JP2006013753A - 無線通信システムおよび半導体集積回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 送信出力電力に対する検出出力の直線性が良好で、しかも温度依存性を持たない検出出力を得ることができる送信電力検波回路およびそれを用いた無線通信システムを提供する。
【解決手段】 複数のアンプ（ＡＭＰ１〜ＡＭＰ４）をシリーズに接続してなり各段のアンプの入力トランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）のエミッタから整流出力を取り出して合成することで検波出力を得る整流検波部（１１１）と、該整流検波部を構成する上記アンプと類似の構成を有するダミーアンプ及び該ダミーアンプの出力を所定の比率で変化させる係数回路からなる温度特性補償用の電圧を発生する補償電圧生成回路（１１２）と、前記整流検波部の出力電圧から前記補償電圧生成回路で生成された補償電圧を減算することで温度依存性のない検波出力を得る加減算回路（１１２）と、により送信出力電力の検波回路を構成するようにした。
【選択図】 図１

Description

本発明は、携帯電話機等の無線通信システムに使用され送信出力の電力を検出する検波回路に適用して有効な技術に関し、特に規定された最大送信電力を超えないように出力電力制御を行なう無線通信システムにおける出力電力検波回路に利用して有効な技術に関する。

一般に、携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）における送信側出力部には、変調後の送信信号を増幅する高周波電力増幅回路が設けられている。無線通信装置においては、ベースバンド回路もしくはマイクロプロセッサ等の制御回路からの制御信号によって所望の送信電力となるように制御が行なわれる。

かかる送信電力制御は、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）系の無線通信装置では、高周波電力増幅回路の出力電力を検出してベースバンド回路等の制御回路からの出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力検出回路からの検出出力とを比較して高周波電力増幅回路のゲインを制御する制御信号を生成するＡＰＣ回路を設けて高周波電力増幅回路に帰還をかけることで行なわれている（例えば、特許文献１参照）。

これに対し、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）系の無線通信装置では、高周波電力増幅回路の出力電力を検出して最大送信電力を超えないようにベースバンド回路等の制御回路が制限信号を出力して送信電力を制御するリミッタ制御が行なわれる。なお、従来のＣＤＭＡ系の無線通信装置では、一般に、高周波電力増幅回路のゲインを一定にして、該高周波電力増幅回路の入力信号を生成する変調&アップコンバート用の送信回路（ＲＦ−ＩＣ）内の可変利得アンプのゲインを制御して送信電力を制御することが多い。かかるＣＤＭＡ系の無線通信装置においても、上記リミッタ制御を行なうために、送信出力の電力を検出する検波回路が必要とされる。
特開２０００−１５１３１０号公報

ＣＤＭＡ系の無線通信装置において、送信出力が最大送信電力を超えないようにするリミッタ制御を正確に行なうには、送信電力検波回路の検出出力の送信電力に対する直線性が良好であるとともに、検波回路の出力が温度依存性を持たないことが重要である。

本発明者らは、検出出力の直線性の良い送信電力検波回路として、図１２に示されているような構成のアンプを多段に接続した図１３のような構成を有する検波回路について検討を行なった。図１２に示すアンプ１段だけでは直線性の良い範囲は狭いが、図１３のようなアンプを多段に接続した構成を有する検波回路では直線性の良い範囲が広くなるという利点がある。

一方、図１２のような構成のアンプは、基準となる電流Ｉrefを流す定電流源に所定の温度特性を与えることで検波回路の出力が温度依存性を持たないようにすることができる。ところが、図１２に示すアンプを用いた図１３のような検波回路において、出力の直線性をさらに向上させるには、各段のアンプごとにコレクタ抵抗の抵抗値を異ならせるのが有効であるが、コレクタ抵抗の抵抗値を変えるとアンプの温度特性も各段毎に異なることになるので、各段のアンプごとに定電流源の持つ温度特性を変える必要がある。

そのため、図１３のような検波回路は、定電流源に与える温度特性の設計が面倒であり、各段のアンプの定電流源に持たせる温度特性が同じでよければ各段のアンプの定電流源を共通化してカレントミラー回路で各段のアンプに動作電流を流すことができるが、各段のアンプごとに定電流源の持つ温度特性を変えるようにすると、設計負担が大きいとともに各段のアンプごとに定電流源が必要になるため検波回路全体としての消費電流が増加してしまうという課題があることが明らかになった。

本発明の目的は、送信出力電力に対する検出出力の直線性が良好で、しかも温度依存性を持たない検出出力を得ることができる送信電力検波回路およびそれを用いた無線通信システムを提供することにある。

本発明の他の目的は、所望の特性を有し、消費電流も少ない送信電力検波回路およびそれを用いた無線通信システムを提供することにある。

本発明の他の目的は、送信出力が最大送信電力を超えないようにするリミッタ制御を正確に行なうことができる無線通信システムおよびリミッタ制御を行なう無線通信システムに好適な送信電力検波回路を提供することにある。

この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、バイポーラ・トランジスタからなる複数のアンプをシリーズに接続してなり各段のアンプの入力トランジスタのエミッタから整流出力を取り出して合成することで検波出力を得る整流検波部と、該整流検波部を構成する上記アンプと類似の構成を有するダミーアンプ及び該ダミーアンプの出力を所定の比率で変化させる係数回路からなり温度特性補償用の電圧を発生する補償電圧生成回路と、前記整流検波部の出力電圧から前記補償電圧生成回路で生成された補償電圧を減算することで温度依存性のない検波出力を得る減算回路と、により送信出力電力の検波回路を構成するようにしたものである。

