＊＊、Ｖｖ^＊＊、Ｖｗ^＊＊は制御部３により記録部５に記録される（図３のテーブルＤ参照）。

ステップＳ４では、ＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ^＊＊、Ｖｖ^＊＊、Ｖｗ^＊＊に従って各相のＰＷＭ信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成する。制御部３は記録部５に記録されているＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ^＊＊、Ｖｖ^＊＊、Ｖｗ^＊＊を取得してＰＷＭ発生部１１に入力し、既存の技術によりＰＷＭ信号を生成し、駆動部４を介してＰＷＭ信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが出力される。

また、制御部３は記録部５に記録されている電圧位相角指令値φ^＊と振幅指令値Ｍを取得して第２の極座標／ＵＶＷ変換部１３に入力する。第２の極座標／ＵＶＷ変換部１３では、式７に従いＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊を算出する。

Ｖｕ^＊＝Ｍ×ｓｉｎ（φ^＊） （式７）
Ｖｖ^＊＝Ｍ×ｓｉｎ（φ^＊−（２π／３））
Ｖｗ^＊＝Ｍ×ｓｉｎ（φ^＊＋（２π／３））

上記、算出したＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊は制御部３により記録部５に記録される。

次に、制御部３は記録部５に記録されているＰＷＭ信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて制御されたインバータ２の出力電流値Ｉｕ、Ｉｗと、永久磁石同期モータ１の移動子位置θに基づいて算出された角速度計測値ωと、ＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に基づいて上記式３によりトルク推定値Ｔｄｅｔを算出する。

次に、予め設定され記録されているトルク指令値Ｔ^＊と算出されたトルク推定値Ｔｄｅｔを制御部３により取得し、トルク制御部６より算出したｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を算出し記録する。

その後、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊と、ＵＶＷ／ｄｑ変換部１２により算出されたｄ軸／ｑ軸電流値Ｉｄ、Ｉｑとを用いてｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を算出し、記録部５に記録する。

従来、図４（縦軸：電圧値、横軸：時間）に示すように、電圧指令値の変更は制御周期Ｔｓごとにしか行えないため、実際の電圧指令値は階段状になるため、インバータ２から出力されるＵＶＷ相出力電圧Ｕ、Ｖ、Ｗは電圧指令値から１／２制御周期の遅れが発生する。つまり、Ｖｕ^＊＝Ｖｕ、Ｖｖ^＊＝Ｖｖ、Ｖｗ^＊＝Ｖｗとならない。また、電圧指令値は実際の出力電圧の代わりにトルク計算に使われているため、トルク計算に大きな誤差が発生する。

しかし、上記のように制御することにより、図４に示すＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊とＵＶＷ相出力電圧Ｕ、Ｖ、Ｗの差を最小にすることができるため、高精度なトルク推定が可能になる。
（実施例２）
図５は、永久磁石同期モータ１の駆動制御系にＰＷＭ制御部３ａと矩形波制御部５１を備えた装置のブロック図である。ＰＷＭ制御部３ａは実施例１で説明した永久磁石同期モータ１の駆動制御系である。

なお、本例ではＰＷＭ制御部３ａと矩形波制御部５１を備えた装置について示すが、ＰＷＭ制御部３ａの代わりにＰＡＭ制御などの制御部を用いてもよい。
矩形波制御部５１は、ＰＷＭ制御部３ａから矩形波制御部５１に制御を切り替えられた直前のＰＷＭ制御部３ａのｄｑ／極座標変換部８で生成した電圧位相角指令値φ^＊を取得し、電圧位相角指令値φ^＊に基づいてＵＶＷ相出力電圧Ｕ、Ｖ、Ｗを生成するものである。また、矩形波制御部５１は移動子位置θと電圧位相角指令値φに基づいてＰＷＭ信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成する。

切替部５２は、永久磁石同期モータ１の制御をＰＷＭ制御部３ａと矩形波制御部５１のＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊出力の経路を切り替える。例えば、切り替えは永久磁石同期モータ１の回転速度などに基づいて生成される切替制御信号を取得して切り替える。また、この切替制御信号をＰＷＭ制御部３ａ、矩形波制御部５１にも通知される。

従来、ＰＷＭ制御からＰＷＭ以外の制御（本例では矩形波制御）に切り替えたとき、電圧位相を切り替え前後で一致させるために、切り替えられる直前の電圧位相角指令値を使用する。しかし、ＰＷＭ制御時に電圧位相遅れがあると、図６に示すように（縦軸：電圧値、横軸：時間）制御切替点に電圧位相誤差が発生するため、大きなトルクショックが発生する。

そこで、ＰＷＭ制御部３ａのｄｑ／極座標変換部８で生成した電圧位相角指令値φ^＊をＰＷＭ制御以外の制御で用いることで、切り替え前後の電圧位相誤差が無くなりトルク変動を低減することができる。
（動作説明）
図７は、ＰＷＭ制御とＰＷＭ制御以外の制御とを切り替えたときの電圧位相誤差を低減させる処理のフロー図である。なお、ＰＷＭ以外の制御法は、電圧位相の遅れは発生しないとする。

