JP2008108325A - 情報再生装置、情報再生方法 - Google Patents

Abstract

【課題】高精度にクロストークキャンセルを行うことにより、高密度に記録された光ディスクの情報を正確に再生する情報再生装置及び情報再生方法を提供する。
【解決手段】クロストークキャンセル処理前に、読取目標トラックの再生信号と、ｎトラック前の再生信号及びｎトラック後の再生信号との位相差を相互相関関数を用いてそれぞれ算出し、この算出された位相差に基づいてそれぞれの位相整合を行う。そして位相整合された後、読取目標トラックの再生信号から、ｎトラック前の再生信号とｎトラック後の再生信号とを減算するクロストークキャンセル処理を行う。
【選択図】図４

Description

本発明は、情報再生装置及び情報再生方法に関する。

ディジタル技術の進歩及びデータ圧縮技術の向上に伴い、音楽、映画、写真及びコンピュータソフトウェアなどの情報を記録するための媒体として、ＤＶＤ（Digital Versatile Disc）などの光ディスクが注目されるようになりつつある。これと同時に、光ディスクに記録されている情報を再生する情報再生装置として、光ディスク装置などが普及するようになった。

また近年では、マルチメディア、画像ファイル、ファイルサーバといって大容量の情報を処理する必要が増しつつあり、このような光ディスクの大容量と、これに対応した情報再生装置が望まれている。例えば大容量の光ディスクであるＢＤ（Blu-ray Disc）に対応した情報再生装置では、レーザ光の波長が３９０ｎｍ以上４２０ｎｍ以下であり、対物レンズの開口数が０．７０以上０．９０以下の光ヘッドを使用して、レーザ光の光スポット径を約０．４８μｍまで絞り込んでいる。この構成により、光ディスク上の０．１３８μｍ以上０．１６０μｍ以下の直径のマークまで識別して再生可能となるので、光ディスクにおける高密度光記録が実現できる。

ここで、さらに大容量の光ディスクに対応した情報再生装置の場合、さらなる短波長や高開口数の光学系を実現することが望ましいが、現時点でこれを実現するのは困難である。そこで、同等の性能の光学系を備える情報再生装置において、光ディスクの大容量化を実現する手法の一つとして、隣接トラックのクロストーク成分を低減するクロストークキャンセル技術がある。この技術により、光ディスクのトラックピッチを小さくすることが可能となり、再生可能な情報の大容量化を実現することが可能となる。

このクロストークキャンセル技術として、例えば特許第２６０１１７４号公報（特許文献１）には、光ヘッドのばらつき、ディスクの半径差によっても正確な遅延時間を設定でき、どのようなフォーマットのディスクに対してもクロストークキャンセルが正確な動作し、従来のトラック密度に比べて飛躍的に高密度を実現できる光ディスク信号再生装置が記載されている。この特許文献１記載の発明では、ディスク盤面上の３ビームを用いるもので、中心トラックの読み込み信号から隣接トラックの読み込み信号を減算することでクロストークキャンセルを行っている。また、特許文献１記載の発明では、３ビームの相互相関をとることで各信号の同期をとっている。

また、特許第３２２５６１１号公報（特許文献２）には、ディスクラジアル方向に同期した記録マークが記録してあるディスクを読み取る際に、ディスクの過去２周期分の読み込み信号をメモリに記憶しておき、中心トラックの読み込み信号より隣接トラックの読み込み信号を減算することでクロストークキャンセルを行うディスク再生装置が記載されている。
特許第２６０１１７４号公報 特許第３２２５６１１号公報

しかしながら、特許文献１記載の発明では、高速記録時には、ＬＤ（Laser Diode）の光量を最大限に必要とするため、３ビームの各光量を同じにすることが出来ない。よって、隣接トラック上のサブビームの光量を落とす必要があり、隣接トラックの読み込み信号に大きなノイズが混入する。そのため、クロストークキャンセルの効果を最大限に活かすことができない。また、サブビームはレーザ光の軸外となるため光学収差が大きく、良好な光スポット形状が得られない。そのため、高精度のクロストークキャンセルが不可能となる。

さらに、一般のトラックエラー信号を得るための差動プッシュプル法で用いられるＰＤ（Photo Diode）は、ＲＦ帯域までの周波数特性を持っておらず、クロストークキャンセルに用いるためには高価なＰＤが必要となり、情報再生装置の製造コストが高くなる。

また、特許文献２記載の発明では、各トラックの記録マークがディスクラジアル方向に同期して記録される必要があるため、ディスクラジアル方向に同期記録が必要となり、一般に用いられるディスクラジアル方向に非同期に記録された記録マークに対しては使用することができない。

本発明は、上記事情を鑑みて、これを解決すべく成されたものであり、高精度にクロストークキャンセルを行うことにより、高密度に記録された光ディスクの情報を正確に再生する情報再生装置及び情報再生方法を提供することを目的とするものである。

本発明の情報再生装置は、上記目的を達成すべく、以下のような構成を採用した。

本発明の情報再生装置は、読取目標トラックからＲＦ信号の再生信号を読み取る読取手段と、前記読取手段により読み取られた少なくとも２トラック分以上の長さの再生信号を記憶する記憶手段とを有する情報再生装置において、前記記憶手段に記憶された、前記読取目標トラックの再生信号と前記読取目標トラックからｎ（ｎは整数）トラック前の再生信号との位相差を、前記読取目標トラックの再生信号と前記読取目標トラックからｎ（ｎは整数）トラック前の再生信号との相互相関関数を用いて算出する第一の位相差算出手段と、前記記憶手段に記憶された、前記読取目標トラックの再生信号と前記読取目標トラックからｎトラック後の再生信号との位相差を、前記読取目標トラックの再生信号と前記読取目標トラックからｎトラック後の再生信号との相互相関関数に基づき算出する第二の位相差算出手段と、前記第一の位相差算出手段の出力に基づき、前記読取目標トラックの再生信号と前記ｎトラック前の再生信号との位相整合を行う第一の位相整合手段と、前記第二の位相差算出手段の出力に基づき、前記読取目標トラックの再生信号と前記ｎトラック後の再生信号との位相整合を行う第二の位相整合手段と、前記読取目標トラックの再生信号より、前記ｎトラック前の再生信号と前記ｎトラック後の再生信号とを減算するクロストークキャンセル手段とを有する構成とすることができる。係る構成によれば、高精度にクロストークキャンセルを行うことにより、高密度に記憶された光ディスクの情報を正確に再生することができる。

