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JP2003161776A - レーダ装置 - Google Patents

レーダ装置

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JP2003161776A
JP2003161776A JP2002225065A JP2002225065A JP2003161776A JP 2003161776 A JP2003161776 A JP 2003161776A JP 2002225065 A JP2002225065 A JP 2002225065A JP 2002225065 A JP2002225065 A JP 2002225065A JP 2003161776 A JP2003161776 A JP 2003161776A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 時分割多重された受信信号から生成したビー
ト信号をサンプリングして信号処理することでターゲッ
トを検出するレーダ装置において、検出能力を犠牲にす
ることなく、検出範囲外に位置する遠距離ターゲットの
誤検出を防止する。 【解決手段】 距離検出モード時には、複数チャンネル
のうち１チャンネルのみを使用し、同一チャンネルのビ
ート信号を連続的にサンプリングすることにより、サン
プリング周波数ｆｓを方位検出モード時のＮｃ倍（ｆｘ
／Ｎｃ→ｆｘ）だけ高くすると共に、これに応じて掃引
時間Ｔも必要最小限の長さに短縮する。従って、距離検
出モード時には、サンプリング周波数ｆｓの１／２が、
遠距離ターゲットに基づく周波数成分より十分に高くな
り、ＦＦＴ処理によって遠距離ターゲットに基づく周波
数成分が信号帯域内に折り返されてしまうことがないの
で、遠距離ターゲットの誤検出を防止できる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、周波数変調された
レーダ波を、複数のアンテナを用いて送受信することに
より、ターゲットとの距離及び相対速度やターゲットが
存在する方位を検出するレーダ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、レーダ装置を車両に搭載し、
衝突防止等の安全装置として役立てることが行われてい
る。この種のレーダ装置としては、ターゲットとの距離
及び相対速度を同時に検出可能であり、しかも構成が比
較的簡単で小型化，低価格化に適したＦＭＣＷ方式のレ
ーダ装置（以下「ＦＭＣＷレーダ装置」という）が用い
られている。
【０００３】このＦＭＣＷレーダ装置では、図９（ａ）
に実線で示すように、三角波状の変調信号により周波数
変調され周波数が時間に対して直線的に漸次増減する送
信信号Ｓｓをレーダ波として送信し、ターゲットにより
反射されたレーダ波（以下では「反射波」ともいう）を
受信する。この時、受信信号Ｓｒは、図９（ａ）に点線
で示すように、レーダ波がターゲットとの間を往復する
のに要する時間、即ちターゲットまでの距離に応じた時
間Ｔｒだけ遅延し、ターゲットとの相対速度に応じた周
波数ｆｄだけドップラシフトする。
【０００４】このような受信信号Ｓｒと送信信号Ｓｓと
をミキサで混合することにより、図９（ｂ）に示すよう
に、両信号Ｓｒ，Ｓｓの差の周波数成分であるビート信
号Ｂを発生させる。なお、送信信号Ｓｓの周波数が増加
する時のビート信号Ｂの周波数（以下「上り変調時のビ
ート周波数」という）ｆb1と、送信信号Ｓｓの周波数が
減少する時のビート信号Ｂの周波数（以下「下り変調時
のビート周波数」という）ｆb2とから、遅延時間Ｔｒに
基づく周波数ｆｒは（１）式、ドップラシフト周波数ｆ
ｄは（２）式にて表される。
【０００５】そして、これらの周波数ｆｒ，ｆｄに基づ
いて、（３）（４）式からターゲットとの距離Ｒ及び相
対速度Ｖを求めるようにされている。
【０００６】
【数１】
【０００７】但し、ｃは電波伝搬速度，ｆｍは送信信号
の変調周波数，ΔＦは送信信号の周波数変動幅，Ｆｏは
送信信号の中心周波数である。また、ビート周波数ｆb