ステップＳ１〜４の処理は実施例１と同じ処理である。
ステップＳ５では制御方法を選択する。例えば、切替部５２、ＰＷＭ制御部３ａ、矩形波制御部５１が切替制御信号を取得する。切替部５２は、切替制御信号を検出するとＵＶＷ相電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊出力の経路を切り替える。矩形波制御部５１は、切替制御信号を検出するとＰＷＭ制御部３ａから電圧位相角指令値φ^＊を取得する。

ステップＳ６では、矩形波制御部５１は、１回目の制御周期でＵＶＷ相出力電圧Ｕ、Ｖ、Ｗの演算を電圧位相角指令値φ^＊と移動子位置θを用いて行い、２回目以降の制御周期では矩形波制御部５１で生成した電圧位相角指令値φと移動子位置θを用いてＵＶＷ相出力電圧Ｕ、Ｖ、Ｗの演算を行う。つまり、ＰＷＭ制御からＰＷＭ制御以外の制御に切り替わるときに、切り替わる直前の第１の電圧位相角指令値を取得して初期値とする。

上記のようにｄｑ／極座標変換部８で生成した電圧位相角指令値φ^＊をＰＷＭ制御以外の制御で用いることで、図６に示したような切り替え前後の電圧位相誤差が無くなりトルク変動を低減することができる。

なお、ＰＷＭ以外の制御法に電圧位相遅れが発生する場合は、ＰＷＭ以外の制御部の補正を行うことで同様の効果が期待できる。
また、本発明は、上記実施の形態に限定されるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更が可能である。

１ 永久磁石同期モータ、
２ インバータ、
３ 制御部、
３ａ ＰＷＭ制御部、
４ 駆動部、
５ 記録部、
６ トルク制御部、
７ 電流制御部、
８ ｄｑ／極座標変換部、
９ 電圧位相補償部、
１０ 第１の極座標／ＵＶＷ変換部、
１１ ＰＷＭ発生部、
１２ ＵＶＷ／ｄｑ変換部、
１３ 第２の極座標／ＵＶＷ変換部、
１４ トルク演算部、
１５ 位置検出部、
１６ 速度計算部、
１７ａ、１７ｂ 電流センサ、
５１ 矩形波制御部、
５２ 切替部、

Claims (5)

1. パルス変調制御により制御されるとともに、モータを制御するインバータを備えたモータ制御装置であって、
   ｄ軸／ｑ軸電圧指令値と前記モータの移動子位置に基づいて振幅指令値と第１の電圧位相角指令値を算出するｄｑ／極座標変換部と、
   前記第１の電圧位相角指令値に、制御周期とモータ電気角１周期に基づいて算出した進み位相補償値を加算して第２の電圧位相角指令値を生成する電圧位相補償部と、
   前記振幅指令値と前記第２の電圧位相角指令値と前記移動子位置に基づいてパルス変調制御する第１の電圧指令値を生成する第１の極座標／ＵＶＷ変換部と、
   を備えることを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記電圧位相補償部は、
   前記制御周期を前記モータ電気角１周期により除した値とπを積算して前記進み位相補償値を算出し、前記第１の電圧位相角指令値に前記進み位相補償値を加算して前記第２の電圧位相角指令値を生成することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記振幅指令値と前記第１の電圧位相角指令値と前記移動子位置に基づいて第２の電圧指令値を算出する第２の極座標／ＵＶＷ変換部と、
   前記第１の極座標／ＵＶＷ変換部により生成された電圧指令値に基づいて制御された前記インバータのＵＶＷ相出力電流値と、前記モータの角速度値と、前記第２の電圧指令値に基づいてトルク推定値を算出するトルク演算部と、
   トルク指令値と前記トルク推定値の差分に基づいて選択的にｄ軸／ｑ軸電流指令値を生成するトルク制御部と、
   前記インバータのＵＶＷ相出力電流値と前記移動子位置に基づいて算出したｄ軸／ｑ軸電流値と前記ｄ軸／ｑ軸電流指令値により、前記ｄｑ／極座標変換部の入力である前記ｄ軸／ｑ軸電圧指令値を算出する電流制御部と、
   を備えることを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記モータの制御装置に、前記パルス変調制御であるＰＷＭ制御またはＰＡＭ制御とは別に前記インバータを制御する矩形波制御部を設け、
   前記矩形波制御部は、前記ＰＷＭ制御またはＰＡＭ制御から矩形波制御に切り替わるときに、切り替わる直前の前記第１の電圧位相角指令値を取得して初期値とすることを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。
5. パルス変調制御により制御されるとともに、モータを制御するインバータを備えたモータの制御方法であって、
   ｄ軸／ｑ軸電圧指令値と前記モータの移動子位置に基づいて振幅指令値と第１の電圧位相角指令値を生成し、
   制御周期をモータ電気角１周期により除した値とπを積算して算出した進み位相補償値を、前記第１の電圧位相角指令値に加算して前記第２の電圧位相角指令値を生成し、
   前記振幅指令値と前記第２の電圧位相角指令値と前記移動子位置に基づいてＰＷＭ制御する第１の電圧指令値を生成する、
   ことを特徴とするモータ制御方法。

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