上記した手段によれば、整流検波部を構成するアンプの特性が温度変動で変化するとダミーアンプの特性が同じように変化するため、整流検波部の出力電圧からダミーアンプを有する補償電圧生成回路で生成された補償電圧を減算することで、温度依存性の少ない検波出力を得ることができる。

また、整流検波部を構成するアンプと類似の構成を有するダミーアンプの出力に基づいて温度特性補償用の電圧を発生し、整流検波部の出力電圧を補償するようにしているため、複雑かつ大規模な回路を設けることなく容易に補償を行なうことができ、温度補償のための設計負担を減らすことができる。さらに、補償電圧生成回路に係数回路を設けているため、整流検波部のアンプの数と補償電圧生成回路のアンプの数との差による温度特性のずれを係数回路の係数を調整することで簡単に補正することができる。

ここで、望ましくは、上記整流検波部を構成する複数のアンプとダミーアンプに対して共通の定電流源を設け、該定電流源からの定電流を流すトランジスタと各アンプの電流用トランジスタとをカレントミラー接続して各アンプに動作電流を流すように構成する。これにより、各アンプ毎に定電流源を設ける必要がなくなり、定電流源の数を減らして消費電流を減らすことができる。さらに、整流検波部を構成する複数のアンプの整流出力を電圧に変換する抵抗を設ける場合、この抵抗の温度特性により生じる検波出力の温度依存性を係数回路の係数を調整することで補正することができる。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、送信出力電力に対する検出出力の直線性が良好で、しかも温度依存性を持たない検出出力を得ることができる送信電力検波回路およびそれを用いた無線通信システムを実現することができる。また、所望の特性を有し、消費電流も少ない送信電力検波回路およびそれを用いた無線通信システムを実現することができる。

さらに、本発明に従うと、送信出力が最大送信電力を超えないようにするリミッタ制御を正確に行なうことができる無線通信システムおよびリミッタ制御を行なう無線通信システムに好適な送信電力検波回路を実現することができる。

以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明に係る送信電力検波回路の実施例を示したものである。
この実施例の送信電力検波回路１１０は、図示しない高周波電力増幅器（いわゆるパワーアンプ）の出力側からカプラなどにより取り出された高周波信号ＲＦｉｎを入力とする複数の差動アンプＡＭＰ０〜ＡＭＰ４からなり入力高周波信号ＲＦｉｎを整流検波する整流検波部１１１と、上記差動アンプと類似の構成を有するダミーアンプＤ−ＡＭＰ及び該ダミーアンプの出力を所定の比率で変化させる抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる係数回路を備え温度特性補償用の電圧を発生する補償電圧生成回路１１２と、前記整流検波部１１１の各差動アンプＡＭＰ１〜ＡＭＰ４の出力を合成（加算）する抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４と、合成された電圧から前記補償電圧生成回路１１２で生成された補償電圧を減算することで温度依存性のない検波出力を得る演算増幅回路ＯＰ１および帰還抵抗Ｒｆからなる加減算回路１１３と、により構成されている。

特に制限されるものでないが、上記整流検波部１１１は、４個の差動アンプＡＭＰ１〜ＡＭＰ４をその入力端子と出力端子が直列形態（シリーズ）になるように接続した多段構成のアンプ列を有するとともに、差動アンプＡＭＰ１〜ＡＭＰ４からなるアンプ列の他に、該アンプ列と並列に設けられた差動アンプＡＭＰ０を備えており、この差動アンプＡＭＰ０にはカプラなどにより取り出された高周波信号ＲＦｉｎが減衰器（アッテネータ）ＡＴＴを介して入力されることにより、差動アンプＡＭＰ１〜ＡＭＰ４に比べて高いパワー領域での直線性の良い特性が得られるように構成されている。

そして、この差動アンプＡＭＰ０の出力は、抵抗Ｒ１０を介して、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４により合成された差動アンプＡＭＰ１〜ＡＭＰ４の合成出力にさらに加算されるように構成されている。また、各差動アンプＡＭＰ０〜ＡＭＰ４の出力は、それぞれの出力端に接続されている抵抗Ｒ１０〜Ｒ１４と加減算回路１１３の帰還抵抗Ｒｆとの抵抗比に応じた比率で合成される。

抵抗Ｒ１０〜Ｒ１４は抵抗値が同一であれば、各差動アンプＡＭＰ０〜ＡＭＰ４の出力の温度特性は同一になり温度特性の補償の点では設計が容易になるが、検波回路全体としての出力の直線性を向上させる上では、それぞれ異なる値に設定するのが望ましい。抵抗Ｒ１０〜Ｒ１４の最適な抵抗値は、差動アンプＡＭＰ０〜ＡＭＰ４の回路構成や構成素子の特性等によって異なるので、使用する回路の構成や素子の特性等に基づいて良好な直線性が得られるように決定すればよい。
ダミーアンプＤ−ＡＭＰは、その入力端子に有意な信号が入力されないようにオープン状態にされる。これにより、ダミーアンプＤ−ＡＭＰの出力には、自己の持つ温度依存性に応じた電圧のみ現われるようになる。