また、前記第一及び第二の位相差算出手段は、それぞれに第一の入力信号と第二の入力信号とが入力され、前記第一の入力信号を所定時間遅延させる一以上の遅延手段と、前記第一の入力信号と、前記第二の入力信号との積を算出する乗算手段と、前記遅延手段からの出力と、前記第二の入力信号との積を算出する乗算手段と、前記複数の乗算手段の出力の低周波成分をそれぞれ抽出する複数のローパスフィルタと、前記複数のローパスフィルタの出力を加減算する加減算手段とを有する構成としても良い。係る構成によれば、前記読取目標トラックの再生信号と、前記ｎトラック前の再生信号及び前記ｎトラック後の再生信号との位相差をより正確に算出する。

また、前記第一及び第二の位相差算出手段には、それぞれ第一の入力信号と第二の入力信号が入力され、前記第一の入力信号を所定時間遅延させる一以上の遅延手段と、前記第一の入力信号と、前記第二の入力信号との積を算出する乗算手段と、前記遅延手段からの出力と、前記第二の入力信号との積を算出する乗算手段と、前記複数の乗算手段の出力の低周波成分をそれぞれ抽出する複数のローパスフィルタと、前記複数のローパスフィルタの出力の最大値を検出する最大値検出手段とを有する構成としても良い。係る構成によれば、前記読取目標トラックの再生信号と、前記ｎトラック前の再生信号及び前記ｎトラック後の再生信号との位相差をより正確に算出する。

また、前記ｎトラック前の再生信号を波形等価する第一のＦＩＲフィルタと、前記ｎトラック後の再生信号を波形等価する第二のＦＩＲフィルタとを有する構成としても良い。係る構成によれば、前記波形等価よりメインビームで読み込んだ周波数特性が、クロストーク成分の周波数特性へと変換されるため、位相差が算出されるため、高精度にクロストークキャンセルを行うことにより、高密度に記憶された光ディスクの情報を正確に再生することができる。

また、本発明の情報再生装置において、前記第一のＦＩＲフィルタと、前記第二のＦＩＲフィルタは入力信号に応じて波形等価係数を変化させる適応フィルタであり、前記第一のＦＩＲフィルタにより波形等価された前記ｎトラック前の再生信号が、前記第一の位相差算出手段に入力され、前記第二のＦＩＲフィルタにより波形等価された前記ｎトラック後の再生信号が、前記第二の位相差算出手段に入力される構成とすることができる。係る構成によれば、より正確な位相差を算出することができる。

本発明の情報再生装置は、前記第一の位相差算出手段に、前記第一のＦＩＲフィルタの有する波形等価係数が入力され、前記第二の位相差算出手段に、前記第二のＦＩＲフィルタの有する波形等価係数が入力される構成としても良い。係る構成によれば、前記波形等価係数より位相差が算出されるため、位相差算出手段を簡略化することができる。

また、本発明の情報再生装置は、前記第一の位相差算出手段は、前記第一のＦＩＲフィルタの中心のタップ位置と、前記第一のＦＩＲフィルタの有する波形等価係数が最大値となるタップ位置との差に基づき、前読取目標トラックの再生信号と前記読取目標トラックからｎトラック前の再生信号との位相差を算出し、前記第二の位相差算出手段は、前記第二のＦＩＲフィルタの中心のタップ位置と、前記第二のＦＩＲフィルタの有する波形等価係数が最大値となるタップ位置との差に基づき、前読取目標トラックの再生信号と前記読取目標トラックからｎトラック後の再生信号との位相差を算出する構成としても良い。係る構成によれば、位相差算出手段を簡略化しつつ正確な位相差を算出することができる。

また、本発明の情報再生装置は、前記クロストークキャンセル手段の出力信号から、前記読取目標トラックの再生信号を再生させる同期クロック生成手段を有する構成としても良い。係る構成によれば、安定した情報の再生が可能となる。

また、本発明の情報再生装置は、媒体に情報を記録する情報記録手段と、情報再生時に前記読取手段により読み取られた少なくとも２トラック分以上の長さの再生信号を記憶し、情報記録時にバッファアンダーラン防止用に記録データを格納する情報記憶手段を有する構成としても良い。係る構成によれば、記録再生装置においてメモリ容量を増やさずに高精度にクロストークキャンセルを行うことが可能となり、高密度に記憶された光ディスクの情報を正確に再生することができる。

本発明の情報再生方法は、読取目標トラックからＲＦ信号の再生信号を読み取る読取手段と、前記読取手段により読み取られた少なくとも２トラック分以上の長さの再生信号を記憶する記憶手段とを有する情報再生装置における情報再生方法において、前記記憶手段に記憶された、前記読取目標トラックの再生信号と前記読取目標トラックからｎ（ｎは整数）トラック前の再生信号との位相差を、前記読取目標トラックの再生信号と前記読取目標トラックからｎ（ｎは整数）トラック前の再生信号との相互相関関数に基づき算出する第一の位相差算出手順と、前記記憶手段に記憶された、前記読取目標トラックの再生信号と前記読取目標トラックからｎトラック後の再生信号との位相差を、前記読取目標トラックの再生信号と前記読取目標トラックからｎトラック後の再生信号との相互相関関数に基づき算出する第二の位相差算出手順と、前記第一の位相差算出手順の出力に基づき、前記読取目標トラックの再生信号と前記ｎトラック前の再生信号との位相差を整合する第一の位相整合手順と、前記第二の位相差算出手順の出力に基づき、前記読取目標トラックの再生信号と前記ｎトラック後の再生信号との位相差を整合する第二の位相整合手順と、前記読取目標トラックの再生信号より、前記ｎトラック前の再生信号と前記ｎトラック後の再生信号とを減算するクロストークキャンセル手順とを有する方法とすることができる。係る方法によれば、高精度にクロストークキャンセルを行うことにより、高密度に記録された光ディスクの情報を正確に再生することができる。

本発明によれば、高精度にクロストークキャンセルを行うことにより、高密度に記録された光ディスクの情報を正確に再生する情報再生装置及び情報再生方法を提供する。

本発明は、クロストークキャンセル処理前に、読取目標トラックの再生信号と、ｎトラック前の再生信号及びｎトラック後の再生信号との位相差をそれぞれ算出し、この算出された位相差に基づいてそれぞれの位相整合を行う。そして位相整合された後、読取目標トラックの再生信号から、ｎトラック前の再生信号とｎトラック後の再生信号とを減算するクロストークキャンセル処理を行う。
（第一の実施形態）
以下に図面を参照して本発明の第一の実施形態について説明する。図１は、本発明の第一の実施形態における情報再生装置２０の概略構成図の例である。

情報再生装置２０は、情報が記録された媒体である光ディスク１５を再生し、この再生された情報を、例えば情報再生装置２０に適切な方法で接続された上位装置９０へ伝達する。

情報再生装置２０は、スピンドルモータ２１、シークモータ２２、光ピックアップ装置２３、レーザ制御回路２４、駆動制御回路２６、再生信号処理回路２８を備える。また情報再生装置２０は、バッファメモリ３４、バッファマネージャ３７、上位装置９０とのインターフェイス３８、フラッシュメモリ３９、ＣＰＵ４０、ＲＡＭ４１を備える。