1，ｆb2の特定には一般に信号処理が用いられている。
具体的には、ビート信号Ｂをサンプリングし、上り／下
りの各変調時毎に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を行
うことにより、各変調時毎にビート信号Ｂの周波数分布
を求め、信号強度がピークとなる成分の周波数をビート
周波数ｆb1，ｆb2としている。
【０００８】なお、ビート信号Ｂのサンプリング周波数
ｆｓは、周知のように、ビート信号Ｂの上限周波数の２
倍以上に設定する必要がある。つまり、予め設定された
検知範囲内に存在するターゲットからの反射波に基づい
て生成されるビート信号Ｂの周波数成分が、この上限周
波数以下の信号帯域内に入るようにレーダ波の変調幅Δ
Ｆや変調周期１／ｆｍなどが設定される。
【０００９】但し、歩道橋や道路近傍の建物等、車両と
比較してサイズの大きい固定建造物等からの反射波は、
検知範囲外に位置する遠距離からのもの（以下では「遠
距離ターゲット」という）であっても十分に大きく、従
って、このような遠距離ターゲットからの反射波を受信
すると、ビート信号Ｂには、図１０（ａ）に示すよう
に、上限周波数以上の周波数成分が含まれてしまう。但
し、図はビート信号Ｂの周波数分布を表すグラフであ
る。このビート信号ＢをサンプリングしてＦＦＴ処理を
行うと、遠距離ターゲットに基づく上限周波数以上の周
波数成分が、図中点線で示すように、サンプリング周波
数の１／２の周波数を対称軸として折り返されることに
より、信号帯域内に偽のピークが出現し、検知範囲内に
ターゲットが存在するものとして誤検出されてしまう。
【００１０】また、上述のような遠距離ターゲットが存
在しない場合でも、ビート信号ＢをサンプリングしてＦ
ＦＴ処理を行うと、図１０（ｂ）に示すように、信号帯
域内に折り返されたノイズ成分により、信号帯域のノイ
ズフロアが上昇してＳＮ比が劣化するため、検知能力を
低下させてしまう。
【００１１】そこで、一般的には、ミキサの出力側にア
ンチエイリアシングフィルタを設けることにより、図１
０（ｃ）に示すように、ミキサにて生成されたビート信
号から、信号帯域外のノイズ成分、特にサンプリング周
波数の１／２以上の周波数成分を除去し、上述したよう
なＦＦＴ処理によって生じる折り返しの影響を抑えるこ
とが行われている。
【００１２】一方、レーダ装置によるターゲットの検出
範囲を拡大したり、ターゲットが存在する方位を精度よ
く測定するため、ターゲットからの反射波を複数のアン
テナにて受信し、各アンテナの位置に応じて生じる受信
信号の位相や強度の違いから、ターゲットの方位を求め
る電子スキャン方式のレーダ装置が知られている。
【００１３】この種のレーダ装置の一つとして、例えば
特開２０００−２８４０４７号公報には、装置を安価に
構成するため、これら複数のアンテナに対して、ビート
信号を生成するための受信器（ミキサ）を一つだけ設
け、この単一のミキサにより、各アンテナからの受信信
号を時分割処理するものが開示されている。以下では、
レーダ波の送受信に使用する送信側のアンテナと受信側
のアンテナとの組合せパタンのそれぞれをチャンネルと
いう。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このように複
数チャンネルからの受信信号をミキサが時分割処理する
場合、アンチエイリアシングフィルタを用いると、正確
な検出結果を得ることができなくなってしまうという問
題があった。
【００１５】即ち、ミキサに供給される時分割多重され
た受信信号には、チャンネル切替周期を１／ｆｘとし
て、周波数ｆｘの整数倍の高調波が含まれるため、ミキ
サが生成するビート信号Ｂもこの高調波に基づく周波数
成分が付加されることにより広帯域化する。つまり、上
述のアンチエイリアシングフィルタは、多重化された各
チャンネルの信号の分離に必要な情報も除去してしまう
ため、その結果、各チャンネルの信号が互いに重なり合
ってしまい、正確な信号レベルをサンプリングできなく
なってしまうのである。
【００１６】なお、ここでは、受信側のアンテナが複数
ある場合について説明したが、送信側のアンテナが複数