本実施例の送信電力検波回路１１０は、整流検波部１１１の差動アンプＡＭＰ０〜ＡＭＰ４の出力が温度依存性を持ったとしても、これらの差動アンプと類似の構成を有するダミーアンプＤ−ＡＭＰの出力が同じような温度依存性を持つことになるため、差動アンプＡＭＰ０〜ＡＭＰ４の合成出力からダミーアンプＤ−ＡＭＰの出力を減算することにより、温度依存性のない検波出力Ｖdetを得ることができるようになる。

また、整流検波部１１１の差動アンプが４段であるのに対し、補償電圧生成回路１１２のダミーアンプは１段であるので、両者の温度特性は若干ずれることになるが、本実施例では、ダミーアンプＤ−ＡＭＰの後段に係数回路（抵抗Ｒ１，Ｒ２）が設けられているため、この係数回路の係数（抵抗Ｒ１とＲ２の比）を適当に調整することで温度特性のずれを補正して、より精度の高い温度特性補償を行なわせることができる。係数回路の係数は、整流検波部１１１のアンプ列の段数にも応じて設定される。

図２には本発明の検波回路に好適な整流検波部１１１の差動アンプＡＭＰ１〜ＡＭＰ３の構成例が、図３には補償電圧生成回路１１２のダミーアンプＤ−ＡＭＰの構成例が示されている。
図２に示されているように、本実施例における差動アンプＡＭＰ１〜ＡＭＰ３は、互いにエミッタ同士が結合された一対の差動トランジスタＱ１，Ｑ２と、該トランジスタＱ１，Ｑ２の共通エミッタに接続された定電流用トランジスタＱ３およびそのエミッタ抵抗Ｒｅ１と、差動トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタと電源電圧端子Ｖｃｃとの間に接続されたコレクタ抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２と、アンプの出力すなわち差動トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ電圧の交流成分のみを次段のアンプに伝達するための直流遮断用容量Ｃ１，Ｃ２と、差動トランジスタＱ１，Ｑ２の共通エミッタと接地点との間に接続されＱ１，Ｑ２により整流された電流により充電され検波電圧を保持する平滑容量Ｃ０と、定電流用トランジスタＱ３のベース・コレクタ間に接続された結合容量Ｃ３および定電流用トランジスタＱ３のエミッタと接地点との間に接続された結合容量Ｃ４とから構成されている。

差動トランジスタＱ１，Ｑ２のベース端子にカプラ等により取り出されたパワーアンプの出力電力に応じた差動の高周波信号ＲＦｉｎ，／ＲＦｉｎが入力されるとともに動作点を与えるバイアス電圧Ｖbiasがバイアス電圧生成回路１１６から印加されることにより、Ｑ１とＱ２のコレクタ電流が増減しそのコレクタ電流により平滑容量Ｃ０が交互に充電され、ＲＦｉｎを全波整流したような検波電圧が生成される。

ダミーアンプＤ−ＡＭＰは、図３に示されているように、図２の差動アンプの差動トランジスタＱ１，Ｑ２のうちＱ２を省略してトランジスタＱ１のみとするとともに、コレクタ抵抗Ｒｃを省略したものである。そして、ダミーアンプＤ−ＡＭＰのトランジスタＱ１のベース端子には、整流検波部１１１のアンプの入力差動トランジスタＱ１，Ｑ２と同一のバイアス電位Ｖbiasのみ印加され、カプラ等により取り出されたパワーアンプの出力電力に応じた高周波の信号ＲＦｉｎ，／ＲＦｉｎは入力されないようになっている。

なお、本実施例では、整流検波部１１１の最終段のアンプＡＭＰ４および並列形態の差動アンプＡＭＰ０には、図２に示されている差動アンプからコレクタ抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２を除き差動トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタを電源電圧端子Ｖｃｃに直結した構成を有するとともに、直流遮断用容量Ｃ１，Ｃ２のないものが用いられる（図示省略）。直流遮断用容量Ｃ１，Ｃ２がないのはアンプＡＭＰ４およびＡＭＰ０には次段のアンプがないからである。さらに、本実施例においては、整流検波部１１１の差動アンプＡＭＰ０〜ＡＭＰ４として、コレクタ抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２と直流遮断用容量Ｃ１，Ｃ２を除き同一の回路構成を有するのみならず、各トランジスタのサイズ、コレクタ抵抗の値も同じものが使用される。温度特性をほぼ同一にするためである。

また、上記差動アンプＡＭＰ０〜ＡＭＰ４とは別個に、定電流用トランジスタＱ３のベースに所定のバイアスを与えて差動アンプに動作電流を流すバイアス回路１１５と、差動トランジスタＱ１，Ｑ２のベースに動作点となる例えば２．２Ｖのような直流バイアス電位Ｖbiasを印加するバイアス電圧生成回路１１６とが設けられている。これらのバイアス回路１１５，１１６は、差動アンプＡＭＰ１〜ＡＭＰ４およびＡＭＰ０とダミーアンプＤ−ＡＭＰに共通の回路として設けられる。バイアス回路１１５は、基準となる電流Ｉrefを供給する基準電流源ＲＩＳと、該基準電流Ｉrefがコレクタ電流として流されるトランジスタＱ４とそのエミッタ抵抗Ｒｅ２とから構成されている。

バイアス回路１１５の上記トランジスタＱ４は、ベースとコレクタが結合されたいわゆるダイオード接続とされ、そのベース端子が差動アンプＡＭＰ０〜ＡＭＰ４およびダミーアンプＤ−ＡＭＰの定電流用トランジスタＱ３のベース端子に接続されることでカレントミラー回路が構成されており（図９参照）、これにより各アンプの定電流用トランジスタＱ３にはＱ４とＱ３のサイズ比（特にエミッタサイズ比）に応じて基準電流Ｉrefに比例した電流が流されるようにされる。