スピンドルモータ２１は、光ディスク１５を回転駆動させる。シークモータ２２は、光ピックアップ装置２３を光ディスク１５の半径方向に駆動させる。光ピックアップ装置２３は、データの記録や再生を行なうためのレーザ光源および受光部であり、光ディスク１５に記録された情報を読み取る。レーザ制御回路２４は、光ピックアップ装置２３のレーザ光源を制御する。

駆動制御回路２６は、スピンドルモータ２１、シークモータ２２、光ピックアップ装置２３の駆動を制御する回路であり、スピンドルモータ２１の駆動を制御するスピンドルモータ制御回路２６ａ、シークモータ２２の駆動を制御するシークモータ制御回路２６ｂ、光ピックアップ装置２３の駆動を制御するＰＵ（Pick-Up）制御回路２６ｃとを備える。

再生信号処理回路２８は、Ｉ／Ｖアンプ（電流／電圧変換回路）２８ａ、サーボ信号生成回路２８ｂ、ＲＦ信号生成回路２８ｃ、ウォブル信号生成回路２８ｄ、デコーダ２８ｅとを備える。光ピックアップ装置２３により、光ディスク１５から読み取られた再生信号は、Ｉ／Ｖアンプ２８ａを介してサーボ信号生成回路２８ｂ、ＲＦ信号生成回路２８ｃ、ウォブル信号生成回路２８ｄにそれぞれ入力される。

サーボ信号生成回路２８ｂでは、この入力された信号に基づきサーボ信号を生成して出力する。ＲＦ信号生成回路２８ｃは、データに相当するＲＦ信号を再生する。ウォブル信号生成回路２８ｄは、光ディスク１５の回転制御に使用するウォブル信号を生成する。ＲＦ信号生成回路２８ｃの出力信号とウォブル信号生成回路２８ｄの出力信号は、デコーダ２８ｅに入力される。デコーダ２８ｅについての詳細は後述する。尚、図１に示す矢印は、代表的な信号や情報の流れを示すものであり、各構成要素間の接続関係の全てを表すものではない。

以下に情報再生装置２０において情報を再生する際の動作について説明する。

情報再生装置２０は、光ディスク１５が情報再生装置２０にセットされ、ＣＰＵ４０がインターフェイス３８を介して上位装置９０からの情報の再生要求を受けると情報の再生処理を開始する。情報再生装置２０において再生要求を受けると、ＣＰＵ４０は、再生速度に基づきスピンドルモータ２１の回転を制御する制御信号をスピンドルモータ制御回路２６ｂへ出力する。スピンドルモータ制御回路２６ｂは、これに基づきスピンドルモータ２１を駆動させ、光ディスク１５を回転させる。

光ディスク１５の回転が所定の線速度に達すると、光ピックアップ装置２３において、レーザ制御回路２４によりレーザが再生発光される。そして光ピックアップ装置２３は、光ディスク１５の再生層に対してフォーカス制御及びトラック制御を行う。このときサーボ信号生成回路２８ｂは、光ピックアップ装置２３からの出力信号に基づきトラックエラー信号及びフォーカスエラー信号を検出し、駆動制御回路２６へ出力する。駆動制御回路２６において、ＰＵ制御回路２６ｃは、トラックエラー信号及びフォーカスエラー信号に基づき光ピックアップ装置２３のトラッキングアクチュエータ及びフォーカシングアクチュエータを駆動させ、光ピックアップ装置２３の制御を行う。

情報再生装置２０において情報再生処理が開始されると、ＣＰＵ４０は、スピンドルモータ２１の回転数データをスピンドルモータ制御回路２６ａへ送信する。またＣＰＵ４０は、光ピックアップ装置２３による情報の読み出し開始位置を示す信号をシークモータ制御回路２６ｂへ送信する。スピンドルモータ制御回路２６ａは、この回転数データに基づきスピンドルモータ２１を制御し、これにより光ディスク１５の回転が制御される。シークモータ制御回路２６ｂは、読み出し開始位置を示す信号に基づきシークモータ２２を制御し、これにより光ピックアップ装置２３が所定の情報読み出し開始地点に位置するように制御される。

さらにＣＰＵ４０では、光ディスク１５から取得され、再生信号処理回路２８を通ったアドレス情報に基づき光ピックアップ装置２３が所定の読み出し開始地点に位置していることを判断すると、光ピックアップ装置２３により光ディスク１５のデータ領域に記録された情報を再生する。情報再生装置２０では、このデータがＩ／Ｖアンプ２８ａを介してＲＦ信号生成回路２８ｃに入力され、ＲＦ信号生成回路部２８ｃにより、データに相当するＲＦ信号として再生される。

再生されたＲＦ信号はデコーダ２８ｅに入力され、デコーダ２８ｅにより二値化されたディジタルデータに復調される。本発明は、このデコーダ２８ｅに関するものである。

以下に図面を参照してデコーダ２８ｅについて説明する。図２は、本実施形態のデコーダ２８ｅの内部構成の一例を示す図である。

デコーダ２８ｅは、ハイパスフィルタ（以下、ＨＰＦ）６０、等価回路６１、クロストークキャンセル回路６８、復号器６６とから構成されている。以下にデコーダ２８ｅにおける処理を説明する。

デコーダ２８ｅに入力されたＲＦ信号は、ＨＰＦ６０により低周波ノイズが除去され、等価回路６１により、光学系ＭＴＦ（Modulation Transfer Function）の低下により、成分が減衰した高域成分が強調され、符号間干渉が低減される。尚ここで、等価回路６１は、Ａ／Ｄ変換時のエイリアシングノイズが起こらないように高周波成分をカットするローパスフィルタ（以下、ＬＰＦ）の機能を備えていても良い。

等価回路６１により符号間干渉が低減された信号は、クロストークキャンセル回路６８へ入力される。この入力された信号は、クロストークキャンセル回路６８において隣接トラックからのクロストークを低減され、復号器６６によって二値化される。クロストークキャンセル回路６８における処理の詳細は後述する。尚、復号器６６は、例えばスライサやビタビ復号器などで構成されても良い。

ここで、図３を参照して隣接トラックからのクロストークについて説明する。隣接トラックからのクロストークは、光ディスクなどの情報記録媒体の再生時に発生する。図３は、隣接トラックからのクロストークについて説明する図である。尚、図３では、説明に必要となる部分のみトラックを拡大して示す。