ある場合には、時分割多重されたレーダ波が送受信され
ることになるため、受信側がアンテナ毎にミキサを設け
たとしても、各ミキサには時分割多重された受信信号が
供給されることになり、受信側で受信信号の多重化を行
うか否かによらず同様の問題が生じる。
【００１７】ところで、複数チャンネル間の受信信号の
位相や強度の差に基づいて方位を求める場合、比較する
信号の同時性が要求されるため、送信信号の上り変調及
び下り変調の各変調に必要な掃引時間Ｔ（＝１／２ｆ
ｍ）内で、それぞれ各チャンネル毎にＦＦＴ処理に必要
なデータを全て収集しなければならない。
【００１８】つまり、掃引時間Ｔ内にサンプリングすべ
きデータの総数をｎ（＝Ｎｃ（チャンネル数）×Ｄpc
（１チャンネル当たりのデータ数））、チャンネル切替
間隔を１／ｆｘとすると、掃引時間Ｔは（５）式にて表
すことができる。この時、１チャンネル当たりのサンプ
リング周波数ｆｓは、ｆｓ＝ｆｘ／Ｎｃとなる。
【００１９】
【数２】
【００２０】なお、チャンネル切替間隔１／ｆｘは、ア
ンテナ，ミキサ間の接続切替を行う高周波スイッチの切
替速度、或いはビート信号のサンプリングを行うＡＤ変
換器の動作（サンプリング）速度のうち遅い方によって
制限され、その制限を越えて短縮することができない。
【００２１】従って、通常、掃引時間Ｔは、サンプリン
グデータの総数ｎ、特に１チャンネル当たりのデータ数
Ｄpcが決まっている場合には、チャンネル数Ｎｃによっ
て決まる。このため、方位検出性能を向上させるために
チャンネル数Ｎｃを増やすほど、掃引時間Ｔが長くなる
ことになる。
【００２２】しかし、ＦＭＣＷレーダ装置では、掃引時
間Ｔが長くなると、相対速度Ｖの検知範囲が狭くなって
しまうという問題があった。即ち、ＦＦＴ処理の結果と
して得られるビート周波数ｆb1，ｆb2は、掃引時間Ｔに
よって規定される単位周波数１／Ｔの整数倍で計測され
る。つまり、ビート信号ｆb1，ｆb2の分解能Δｆ、ひい
ては周波数ｆｒ，ｆｄの分解能Δｆｒ，Δｆｄは、
（６）式にて表すことができる。
【００２３】
【数３】
【００２４】そして、ＦＭＣＷ方式のレーダ装置にて検
出される距離分解能ΔＲは、（３）式の右辺のｆｒの変
わりにΔｆｒを代入して得られる（７）式により、ま
た、速度分解能ΔＶは、（４）式の右辺のｆｄの変わり
にΔｆｄを代入し、（６）式を用いて変形して得られる
（８）式により表すことができる。
【００２５】
【数４】
【００２６】これら（７）（８）式から明らかなよう
に、ＦＭＣＷ方式のレーダ装置では、周波数変動幅ΔＦ
を大きくすると、距離分解能ΔＲが高くなり、また、送
信信号の掃引時間Ｔを長くすると、速度分解能ΔＶが高
くなる一方で相対速度Ｖの検知範囲が狭くなってしまう
のである。
【００２７】なお、図１１は、周波数変動幅ΔＦを一定
（２００ＭＨｚ）とし、１チャンネル当たりのサンプリ
ング周波数ｆｓを変化（変調Ａ：１８５ｋＨｚ，変調
Ｂ：３７０ｋＨｚ）させることにより掃引時間Ｔを変化
させた時の距離Ｒ，相対速度Ｖの検知可能エリアの変化
を表すグラフである。図示されているように、掃引時間
Ｔが長くなると（変調Ａ）、検知可能な相対速度Ｖの範
囲が狭くなることがわかる。但し、最大距離が得られる
のはｆｒ＝ｆｓ／２の時、最大相対速度が得られるのは
ｆｄ＝ｆｓ／４の時であり、ここでは、１チャンネル当
たりのサンプリング数Ｄpcを５１２とした。
【００２８】そして、特に、送信側に複数のアンテナを
設けることで多チャンネル化が図られている場合、チャ
ンネルの切替時には、新たなチャンネルのビート信号の
サンプリングを開始する前に、前チャンネルのレーダ波
に基づくビート信号をサンプリングしてしまうことがな
いように、少なくともレーダ波が最大検知距離を往復す
るのに必要な時間だけ待機しなければならず、掃引時間
Ｔが更に長くなってしまうという問題があった。
【００２９】また更に、ＦＭＣＷ方式のレーダ装置で
は、アンテナが形成するビームにて、路面反射波を受信
してしまうことにより、ビート信号に不要な信号成分が
重畳され、その信号成分が発生する周波数帯でのビート
周波数の検出の妨げになるという問題もあった。
【００３０】例えば、図１２に示すように、サイドロー