上記バイアス電圧生成回路１１６はバンドギャップリファランス回路のような温度依存性および電源電圧依存性のない定電圧回路により構成することができる。かかる定電圧回路を有する場合、前記基準電流源ＲＩＳは、該定電圧回路で生成された電圧をベース端子に受け比例した電流を流すバイポーラ・トランジスタにより構成することができる。基準電流源ＲＩＳとバイアス電圧生成回路１１６を、検波回路１１０と同一の半導体チップ上に設けても良いが、基準電流Ｉrefを流し込む外部端子とバイアス電位Ｖbiasを印加する外部端子を設けてチップ外部から与えるように構成しても良い。

図２の構成の差動アンプにおいては、入力パワーが大きくなるに従って検波電圧は高くなり定電流用トランジスタＱ３のコレクタ電圧が高くなって感度が低下して直線性が低下するおそれがあるが、Ｑ３のベース・コレクタ間に結合容量Ｃ３が接続されている。そのため、この結合容量Ｃ３が検波電圧の上昇をＱ３のベースに伝えベースバイアスを高めるように働き、検波感度を高めることができ、それによって直線性が向上するようになるという利点がある。また、定電流用トランジスタＱ３のエミッタ・接地間に接続された結合容量Ｃ４は定電流用トランジスタＱ３のエミッタの交流インピーダンスを下げて利得を高め、感度を向上させる働きがある。これらの結合容量Ｃ３，Ｃ４を省略して図１２と同様な回路構成を有するアンプを用いるようにしても良い。

図４には図２の構成の差動アンプを用いた図１の検波回路における各アンプＡＭＰ０〜ＡＭＰ４のそれぞれの入力パワーに対する出力電圧の特性が、また図５にはそれらのアンプの出力を合成した電圧の入力パワーに対する特性が示されている。図４において、符号Ｅが付されているのは差動アンプＡＭＰ０の特性、符号Ａが付されているのは差動アンプＡＭＰ１の特性、符号Ｂが付されているのは差動アンプＡＭＰ２の特性、符号Ｃが付されているのは差動アンプＡＭＰ３の特性、符号Ｄが付されているのは差動アンプＡＭＰ４の特性である。

また、図５において、符号(ａ)が付されているのは差動アンプＡＭＰ４の特性、符号(ｂ)が付されているのは差動アンプＡＭＰ３とＡＭＰ４の出力を合成した特性、符号(ｃ)が付されているのは差動アンプＡＭＰ２とＡＭＰ３とＡＭＰ４の出力を合成した特性、符号(ｄ)が付されているのは差動アンプＡＭＰ１〜ＡＭＰ４の出力を合成した特性、符号(ｅ)が付されているのは差動アンプＡＭＰ１〜ＡＭＰ４の出力とＡＭＰ０の出力を合成した特性である。

それぞれのアンプの特性は初段のアンプＡＭＰ１の特性Ａとほぼ同じである。図４において、差動アンプＡＭＰ１の特性Ａよりも差動アンプＡＭＰ２の特性Ｂの方が低いパワーの方にずれているのは、差動アンプＡＭＰ２には差動アンプＡＭＰ１により増幅された信号が入力され、差動アンプＡＭＰ１よりも低い入力パワーレベルから増幅動作をするためである。差動アンプＡＭＰ３，ＡＭＰ４についても同様である。

また、並列の差動アンプＡＭＰ０の特性Ｅが差動アンプＡＭＰ１の特性Ａよりも高いパワーの方にずれているのは、差動アンプＡＭＰ０の入力に減衰器を設けて入力信号のレベルを抑えているためである。このようにすることにより、差動アンプＡＭＰ０はアンプＡＭＰ１〜ＡＭＰ４よりも高いパワーの領域において直線性の良い特性となる。図５に示されているように、すべてのアンプの出力を合成することによって低いパワーの領域から高いパワーの領域まで出力の直線性が良好になることが分かる。

さらに、本実施例では基準電流Ｉrefが温度依存性のない電流とされているが、コレクタ抵抗やトランジスタの温度特性により、差動アンプＡＭＰ０の特性Ｅは破線Ｅ１，Ｅ２のように、温度によって変動する。他のアンプＡＭＰ１〜ＡＭＰ４の特性も図示しないがＥ１，Ｅ２と同様に温度によって変動する。その結果、図１の検波回路の出力Ｖdetは図６に示すように、温度によって変動する。しかし、図１の検波回路では、ダミーアンプＤ−ＡＭＰを設けて差動アンプＡＭＰ０〜ＡＭＰ４の温度依存性をダミーアンプの温度依存性で相殺するようにしているため、合成出力である検波出力Ｖdetは図７に示すように、温度依存性のない特性となる。

なお、本実施例においては、差動アンプＡＭＰ０〜ＡＭＰ４の出力端の抵抗Ｒ１０〜Ｒ１４の抵抗値は、検波回路全体としての出力の直線性が向上するようにそれぞれ異なる値に設定される。このように出力端の抵抗の値をアンプによって変えると各アンプの出力の温度特性もアンプごとに異なることになる。ただし、差動アンプＡＭＰ０〜ＡＭＰ４の出力端の抵抗Ｒ１０〜Ｒ１４の抵抗値の差異によるそれぞれのアンプの出力の温度特性のずれは、各アンプ内のコレクタ抵抗の抵抗値の差異によるアンプの出力の温度特性のずれに比べると小さい。