情報再生装置２０では、レーザ光の光スポットである読み取りスポットを用いて光ディスク１５などの情報記録媒体のトラックに記録されている情報を読み出す。ここで、読み取りスポットにより情報を読み取るトラックを読取目標トラックと呼ぶ。このとき、図３に示すように、例えば読み取りスポットがトラック間隔（トラックピッチ）より大きい場合、読み取りスポットにより読み取られた読取目標トラックの再生信号に、一つ前のトラックや一つ後のトラックの再生信号が混入する。

この混入される信号が隣接トラックからのクロストークである。このクロストークは、読み取られた読取目標トラックの再生信号の信号品質を悪化させる。そこで本実施形態の情報再生装置２０では、クロストークを低減させるべくクロストークキャンセル処理を行う。

以下に図面を参照してクロストークキャンセル回路６８及びクロストークキャンセル処理について説明する。図４は、第一の実施形態の情報再生装置２０におけるクロストークキャンセル回路６８の内部構成を説明する図である。

本実施形態のクロストークキャンセル回路６８では、読取目標トラックの再生信号と、読取目標トラックの一つ前のトラックの再生信号との位相整合処理、読取目標トラックの再生信号と、読取目標トラックの一つ後のトラックの再生信号との位相整合処理を行うことにより、高精度のクロストークキャンセル処理を実現している。尚、位相整合処理の詳細は後述する。

尚ここで、読取目標トラックの一つ前のトラックを前トラック、読取目標トラックの一つ後ろのトラックを後トラックと呼ぶ。この３本のトラックから読み出された再生信号は、クロストークキャンセル回路６８の備えるメモリ９２に格納されている。このメモリ９２には過去に読み出された信号が記憶されており、それぞれのメモリ空間において適切なアドレスを指定することにより、上記３本のトラックぞれぞれの再生信号を得ることができる。メモリ９２については後述する。

さらに本実施形態のクロストークキャンセル回路６８では、前トラックの再生信号の周波数特性及び後トラックの再生信号の周波数特性を、読取目標トラックの再生信号の周波数特性へ変換する処理を行う。

情報再生装置２０では、読取目標トラックの再生信号が読み取りスポットの中心部で読み取られるのに対し、前トラック及び後トラックの再生信号は読み取りスポットの端部で読み取られる。よって、前トラック及び後トラックの再生信号は、読取目標トラックの再生信号を読み取るレーザ光の光軸からずれた位置で読み取られる。このため、読取目標トラックの再生信号の周波数特性と、前トラック及び後トラックの再生信号の周波数特性とは異なるものとなる。そこで本実施形態では、この周波数特性をどちらか一方の周波数特性にあわせるように、他方の周波数特性を変換している。

以下に、クロストークキャンセル回路６８の構成について説明する。

クロストークキャンセル回路６８は、Ａ／Ｄ変換器９１、メモリ９２、位相差算出回路９３ａ、９３ｂ、インターポレータ９４ａ、９４ｂ、９４ｃ、ＰＬＬ回路９５、等価回路９６ａ、９６ｂ、９６ｃ、減算器９７、位相整合回路９８ａ、９８ｂとにより構成されている。

クロストークキャンセル回路６８には、ＨＰＦ６０により低周波ノイズが除去され、等価回路６１により符号間干渉が低減されたＲＦ信号が入力される。このＲＦ信号は、Ａ／Ｄ変換器９１により二値化されたディジタル信号にサンプリングされる。尚、サンプリングの際のクロックは、光ディスク１５の回転と同期していない自走クロックであっても良い。ここでサンプリングされたデータは、メモリ９２の最初のアドレスに格納される。以下にメモリ９２について説明する。

メモリ９２は、例えばシフトレジスタから構成されており、格納されたデータは図中では矢印方向に１クロック毎にアドレスが一つインクリメントされる。尚、メモリ９２はシフトレジスタに限定されるものではなく、通常のメモリを用いても良い。この場合、１クロック毎に各読み出しアドレスの指定を１ずつインクリメントすれば良い。

ここでメモリ９２の容量は、少なくとも前トラック、読取目標トラック、後トラックの３本のトラックの再生信号を得ることが可能な容量でなければならない。よってメモリ９２は、図５に示すように、少なくとも光ディスク１５の２周期以上の容量でなければならない。図５は、メモリ９２の内容を示す模式図の例である。

メモリ９２に必要な容量について具体例を挙げて説明する。例えば光ディスク１５の最外周半径を５６．５ｍｍ、最短マーク長を０．１４９μｍ、最短マークを２Ｔとして、１クロック長を０．１４９／２＝０．０７４５μｍと仮定すると、１周に最大５６．５＊２π［ｍｍ］／０．０７４５［μｍ］＝４７６２６８４トラック／１周となる。よって、サンプリングを８ｂｉｔｓで行うとすると、メモリ９２に必要な容量は、４７６２６８４＊２＊８ｂｉｔｓとなり、約９．５Ｍｂｙｔｅｓとなる。

このメモリ９２には、例えばデコーダＬＳＩ（Large Scale Integration）の内部または外部に設けられたＲＡＭ（Random Access Memory）等が用いられる。このメモリ９２は、情報再生装置２０の再生動作時にのみ使用されるものであるから、記録時のバッファアンダーラン防止のためのバッファＲＡＭと兼用されることが好ましい。ここで、ディジタルデータとされて、メモリ９２に格納されるＲＦ信号の例を図６に示す。

次に、図７を参照してクロストークキャンセル回路６８における処理の概略について説明する。図７は、クロストークキャンセル回路６８の処理の概略を説明するフローチャートである。

クロストークキャンセル回路６８において、メモリ９２はＡ／Ｄ変換器９１から入力される、光ディスク１５の２トラック分以上の長さの再生信号を記憶する（Ｓ７１）。ここでメモリ９２には読取目標トラックの再生信号と、前トラックの再生信号と、後トラックの再生信号とが記録される。

次にクロストークキャンセル回路６８では、位相差算出回路９３ａにより読取目標トラックの再生信号と前トラックの再生信号との位相差Ａを算出する（Ｓ７２）。Ｓ７２での位相差算出の処理の詳細は後述する。またクロストークキャンセル回路６８では、Ｓ７２と同様に、位相差算出回路９３ｂにより読取目標トラックの再生信号と、後トラックの再生信号との位相差Ｂを算出する（Ｓ７３）。

次に、クロストークキャンセル回路６８では、位相整合回路９８aにより、位相差Ａに基づき読取目標トラックの再生信号と、前トラックの再生信号との位相差を整合する（Ｓ７４）。この位相整合処理についても詳細は後述する。クロストークキャンセル回路６８は、Ｓ７４と同様に、位相整合回路９８ｂにより、位相差Ｂに基づき読取目標トラックの再生信号と、後トラックの再生信号との位相差を整合する（Ｓ７５）。