プにて受信される路面反射波は、通常、レーダ装置の距
離分解能に満たない極近距離からのものであるため、送
信信号に対して受信信号が遅延することにより生じる周
波数成分は十分に小さい。しかし、レーダ波は、車両の
進行方向に沿った路面に対して、ある角度にて入射さ
れ、その入射角θはレーダ波が反射する位置によって様
々に異なる。従って、路車間相対速度の入射方向成分、
即ちレーダ波にて検出される見かけ上の相対速度が大き
くばらつき、その相対速度のばらつきに応じて、受信信
号のドップラシフト量もばらつくため、ビート信号に周
波数広がりのある不要な信号成分が重畳されてしまうの
である。
【００３１】本発明は、上記問題点を解決するために、
時分割多重された受信信号から生成したビート信号をサ
ンプリングして信号処理することでターゲットを検出す
るレーダ装置において、様々な状況に対応したターゲッ
トの検出を可能とし、検出の信頼性を向上させることを
目的とし、特に距離や相対速度の検出能力を犠牲にする
ことなく、検出範囲外に位置する遠距離ターゲットの誤
検出を防止でき、更には、路面反射波の影響も低減でき
るようにすることを目的とする。
【００３２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の発明である請求項１記載のレーダ装置では、送信信号
生成部が、周波数が時間と共に周期的に変動する送信信
号を生成し、送信アンテナと受信アンテナとの組み合わ
せからなるチャンネルを複数有する送受信部が、これら
チャンネルのいずれかを使用し、送信信号に基づくレー
ダ波の送信、及びそのレーダ波を反射したターゲットか
らの反射波の受信を行う。
【００３３】この時、切替制御部が、送受信部が使用す
るチャンネルの切替を制御し、ビート信号生成部は、切
替制御部の切替制御によって選択された単一のチャンネ
ルからの受信信号、又は選択された複数のチャンネルか
らの受信信号が時分割多重されたものを、ローカル信号
と混合することでビート信号を生成する。
【００３４】但し、切替制御部は、送信信号の変調周期
の間に、全てのチャンネルを繰り返し選択する第１切替
制御と、送信信号の変調周期の間に、予め設定された一
部のチャンネルを繰り返し選択する第２切替制御とを適
宜実行する。つまり、全てのチャンネルを使用する第１
切替制御と比較して、一部のチャンネルを使用する第２
切替制御では、変調周期や変調傾きを設定する際の自由
度が高く、例えば、変調周期を短くして変調傾きを急峻
にしたり、チャンネル単位でみればサンプリング周期を
短くしたりすることが可能となる。
【００３５】従って、本発明のレーダ装置によれば、第
１及び第２切替制御中にそれぞれ得られたビート信号に
基づく信号処理の結果を、必要に応じて適宜組み合わせ
ることにより、ターゲットの検出の際に必要となる検出
精度や検知範囲についての様々な要求に応えることがで
きる。
【００３６】そして、請求項２記載のように、送信信号
生成部を、送受信部が切替制御するチャンネル数に応じ
て、信号処理部での信号処理に必要なデータが得られる
長さに、送信信号の変調周期を変化させるように構成す
れば、変調の傾きが緩やかな第１切替制御では、相対速
度を高い分解能にて検出でき、一方、変調の傾きが急峻
な第２切替制御では、相対速度の検知範囲を広げること
ができる。
【００３７】また、変調周期を短くすると、ビート信号
をフーリエ変換した演算結果において、路面反射波に基
づく不要信号成分の広がりが縮小され、その結果、ター
ゲットからの反射波に基づく周波数成分の検出が容易に
なり、ビート周波数の検出精度向上させることもでき
る。
【００３８】即ち、ビート信号をサンプリングしてフー
リエ変換した場合、ビート信号ｆb1，ｆb2、ひいては周
波数ｆｒ，ｆｄは、上述の（６）式で示された周波数分
解能Δｆを最小単位として検出され、これが周波数ｆ
ｒ，ｆｄをデジタル値を表す時の１単位（ＬＳＢ）に相
当する。以下、この最小単位を用いて表された値を「周
波数ポイント」という。つまり、上述の（８）式から明
らかなように、この周波数ポイントの１ポイントが表す
周波数の大きさは、変調周期（掃引時間Ｔ）が短くなる