そのため、アンプ内のコレクタ抵抗の抵抗値を変えて出力の直線性を向上させ、コレクタ抵抗により生じる出力の温度依存性は定電流源に持たせた温度依存性により相殺する［課題］の項で述べた方式よりも、本実施例のようにアンプＡＭＰ０〜ＡＭＰ４の出力端の抵抗Ｒ１０〜Ｒ１４の抵抗値を変えて直線性を向上させてアンプ内のコレクタ抵抗により生じる出力の温度依存性はダミーアンプＤ−ＡＭＰの出力の温度依存性と係数回路における係数値の調整により相殺する方式の方が、出力の直線性は多少下がるが、定電流源の数を減らすことができるため、回路規模小さくして消費電流を減らすことができるという大きなメリットを得ることができる。

図８には、本発明の検波回路に使用して好適な図２の実施例の差動アンプの変形例を示す。
この変形例は、図２の差動アンプにおいて、差動トランジスタＱ１，Ｑ２の共通エミッタと定電流用トランジスタＱ３のベースとの間に設けられている結合容量Ｃ３を、差動トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ間に接続された抵抗Ｒ２１とＲ２２との接続ノードＮ１と定電流用トランジスタＱ３のベースとの間に接続するようにしたものである。この変形例においても、検波電圧すなわち平滑容量Ｃ０の充電電圧が高くなり差動トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ電位が高くなると、これに応じてＱ１，Ｑ２のコレクタ電位も高くなるので、図２の差動アンプと同様に、結合容量Ｃ３が検波電圧の上昇をＱ３のベースに伝えベースバイアスを高めるように働き、検波感度を高めて直線性を向上させることができる。

図９には、図２の実施例の差動アンプの第２の変形例を示す。
この変形例は、図２の差動アンプにおいて、自分自身の差動トランジスタＱ１，Ｑ２の共通エミッタと定電流用トランジスタＱ３のベースとの間に設けられている結合容量Ｃ３を、後段の差動アンプの差動トランジスタＱ１，Ｑ２の共通エミッタと前段の定電流用トランジスタＱ３のベースとの間に接続するようにしたものである。

図２の差動アンプと同様に、入力パワーが大きくなるに従って、検波電圧が高まることから、本変形例のように、後段の差動アンプの差動トランジスタＱ１，Ｑ２の共通エミッタと前段の定電流用トランジスタＱ３のベースとの間に結合容量Ｃ３を接続することにより、定電流用トランジスタＱ３のベース電位を持ち上げてさらに検波感度を高めて直線性を向上させることができる。

なお、結合容量Ｃ３を接続する部位は、次段の差動アンプの差動トランジスタＱ１，Ｑ２の共通エミッタに限定されず、３段目あるいは４段目の差動アンプの差動トランジスタＱ１，Ｑ２の共通エミッタであっても良い。また、２段目の差動アンプの定電流用トランジスタＱ３のベースと３段目あるいは４段目の差動アンプの差動トランジスタＱ１，Ｑ２の共通エミッタとの間に結合容量Ｃ３を接続するようにしても良い。

（応用例）
図１０は、前記実施例の検波回路を適用して有効な無線通信システムの一例として、ＷＣＤＭＡ（ワイドバンドＣＤＭＡ）方式の無線通信が可能な通信システムの概略の構成を示す。本応用例は、上記実施例の送信電力検波回路１１０を送受信信号の変復調機能を有する高周波処理回路に設けたものである。

図１０において、ＡＮＴは信号電波の送受信用アンテナ、１００は上記実施例の送信電力検波回路１１０や該送信電力検波回路１１０の検波電圧Ｖdetをディジタル信号に変換して出力するＡＤ変換回路１２０、送信信号（Ｉ，Ｑ信号）を変調したりアップコンバートしたりする送信回路１３０および受信信号をダウンコンバートして復調しＩ，Ｑ信号を生成する受信回路１４０などを備えた高周波用半導体集積回路（ＲＦ−ＩＣ）、２１０はＲＦ−ＩＣから出力された送信信号から不要波を除去するバンドパスフィルタ、２２０は変調された送信信号を電力増幅する高周波電力増幅器（パワーアンプ）、３００は高周波電力増幅器２１０とアンテナとの間に設けられたフロントエンド・モジュール、４００は送信データ（ベースバンド信号）に基づいてＩ，Ｑ信号を生成したりＲＦ−ＩＣ１００の例えば送信回路１２０内に設けられている可変利得アンプに対して制御信号ＰＣＳを生成してＲＦ−ＩＣ１００へ供給したりするベースバンド回路（ベースバンドＬＳＩ）である。

上記高周波電力増幅器２１０は、増幅用トランジスタとバイアス回路などを含み半導体集積回路化された電力増幅回路と、直流遮断用の容量素子やインピーダンス整合用のインダクタンス素子など電力増幅回路の外付け素子とが絶縁基板上に実装されたモジュール（電子部品）として構成されている。なお、本明細書においては、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に複数の半導体チップとディスクリート部品が実装されて上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されたものをモジュールと称する。