次にクロストークキャンセル回路６８では、等価回路９６ａにより、読取目標トラックの再生信号の周波数特性を、前トラックの再生信号の周波数特性に合わせるように変換する（Ｓ７６）。次にクロストークキャンセル回路６８は、Ｓ７６と同様に等価回路９６ｃにより、読取目標トラックの再生信号の周波数特性を後トラックの再生信号の周波数特性に合わせるように変換する（Ｓ７７）。本実施形態のクロストークキャンセル回路６８では、このようにして、読取目標トラックの再生信号の位相と整合したクロストーク成分のレプリカを生成する。

次にクロストークキャンセル回路６８では、減算器９７により、読取目標トラックの再生信号から、後トラックから生成したクロストーク成分のレプリカを減算する（Ｓ７８）。さらに減算器９７により、読取目標トラックの再生信号から、前トラックから生成したクロストーク成分のレプリカを減算する（Ｓ７９）。

このように、本発明のクロストークキャンセル回路６８では読取目標トラックの再生信号の位相と整合した、クロストーク成分のレプリカを読取目標トラックの再生信号より減算するので、より高精度のクロストークキャンセル処理を行うことができる。

次に、クロストークキャンセル回路６８における処理について、前トラック、読取目標トラック、後トラックそれぞれの再生信号の信号経路に沿ってさらに詳細に説明する。

まず始めに、前トラックの再生信号の信号経路及びクロストークキャンセル回路６８の処理について説明する。

クロストークキャンセル回路６８において、メモリ９２のあるアドレスを指定して前トラックに相当する位置のデータ、即ち前トラックの再生信号を読み込む。読み込まれた再生信号はインターポレータ９４ａに入力される。そしてインターポレータ９４ａにおいて、この再生信号が１クロック以下の精度で再生クロックのタイミングに合わせて補間される。すなわち再生信号において、２つのサンプリング点間に、読取目標トラックの再生信号のクロックに同期し、且つこの再生信号の１クロック以下の間隔で補間データであるサンプル値が埋め込まれて補間される。

前トラックの再生信号は、インターポレータ９４ａを通った後、位相差算出回路９３ａに入力される。位相差算出回路９３ａでは、読取目標トラックの再生信号と、前トラックの再生信号との位相差が算出される。ここで、図７で説明したＳ７２における位相差算出処理について説明する。

図８は、位相差算出回路９３ａの回路構成の一例を示す図である。

位相差算出回路９３ａは、一定の遅延量を有する遅延器７０ａ〜７０ｅと、乗算器７１ａ〜７１ｆと、ＬＰＦ７７ａ〜７７ｆと、加減算器７３と、減算器７４とから構成されている。位相差算出回路９３ａは、入力１より入力されて遅延器７０ａ〜７０ｅを通った各信号と、入力２との積を乗算器７１ａ〜７１ｆにより算出する。以上の動作で入力１と入力２との相互相関を取ることができる。尚、本実施形態では、入力１に読取目標トラックの再生信号が入力され、入力２に前トラックの再生信号が入力されるものとした。その後、各信号はＬＰＦ７７ａ〜７７ｆを通り、加減算器７３により加減算を行う。

ここで、相互相関の演算式を（数１）に示す。

この数１において、ｘが入力１、ｙが入力２、Ｒが相互相関値である。光ディスク１５において、ディスク盤面上での位置を考えると、読取目標トラックの再生信号と隣接トラック（すなわち前トラック又は後トラック）の再生信号との位置（位相）がラジアル方向で整合している場合には、相互相関はｋ＝０の原点を中心として対称となる。よって、位相差算出回路９３ａの出力が０となるということは、入力１と入力２の位相が整合している、即ち再生信号の読み取り位置がラジアル方向に整合していることを示す。

ここで、位相差算出回路９３ａでは、入力１を遅延器７０ａ〜７０ｅに通しているため、実際には加減算器の出力が０の点ではこの遅延器７０ａ〜７０ｅで遅延された分位相が遅れた状態で入力１と入力２が同期してしまう。よって減算器７４では、この位相遅れを補償するため、遅延器７０ａ〜７０ｅによる遅延に相当する一定の定数Ｃを減ずる処理を行う。これにより、入力１と入力２の位相が整合した状態で、位相差算出回路９３ａの出力が０となるようにする。つまり、位相差算出回路９３ａの出力が入力１と入力２との位相差信号となる。

尚、位相差算出回路９３ａは、図８に示す構成以外にも、例えば図９に示すような構成であっても良い。図９は、位相差算出回路９３aの回路構成の別の例を示す図である。

図９に示す例では、図８に示す加減算器７３を最大値検出器７５へ置き換えたものである。ここでは、最大値検出器７５により、遅延器７０ａ〜７０ｅによる各遅延量に対応する各相互相関値の中から、最大値を取るｋの値が選択される。ここではｋを仮に０〜５として表現した。図９な示す例では、この選択されたｋの値か、定数Ｃを減じた値を位相差検出器９３ａの出力とする。

位相整合回路９８ａでは、位相差算出回路９３ａの出力に基づき位相整合を行う。以下に、図７で説明したＳ７４における位相整合処理について説明する。

位相整合回路９８ａでは、位相差算出回路９３ａにより算出された位相差の内、読取目標トラックの再生信号のクロック幅以下についてはインターポレータ９４ａを用いてこの位相差を整合させる。また、位相差算出回路９３ａにより算出された位相差の内、読取目標トラックの再生信号のクロック幅以上の成分については、位相整合回路９８ａはメモリ９２においてこの位相差を整合させるために適したアドレスを指定し、この指定されたアドレスから前トラックの再生信号を読み込む。

これによれば、読取目標トラックの再生信号と位相整合された前トラックの再生信号でクロストークキャンセルを行うことが可能となる。よって、特に再生信号がディスクラジアル方向に同期して記録されていない通常の光ディスクにおいても、位相整合された前トラックの再生信号でクロストークキャンセルを行うことが可能となり、高性能のクロストークキャンセル処理を行うことができる。また本実施形態では、位相差算出において相互相関を用いる原理上、クロストークが大きければ大きいほどＳＮ比が良い位相差情報を得ることができる。よって、光ディスクにおいてトラック間隔を狭くした場合においても高性能なクロストークキャンセル処理を行うことが可能となり、光ディスクの高密度化に有利となる。

尚、位相差算出回路９３ａ内の遅延器、乗算器及びＬＰＦの数は、図８及び図９に示した数に限定されるものではなく、同様の構成において少なくとも遅延器が１つ、乗算器、ＬＰＦがそれぞれ２つあれば良い。しかしながら、遅延器、乗算器及びＬＰＦの数は多いほど相互相関を用いた位相差算出の精度が向上するため、より確実に信号を再生することができる。

後トラックの再生信号の信号経路及びクロストークキャンセル回路６８の処理については、前トラックの場合と同様であるので説明を省略する。尚、後トラックのクロストークキャンセル処理は、インターポレータ９４ｃ、位相差算出回路９３ｂ、位相整合回路９８ｂにより行われる。