ＷＣＤＭＡ方式の通信システムでは、複数の端末（携帯電話機）が同一の周波数チャネルを用いて同時に通信する。このため、基地局側においてある端末からの送信信号が他の端末よりも小さい場合、この端末の信号は他の端末の大きな信号に埋もれて弁別できなくなってしまい、周波数利用効率が低下する。しかも、ある端末が規定された最大送信レベルを大幅に超えて送信した場合には、同一周波数チャネルを利用しているセル内の全ての端末が通信できなくなる場合がある。

そこで、ＷＣＤＭＡの規格では、基地局において、各端末からの信号が同レベルに揃うように、基地局から各端末へパワーレベルの指示(電力のアップもしくはダウン)を送り、端末の側では、１スロット（６６７μｓ）毎に細かい送信電力制御を行う。しかし、このような電力制御では、基地局からの指示は電力のアップもしくはダウンの情報のみであり、具体的な送信レベル情報は含まないため、基地局から"電力アップ" の指示が続いたとすると、それを受ける端末の側では最大送信電力を超えて出力する可能性がある。

かかる事態を避けるため、つまり各端末が最大送信レベルを超えて送信しないように出力パワーを制限する機能（リミッタ機能）が必要となる。このリミッタ機能は、端末の送信レベルを検出する検波機能とその検波信号を用いてパワー制御を行う機能で構成される。図１０のシステムでは、送信レベルを検出する検波機能はＲＦ−ＩＣ１００内に設け、パワー制御機能はベースバンドＬＳＩ４００に設けるようにしている。

具体的には、ＲＦ−ＩＣ１００内に設けられた送信電力検波回路１１０による検波電圧ＶdetはＡＤ変換回路１２０でＡＤ変換され、ベースバンドＬＳＩ４００に入力される。ベースバンドＬＳＩ４００はその検波電圧データＤＶＤに基づいて送信レベルを判断し、基地局からの電力のアップもしくはダウンの指示と現在の送信レベルを比較して、電力のアップの指示があって最大送信レベルを超えていないならば送信回路１２０内の可変利得アンプに対して出力電力を増加させるような制御信号を与え、最大送信レベルを超えるようであれば可変利得アンプに対して出力電力の増加させないような制御信号ＰＣＳを与えるように構成される。

なお、図１０のシステムにおいて、フロントエンド・モジュール３００は、送信信号と受信信号を分離するデュプレクサ（分波器）３１０や直流電圧の伝達を遮断するアイソレータ３２０、パワーアンプ２２０の出力電力から交流信号を取り出すカプラ３３０、カプラ３３０により取り出された信号を減衰させるアッテネータ３４０、単相の交流信号を互いに位相が１８０度ずれた差動の交流信号に変換するシングル−差動変換器３５０などから構成される。上記デュプレクサ３１０は、アンテナＡＮＴより受信した信号から不要な周波数の信号を除去するフィルタとしても機能する。

カプラ３３０やアッテネータ３４０、シングル−差動変換器３５０は、フロントエンド・モジュール３００に設ける代わりに、パワーアンプ２２０とともにセラミックなどの絶縁基板上に実装してモジュール（パワーモジュール）として構成するようにしても良い。また、送信電力検波回路１１０の検波電圧Ｖdetをディジタル信号に変換して出力するＡＤ変換回路１２０は、ＲＦ−ＩＣ１００でなくベースバンドＬＳＩ４００に設けても良いし、別個のＩＣとして構成しても良い。パワーアンプ２２０の出力電力から交流信号を取り出すカプラ３３０の代わりに容量素子などを用いても良い。さらに、ＷＣＤＭＡ方式の通信の他、ＧＳＭ方式の通信が可能なマルチバンドの無線通信システムを構成する場合には、デュプレクサ３１０とアンテナＡＮＴとの間に、信号の切替えスイッチ（いわゆるアンテナスイッチ）を設ける。

図１１は、前記実施例の検波回路を適用して有効な無線通信システムの他の応用例を示す。本応用例は、上記実施例の送信電力検波回路１１０を、送信信号を電力増幅するパワーアンプ２２０に設けたものである。図１１において、図１０と同一の回路、部品には同一の符号を付して重複した説明は省略する。

この応用例では、パワーアンプ２２０とその出力電力を検出する検波回路１１０を１つの半導体チップに半導体集積回路（ＩＣ）として形成することができる。ただし、パワーアンプ２１０は消費電力が多く高温になりやすいので、送信電力検波回路１１０は独立したＩＣもしくはパワーアンプ周辺のバイアス制御回路などとともに半導体チップに形成したＩＣとして用意し、パワーアンプ２２０を構成するＩＣや容量などの電子部品とともに絶縁基板上に実装してパワーモジュールとして構成するのが望ましい。

特に、送信電力検波回路１１０が図２に示されているようなバイポーラ・トランジスタからなるアンプにより構成され、パワーアンプ２２０がＭＯＳＦＥＴにより構成されている場合は、チップコストを下げるため別個のＩＣとして構成するのが良い。この応用例においては、送信電力検波回路１１０の検波電圧ＶdetはＲＦ−ＩＣ１００を経由しないでベースバンドＬＳＩ４００に入力される。検波回路１１０の検波電圧Ｖdetをディジタル信号に変換して出力するＡＤ変換回路は、パワーモジュールまたはベースバンドＬＳＩ４００のいずれに設けても良いし、別個のＩＣとして構成しても良い。