位相整合回路９８ａにより位相整合された再生信号は、等価回路９６ａにおいて読取目標トラックの再生信号の周波数特性を、前トラックの再生信号の周波数特性に変換する。以下に図７で説明したＳ７４における周波数特性変換の処理について説明する。

本実施形態らにおける等価回路９６ａは、例えばＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタを用いる。ＦＩＲフィルタとは、データを遅延線に入力し、タップから出力を引き出し、それらの出力に係数を掛けて加算することにより所望の周波数特性を得るフィルタである。このＦＩＲフィルタは、係数やタップの段数を変更することで所望のフィルタ特性を得る。本実施形態においては、例えばこの係数（波形等価係数）を予め与えられた固定の値とし、この係数により周波数特性の変換を行うものとした。尚、等価回路９６ｃも同様に、ＦＩＲフィルタにより構成されても良い。また、等価回路９６ａはもちろん波形等価係数が可変である適応フィルタであっても良い。

次に、読取目標トラックの再生信号の信号経路及びクロストークキャンセル回路６８の処理について説明する。

メモリ９２の適当なアドレスより読取目標トラックの再生信号に相当する位置に格納されたデータ、即ち読取目標トラックの再生信号を読み込む。読み込まれた再生信号は、インターポレータ９４ｂに入力され、再生クロックの位相に合わせてサンプル点間のデータが補完され、１クロック以下の精度で位相調整された後、等価回路９６ｂに入力される。

ＰＬＬ回路９５では、インターポレータ９４ｂから出力される再生信号のクロックと、ＰＬＬ回路９５により生成された再生クロックとの位相比較を行う。ＰＬＬ回路９５では、この位相差を示す誤差信号に基づきインターポレータ９４ｂ又はメモリ９２へのアドレス指定を調整し、読取目標トラックの再生信号の再生を行う。また、ＰＬＬ回路９５は読み込み位置を次に進めるため、メモリへの指定アドレスを１クロックにつき１アドレス分インクリメントする。なお、実際には光ディスク１５の回転ジッタが存在するが、前述のＰＬＬ回路９５による位相比較と、それに基づくインターポレータ９４ｂによる１クロック以下の位相調整とメモリ９２へのアドレス調整により除去される。尚ここでＰＬＬ回路９５は、スライサなどを用いたものであっても良い。

その後、読取目標トラックの再生信号は、等価回路９６ｂにより復号器６６に適した周波数特性、例えば復号器６６がビタビ復号器である場合にはＰＲ（Partial Response）特性（例えばＰＲ（１，２，２，２，１））に波形等価を行う。その後、クロストーク信号を減算してクロストークキャンセル処理が完了する。

本実施形態によれば、隣接トラックの信号を読み出す際に、再生信号はＬＤのパワーを１００％使用した光スポットで読み出されるため、３ビーム方式の情報再生装置と比較してノイズが少なく高精度なクロストークキャンセル処理が可能となる。

ここで、図１０にクロストークキャンセル回路６８の変形例を示す。図１０に示す例では、減算器９７の出力がＰＬＬ回路９５の入力となっている。よって、クロストークキャンセル処理後のＳ／Ｎ比の良い信号で読取目標トラックの再生信号の再生を行うことが可能となり、安定した情報の再生を行うことができる。

また、図１１にはクロストークキャンセル回路６８の別の変形例を示す。図１１に示す例では、図１０に示す例に加えて、さらに等価回路９６ａ、９６ｃにより波形等価された後の信号が位相差算出回路９３ａ、９３ｂの入力となっている。よって、等価回路９６ａ、９６ｃによりクロストーク成分の周波数特性に合わせた再生信号を用いて位相差を算出するため、相互相関による位相差算出の精度を向上させることができる。

また本実施形態によれば、３トラックだけでなく、例えば５トラックや７トラックにおけるクロストークキャンセル処理においても、トラック数分の位相差算出回路、位相整合回路、インターポレータ、等価回路を準備することで光学系を変更することなく処理を行うことができる。この場合には、クロストークキャンセル回路の回路規模は大きくなるものの、より高精度のクロストークキャンセル処理を行うことが可能となる。

また、光学系により３ビームを生成してクロストークキャンセル処理を行う場合には、収差の影響などにより５ビーム以上では外側スポットの品質を満足することが困難である。これに対し本実施形態では、５ビーム即ち５トラックでのクロストークキャンセル処理も行うことができるので、この点においても本実施形態は優位である。

さらに、本実施形態は３ビームを用いたトラックエラー信号を得るための差動プッシュプル法と組み合わせても良い。この場合、情報再生装置２０は、クロストークキャンセル処理には読取目標トラックに対応した１ビームを使用し、トラッキングには３ビームを使用しても良い。

また、情報再生装置では、ラジアルチルトを始めとする光学収差がある場合には、隣接トラックのクロストークが増大し信号品質の劣化を招く。これに対し本実施形態によれば、位相整合、波形等価によりこの光学収差の影響も低減することが可能である。このため情報再生装置におけるドライブマージンを向上させることができる。よって、情報記録媒体の大容量化だけでなく、現行の情報記録媒体の規格においても信頼性の高い再生処理を行うことができる。

ここで、本実施形態において光ディスクを用いて説明を行ったが、これ以外にも例えばＨＤＤ（ハードディスクドライブ）等の円形の情報記録媒体や、図１２に示すようなカード型の情報記録媒体においても本実施形態を適用することができる。図１２は、カード型の情報記録媒体を示す図の例である。

さらにここで、図１３に第一の実施形態による効果を示す。図１３には、波長４０５ｎｍのレーザで対物レンズＮＡ０．６５、最短マーク長２００ｎｍのディスクに対し、各トラックピッチに対するクロストークキャンセル処理を行わない場合、特許文献１記載のクロストークキャンセル処理を行った場合、本実施形態のクロストークキャンセル処理を行った場合のそれぞれのジッタ値が示されている。尚ここで、特許文献１記載のクロストークキャンセル処理に関するジッタ値ついては、読取目標トラックを読み取る主ビームの光量の１／１０をサブビームの光量とした。

図１３によれば、特許文献１記載のクロストークキャンセル処理に対し、本実施形態のクロストークキャンセル処理ではジッタ値が低減されていることがわかる。ここでクロストークキャンセル処理を行わない場合のトラックピッチ０．４０μｍでのジッタ値を基準とすると、特許文献１記載のクロストークキャンセル処理ではトラックピッチ０．３２μｍであるのに対し、本実施形態のクロストークキャンセル処理ではトラックピッチ０．２９となり、１０％の容量増大効果がある。また本実施形態は、特別なＰＤが必要となる特許文献１記載の発明と比較すると、安価に実現することができる。

また本実施形態によれば、情報記録媒体のトラック方向の密度を高くすることが可能となる。さらにトラック線方向の密度についても、読み取りスポット径以下の情報を読み取る超解像再生技術を用いることで、密度を向上させることができる。よって、本実施形態によれば情報記録媒体の大幅な大容量化を実現することができる。

（第二の実施形態）
以下に図面を参照して本発明の第二の実施形態について説明する。第二の実施形態は、第一の実施形態と比較して、デコーダ２８ｅＡが第一の実施形態と異なる部分である。よって第二の実施形態では、第一の実施形態と異なる点のみを説明し、第一の実施形態と同様の機能構成を有するものには、第一の実施形態における説明で使用した符号と同様の符号を付与し、説明を省略する。

本実施形態では、読取目標トラックの再生信号と、前トラックの再生信号及び後トラックの再生信号との位相差を、等価回路９６ａ、９６ｃの波形等価係数から取得する。以下に本実施形態のデコーダ２８ｅＡについて図１４、図１５を参照して説明する。

図１４は、第二の実施形態のデコーダ２８ｅＡの内部構成を示す図の例である。図１５は、第二の実施形態の情報再生装置２０Ａにおけるクロストークキャンセル回路６８Ａの内部構成を説明する図である。

本実施形態のデコーダ２８ｅＡは、ＨＰＦ６０、等価回路６１、クロストークキャンセル回路６８、復号器６６、符号間干渉作成器６３、減算器６４とから構成されており、符号間干渉作成器６３と、減算器６４とにより波形等価係数を算出するための誤差信号を得る。

符号間干渉作成器６３には、復号器６６の出力である二値化された信号が入力される。符号間干渉作成器６３では、二値化された信号より、ＰＲ（Partial Response）特性に合わせた理想的な読み込み波形を作成して出力する。ここで得られた読み込み波形は減算器６４へ入力される。

減算器６４では、この理想的な読み込み波形と、クロストークキャンセル回路６８から出力されたクロストークキャンセル処理後の信号とが比較されて減算され、両者の誤差信号が出力される。この誤差信号は、クロストークキャンセル回路６８Ａの等価回路９６ａと、等価回路９６ｃに入力される。等価回路９６ａ、９６ｃでは、この誤差信号を用いて、最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムや帰納的最小二乗（ＲＬＳ）アルゴリズムなどの適応等価アルゴリズムにより波形等価係数が算出される。

クロストークキャンセル回路６８Ａにおいて、図１５に示すように、等価回路９６ａ、９６ｃで算出された波形等価係数は、位相差算出回路９３ａ、９３ｂへそれぞれ入力される。位相差算出回路９３ａ、９３ｂでは、この誤差信号を用いて位相差を算出する。

本実施形態において、波形等価係数を算出する際に用いられる適応等価アルゴリズムは、波形等価係数を各係数に応じて遅延した目標信号と誤差信号の相関値として最適化するものである。よって、波形等価係数は、目標信号と誤差信号の相互相関を示す。ここで、本実施形態の誤差信号は、読取目標トラックの再生信号に対する誤差信号であるため、等価回路９６ａと等価回路９６ｃで算出される波形等価係数には読取目標トラックの再生信号と、隣接トラックの再生信号との相互相関情報が含まれる。

そのため本実施形態では、ここで得られる波形等価係数より、読取目標トラックの再生信号と、読取目標トラックに隣接する前トラック及び後トラックの再生信号とのそれぞれの位相差情報を得ることができる。

係る構成によれば、本実施形態では、第一の実施形態で説明したように位相差算出回路９３ａ、９３ｂにおいて相互相関を検出する必要がなくなり、そのための回路が不要となる。よって回路を簡略化することができる。

ここで、波形等価係数から位相差情報を得る方法について説明する。

波形等価係数から位相差情報を得る方法として、最大値の波形等価係数タップ中心からのずれを位相差信号として出力する方法がある。係る方法では、例えば波形等価係数の最大値を取るタップ位置をＴｍａｘ、中心のタップ位置であるＴｍ＝タップ数／２としたとき、Ｔｍａｘ−Ｔｍを位相差信号として出力する。

本実施形態では、この方法を位相差算出に適応しても良い。その場合、位相差算出回路９３ａ、９３ｂは、等価回路９６ａ、９６ｃからそれぞれ受け取った波形等価係数の最大値のタップ中心からのずれを位相差信号として出力する。

ここで、図１６に波形等価係数の例を示す。図１６に示す例では、１９タップのＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタとした。この場合中心は１０タップ目となるため、位相差算出回路９３ａ、９３ｂは、若干プラス方向へずれた位相差信号を出力する。この位相差信号を受けた位相整合回路９８ａ、９８ｂは、インターポレータ９４ａ、９４ｃとメモリ９２からの信号の読み出しアドレスを調整し、波形等価係数の最大値がタップ中心にくるように位相調整を行う。

本実施形態では、以上の動作により読取目標トラック、前トラック及び後トラックからの再生信号の位相整合が行われる。よって、高精度のクロストークキャンセル処理を行うことが可能となる。

以上、各実施形態に基づき本発明の説明を行ってきたが、上記実施形態にあげた形状、その他の要素との組み合わせなど、ここで示した要件に本発明が限定されるものではない。これらの点に関しては、本発明の主旨をそこなわない範囲で変更することが可能であり、その応用形態に応じて適切に定めることができる。

本発明は、情報再生装置及び情報再生方法に応用可能である。

本発明の第一の実施形態における情報再生装置２０の概略構成図である。 本実施形態のデコーダ２８ｅの内部構成の一例を示す図である。 隣接トラックからのクロストークについて説明する図である。 第一の実施形態の情報再生装置２０におけるクロストークキャンセル回路６８の内部構成を説明する図である。 メモリ９２の内容を示す模式図である。 メモリ９２に格納されるＲＦ信号の例を示す図である。 クロストークキャンセル回路６８の処理を概略を説明するフローチャートである。 位相差算出回路９３ａの回路構成の一例を示す図である。 位相差算出回路９３aの回路構成の別の例を示す図である。 クロストークキャンセル回路６８の変形例を示す図である。 クロストークキャンセル回路６８の別の変形例を示す図である。 カード型の情報記録媒体を示す図である。 第一の実施形態による効果を示す図である。 第二の実施形態のデコーダ２８ｅＡの内部構成を示す図の例である。 第二の実施形態の情報再生装置２０Ａにおけるクロストークキャンセル回路６８Ａの内部構成を説明する図である。 波形等価係数の例を示す図である。