また、この応用例においても、カプラ３３０やアッテネータ３４０、シングル−差動変換器３５０は、フロントエンド・モジュール３００に設けても良いが、パワーアンプ２２０と送信電力検波回路１１０を実装したモジュールに設けるようにしても良い。さらに、図示しないが、パワーアンプ２２０の出力電力を検出する検波回路１１０を、パワーアンプもしくはパワーモジュールと独立した別個の電子部品（ＩＣ）として構成しても良い。

以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば前記実施例においては、ダミーアンプＤ−ＡＭＰとして、整流検波部を構成する差動アンプの差動トランジスタＱ１，Ｑ２のうちＱ２を省略してトランジスタＱ１のみするとともに、コレクタ抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２も省略したものを使用すると説明したが、図３のトランジスタＱ１のコレクタと電源電圧Ｖｃｃとの間にコレクタ抵抗Ｒｃ１を設けたものを使用するようにしても良い。

また、前記実施例では、整流検波部１１１の最終段のアンプＡＭＰ４および並列形態の差動アンプＡＭＰ０には、図２に示されている差動アンプからコレクタ抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２を除き差動トランジスタのコレクタを電源電圧端子に直結した構成を有するものを用いると説明したが、アンプＡＭＰ４およびＡＭＰ０にも、コレクタ抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２を有するものを用いるようにしても構わない。

さらに、図１の実施例では、４個のアンプからなるアンプ列と１個の並列アンプにより整流検波部１１１を構成しているが、並列アンプＡＭＰ０を省いて直列形態の４個のアンプＡＭＰ１〜ＡＭＰ４のみとしたり、アンプ列を４個でなく３個あるいは５個以上のアンプで構成するようにしても良い。また、補償電圧生成回路１１２を１個のダミーアンプＤ−ＡＭＰと係数回路（Ｒ１，Ｒ２）とで構成したものを示したが、整流検波部１１１のアンプ列と同じ数のアンプからなるダミーアンプ列とＡＭＰ０に対応する１個の並列アンプとＲ１０〜Ｒ１４に対応する合成用抵抗とからなる補償電圧生成回路を用いるようにしても良い。

さらに、前記実施例では、整流検波部１１１を構成するアンプとしてエミッタ共通接続された差動トランジスタを含む差動アンプを用いているが、図３に示されているダミーアンプのようにトランジスタＱ１のみ有するエミッタフォロワ型のアンプを用いるようにしても良い。この場合、整流検波部１１１は半波整流を行なうことになるが、図１０に示されているシングル−差動変換回路３５０は不要となる。

以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＷＣＤＭＡ方式による送受信が可能な無線通信システムにおける出力電力の検波回路に適用した場合を説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、ＣＤＭＡ方式の通信方式やＧＳＭなど他の通信方式による送受信が可能な携帯電話機や移動電話機あるいは無線ＬＡＮなどの無線通信システムを構成する送信電力検波回路に利用することができる。

本発明に係る送信電力検波回路の実施例を示す回路構成図である。 図１の検波回路を構成する差動アンプの具体例を示す回路図である。 図１の検波回路を構成するダミーアンプの具体例を示す回路図である。 図１の実施例の検波回路における各差動アンプの入力と出力電圧との関係を示すグラフである。 図１の実施例の検波回路の入力と合成出力電圧との関係を示すグラフである。 図１の実施例の検波回路においてダミーアンプを設けない場合の合成出力電圧の温度依存性を示すグラフである。 ダミーアンプを設けた図１の実施例の検波回路の合成出力電圧の温度特性を示すグラフである。 図２の実施例の差動アンプの変形例を示す回路図である。 図２の実施例の差動アンプの他の変形例を示す回路図である。 実施例の検波回路を適用して有効な無線通信システムの一例を示すブロック図である。 実施例の検波回路を適用して有効な無線通信システムの他の構成例を示すブロック図である。 本発明に先立って検討した送信電力検波回路に用いられる差動アンプの構成を示す回路図である。 本発明に先立って検討した送信電力検波回路の構成を示す回路構成図である。

符号の説明

１００ 高周波用半導体集積回路（ＲＦ−ＩＣ）
１１０ 検波回路
１１１ 整流検波部
１１２ 補償電圧生成回路
１１３ 加減算回路
１２０ ＡＤ変換回路
１３０ 送信回路
１４０ 受信回路
２１０ バンドパスフィルタ
２２０ パワーアンプ
３００ フロントエンド・モジュール
４００ ベースバンド回路（ベースバンドＬＳＩ）

Claims (17)

1. 送信信号を電力増幅する高周波電力増幅器と、該高周波電力増幅器の出力電力を検出する送信電力検波回路と、基地局からの送信レベルに関する情報を受けて送信電力を制御する制御回路とを備え、前記制御回路は前記送信電力検波回路により検出された検波出力に基づいて送信電力が規定最大送信電力を超えると判断した場合に送信電力の増加を制限するように動作する無線通信システムであって、
   前記送信電力検波回路は、各々エミッタ共通接続されベース端子に検波したい信号が入力される差動トランジスタ対を有し直列形態に接続された複数の差動増幅回路と各差動増幅回路を構成する差動トランジスタ対の共通エミッタ端子に接続された平滑容量とからなる整流検波部と、前記差動増幅回路と類似の構成を有するダミー増幅回路と、該ダミー増幅回路の差動トランジスタのエミッタ電圧に所定の係数をかけた電圧を生成する係数回路と、前記複数の差動増幅回路により検波された出力を合成した電圧と前記係数回路で調整された電圧との差に相当する電圧を生成する減算回路とを備え、
   前記直列形態に接続された複数の差動増幅回路によって単独の差動増幅回路よりも広い範囲にわたって出力の直線性を向上させ、前記差動増幅回路の温度依存性を前記ダミー増幅回路の温度依存性で補償した電圧を前記減算回路から出力することを特徴とする無線通信システム。
2. 前記係数回路の有する係数は、前記整流検波部の直列形態に接続された差動増幅回路の数に応じて設定されていることを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
3. 前記整流検波部は、直列形態に接続された前記複数の差動増幅回路と並列に設けられた差動増幅回路をさらに有することを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
4. 前記高周波電力増幅器の出力の交流成分を取り出す交流信号抽出手段と前記並列に設けられた差動増幅回路の入力端子との間に信号減衰手段が設けられていることを特徴とする請求項３に記載の無線通信システム。
5. 前記高周波電力増幅器の出力の交流成分を取り出す交流信号抽出手段と前記整流検波部の入力端子との間に単相の信号を差動の信号に変換するシングル−差動変換手段が設けられていることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の無線通信システム。
6. 前記平滑容量は前記複数の差動増幅回路のそれぞれに設けられていることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の無線通信システム。
7. 前記差動増幅回路は、前記差動トランジスタ対の共通エミッタ端子に接続され前記差動トランジスタに動作電流を流す定電流用トランジスタを備え、該定電流用トランジスタには温度依存性のない電流が流されるようにされていることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の無線通信システム。
8. 前記高周波電力増幅器は、半導体集積回路化された電力増幅回路と該電力増幅回路の外付け素子とが絶縁基板上に実装された電子部品として構成され、前記送信電力検波回路は前記絶縁基板上に前記電力増幅回路とともに実装されていることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の無線通信システム。
9. 各々エミッタ共通接続されベース端子に検波したい信号が入力される差動トランジスタ対を有し直列形態に接続された複数の差動増幅回路と各差動増幅回路を構成する差動トランジスタ対の共通エミッタ端子に接続された平滑容量とからなる整流検波部と、前記差動増幅回路と類似の構成を有するダミー増幅回路と、該ダミー増幅回路の差動トランジスタのエミッタ電圧に所定の係数をかけた電圧を生成する係数回路と、前記複数の差動増幅回路により検波された出力を合成した電圧と前記係数回路で調整された電圧との差に相当する電圧を生成する減算回路とを備え、前記直列形態に接続された複数の差動増幅回路によって単独の差動増幅回路よりも広い範囲にわたって出力の直線性を向上させ、前記差動増幅回路の温度依存性を前記ダミー増幅回路の温度依存性で補償した電圧を前記減算回路から出力させるようにされた検波回路を有することを特徴とする半導体集積回路。
10. 前記係数回路の有する係数は、抵抗の比によって設定されていることを特徴とする請求項９に記載の半導体集積回路。
11. 前記整流検波部は、直列形態に接続された前記複数の差動増幅回路と並列に設けられた差動増幅回路をさらに有することを特徴とする請求項９に記載の半導体集積回路。
12. 前記複数の差動増幅回路と並列に設けられた差動増幅回路の前段には入力信号を減衰させる減衰手段が設けられていることを特徴とする請求項１１に記載の半導体集積回路。
13. 前記差動増幅回路は、前記差動トランジスタ対の共通エミッタ端子に接続され前記差動トランジスタに動作電流を流す定電流用トランジスタを備え、該定電流用トランジスタのベース・コレクタ間には感度アップ用の容量素子が接続されていることを特徴とする請求項９〜１２いずれかに記載の半導体集積回路。
14. 前記定電流用トランジスタのエミッタ・接地間には第２の容量素子が接続されていることを特徴とする請求項１３に記載の半導体集積回路。
15. 前記ダミー増幅回路は、差動トランジスタ対のうち一方のトランジスタを有することを特徴とする請求項９〜１４のいずれかに記載の半導体集積回路。
16. 前記ダミー増幅回路は、差動トランジスタ対のうち一方のトランジスタを有し該トランジスタのコレクタ端子は直接電源電圧端子に接続されていることを特徴とする請求項９〜１４のいずれかに記載の半導体集積回路。
17. 送信信号を変調する機能と送信信号をアップコンバートする機能を有する送信回路と、
    受信信号をダウンコンバートする機能と受信信号を復調する機能を有する受信回路と、
    各々エミッタ共通接続されベース端子に検波したい信号が入力される差動トランジスタ対を有し直列形態に接続された複数の差動増幅回路と各差動増幅回路を構成する差動トランジスタ対の共通エミッタ端子に接続された平滑容量とからなる整流検波部と、前記差動増幅回路と類似の構成を有するダミー増幅回路と、該ダミー増幅回路の前記共通エミッタ端子に対応する端子の電圧に所定の係数をかけた電圧を生成する係数回路と、前記複数の差動増幅回路により検波された出力を合成した電圧と前記係数回路で調整された電圧との差に相当する電圧を生成する減算回路とを備え、前記直列形態に接続された複数の差動増幅回路によって単独の差動増幅回路よりも広い範囲にわたって出力の直線性を向上させ、前記差動増幅回路の温度依存性を前記ダミー増幅回路の温度依存性で補償した電圧を前記減算回路から出力させるようにされた検波回路と、
    を内蔵することを特徴とする半導体集積回路。

Images