符号の説明

１５ 光ディスク
２０ 情報再生装置
２３ 光ピックアップ装置
２６ 駆動制御回路
２８ 再生信号処理回路
２８ｅ、２８ｅＡ デコーダ
６８、６８Ａ クロストークキャンセル回路
９１ Ａ／Ｄ変換器
９２ メモリ
９３ａ、９３ｂ 位相差算出回路
９４ａ、９４ｂ、９４ｃ インターポレータ
９５ ＰＬＬ回路
９６ａ、９６ｂ、９６ｃ 等価回路
９７ 減算器
９８ａ、９８ｂ 位相整合回路

Claims (10)

1. 読取目標トラックからＲＦ信号の再生信号を読み取る読取手段と、前記読取手段により読み取られた少なくとも２トラック分以上の長さの再生信号を記憶する記憶手段とを有する情報再生装置において、
   前記記憶手段に記憶された、前記読取目標トラックの再生信号と前記読取目標トラックからｎ（ｎは整数）トラック前の再生信号との位相差を、前記読取目標トラックの再生信号と前記読取目標トラックからｎ（ｎは整数）トラック前の再生信号との相互相関関数を用いて算出する第一の位相差算出手段と、
   前記記憶手段に記憶された、前記読取目標トラックの再生信号と前記読取目標トラックからｎトラック後の再生信号との位相差を、前記読取目標トラックの再生信号と前記読取目標トラックからｎトラック後の再生信号との相互相関関数に基づき算出する第二の位相差算出手段と、
   前記第一の位相差算出手段の出力に基づき、前記読取目標トラックの再生信号と前記ｎトラック前の再生信号との位相整合を行う第一の位相整合手段と、
   前記第二の位相差算出手段の出力に基づき、前記読取目標トラックの再生信号と前記ｎトラック後の再生信号との位相整合を行う第二の位相整合手段と、
   前記読取目標トラックの再生信号より、前記ｎトラック前の再生信号と前記ｎトラック後の再生信号とを減算するクロストークキャンセル手段とを有することを特徴とする情報再生装置。
2. 前記第一及び第二の位相差算出手段は、それぞれに第一の入力信号と第二の入力信号とが入力され、
   前記第一の入力信号を所定時間遅延させる一以上の遅延手段と、
   前記第一の入力信号と、前記第二の入力信号との積を算出する乗算手段と、
   前記遅延手段からの出力と、前記第二の入力信号との積を算出する乗算手段と、
   前記複数の乗算手段の出力の低周波成分をそれぞれ抽出する複数のローパスフィルタと、
   前記複数のローパスフィルタの出力を加減算する加減算手段とを有することを特徴とする請求項１記載の情報再生装置。
3. 前記第一及び第二の位相差算出手段には、それぞれ第一の入力信号と第二の入力信号が入力され、
   前記第一の入力信号を所定時間遅延させる一以上の遅延手段と、
   前記第一の入力信号と、前記第二の入力信号との積を算出する乗算手段と、
   前記遅延手段からの出力と、前記第二の入力信号との積を算出する乗算手段と、
   前記複数の乗算手段の出力の低周波成分をそれぞれ抽出する複数のローパスフィルタと、
   前記複数のローパスフィルタの出力の最大値を検出する最大値検出手段とを有することを特徴とする請求項１記載の情報再生装置。
4. 前記ｎトラック前の再生信号を波形等価する第一のＦＩＲフィルタと、
   前記ｎトラック後の再生信号を波形等価する第二のＦＩＲフィルタとを有することを特徴とする請求項１ないし３のいずれか一項に記載の情報再生装置。
5. 前記第一のＦＩＲフィルタにより波形等価された前記ｎトラック前の再生信号が、前記第一の位相差算出手段に入力され、
   前記第二のＦＩＲフィルタにより波形等価された前記ｎトラック後の再生信号が、前記第二の位相差算出手段に入力されることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか一項に記載の情報再生装置。
6. 前記第一のＦＩＲフィルタと、前記第二のＦＩＲフィルタは入力信号に応じて波形等価係数を変化させる適応フィルタであり、前記第一の位相差算出手段に、前記第一のＦＩＲフィルタの有する波形等価係数が入力され、
   前記第二の位相差算出手段に、前記第二のＦＩＲフィルタの有する波形等価係数が入力されることを特徴とする請求項４に記載の情報再生装置。
7. 前記第一の位相差算出手段は、前記第一のＦＩＲフィルタの中心のタップ位置と、前記第一のＦＩＲフィルタの有する波形等価係数が最大値となるタップ位置との差に基づき、前読取目標トラックの再生信号と前記読取目標トラックからｎトラック前の再生信号との位相差を算出し、
   前記第二の位相差算出手段は、前記第二のＦＩＲフィルタの中心のタップ位置と、前記第二のＦＩＲフィルタの有する波形等価係数が最大値となるタップ位置との差に基づき、前読取目標トラックの再生信号と前記読取目標トラックからｎトラック後の再生信号との位相差を算出することを特徴とする請求項６記載の情報再生装置。
8. 前記クロストークキャンセル手段の出力信号から、前記読取目標トラックの再生信号を再生させる同期クロック生成手段を有することを特徴とする請求項１ないし７のいずれか一項に記載の情報再生装置。
9. 媒体に情報を記録する情報記録手段と、情報再生時に前記読取手段により読み取られた少なくとも２トラック分以上の長さの再生信号を記憶し、情報記録時にバッファアンダーラン防止用に記録データを格納する情報記憶手段を有することを特徴とする請求項１ないし８のいずれか一項に記載の情報再生装置。
10. 読取目標トラックからＲＦ信号の再生信号を読み取る読取手段と、前記読取手段により読み取られた少なくとも２トラック分以上の長さの再生信号を記憶する記憶手段とを有する情報再生装置における情報再生方法において、
    前記記憶手段に記憶された、前記読取目標トラックの再生信号と前記読取目標トラックからｎ（ｎは整数）トラック前の再生信号との位相差を、前記読取目標トラックの再生信号と前記読取目標トラックからｎ（ｎは整数）トラック前の再生信号との相互相関関数に基づき算出する第一の位相差算出手順と、
    前記記憶手段に記憶された、前記読取目標トラックの再生信号と前記読取目標トラックからｎトラック後の再生信号との位相差を、前記読取目標トラックの再生信号と前記読取目標トラックからｎトラック後の再生信号との相互相関関数に基づき算出する第二の位相差算出手順と、
    前記第一の位相差算出手順の出力に基づき、前記読取目標トラックの再生信号と前記ｎトラック前の再生信号との位相差を整合する第一の位相整合手順と、
    前記第二の位相差算出手順の出力に基づき、前記読取目標トラックの再生信号と前記ｎトラック後の再生信号との位相差を整合する第二の位相整合手順と、
    前記読取目標トラックの再生信号より、前記ｎトラック前の再生信号と前記ｎトラック後の再生信号とを減算するクロストークキャンセル手順とを有することを特徴とする情報再生方法。

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