ほど大きくなる。
【００３９】但し、この周波数分解能Δｆに基づいて算
出される距離分解能ΔＲ（（７）式参照）は、変調周期
Ｔとは無関係であり、従って、ターゲットまでの距離Ｒ
が一定であれば、Ｒ／ΔＲは一定値となることから、距
離Ｒ（即ち周波数ｆｒ）に基づく周波数ポイントも変調
周期Ｔに関わらず一定となる。一方、同じく周波数分解
能Δｆに基づいて算出される速度分解能ΔＶ（（８）式
参照）は、変調周期Ｔに応じて変化するため、ターゲッ
トとの相対速度Ｖが一定であっても、相対速度Ｖ（即ち
周波数ｆｄ）に基づく周波数ポイントは、変調周期Ｔが
長いほど大きくなる。
【００４０】なお、路面反射波に基づく不要な信号成分
は、ほぼドップラシフトのみによりにより生じたもので
あるため、周波数ポイントでみた場合、変調周期Ｔを短
くするほど、その広がりは周波数ポイントがゼロの点に
向けて縮小されることになる。一方、ターゲットからの
反射波に基づくビート周波数ｆb1，ｆb2は、距離Ｒに基
づく周波数ｆｒを中心として、両側に相対速度Ｖに基づ
く周波数ｆｄだけ離れた大きさを有するが、周波数ポイ
ントでみれば、変調周期Ｔを短くするほど、ビート周波
数ｆb1，ｆb2の周波数ポイントは、周波数ｆｒの周波数
ポイントに近付くことになる。
【００４１】従って、図１３（ａ）に示すように、変調
周期Ｔを長くして測定した時には、不要な信号成分の周
波数ポイントと、ターゲットに基づくビート周波数ｆb1
の周波数ポイントとが重なりあっていたとしても、変調
周期Ｔを短くして測定すれば、図１３（ｂ）に示すよう
に、不要な信号成分の周波数ポイントの広がりが縮小さ
れると共に、ビート周波数ｆb1の周波数ポイントも、不
要な信号成分の周波数ポイントから離れる方向に移動す
るため、両者（ビート周波数，不要な信号成分）の周波
数ポイントを明確に分離することが可能となるのであ
る。
【００４２】次に、信号処理部は、例えば請求項３記載
のように、第１切替制御中に得られたビート信号に基づ
いて、第１演算手段が、ターゲットの存在する方位を求
め、また、第２切替制御中に得られたビート信号に基づ
いて、第２演算手段が、ターゲットとの距離及び相対速
度を求めるように構成することができる。
【００４３】つまり、第２切替制御では、第１切替制御
の時より、切替制御に使用するチャンネル数を少なくし
ているため、チャンネルの切替間隔が一定であれば、１
チャンネル当たりのサンプリング間隔を短縮、即ち１チ
ャンネル当たりのサンプリング周波数を高くすることが
可能となる。また、距離及び相対速度を求めるには、最
低１チャンネルについてのデータが得られればよいた
め、使用するチャンネル数を少なくしても、距離及び相
対速度の検出に悪影響を及ぼすことがない。
【００４４】従って、本発明のレーダ装置によれば、１
チャンネル当たりのサンプリング周波数の１／２が、遠
距離ターゲットに基づく周波数成分の最大周波数より高
くなるように、第２切替制御での切替制御の対象となる
チャンネル数を減少させれば、遠距離ターゲットに基づ
く周波数成分が信号帯域内に折り返されてしまうことが
なく、この遠距離ターゲットを検知範囲内のターゲット
であるとして誤検出してしまうことを確実に防止でき
る。
【００４５】また、この場合、第２切替制御中に得られ
るビート信号は、第１切替制御中に得られるビート信号
と比較して、フーリエ変換などの信号処理を行った時
に、ビート信号の信号帯域内に折り返されるノイズ成分
も減少し、信号帯域内のノイズフロアの上昇も抑制され
るため、ビート周波数の検知能力を向上させることがで
きる。
【００４６】なお、第１演算手段は、請求項４記載のよ
うに、第２演算手段での演算結果から、ターゲットから
の反射波に基づいてビート信号に現れるべき周波数成分
を予測し、その予測された周波数成分について方位検出
処理（例えばデジタルビームフォーミング）を行うこと
によりターゲットが存在する方位を求めることが望まし
い。
【００４７】即ち、全てのチャンネルを使用した場合、
遠距離ターゲットに基づく周波数成分の信号帯域内への
折り返しが発生する場合があるが、ターゲットの周波数
成分は判っているため、その周波数成分のみを対象とし
て方位の検出を行えばよく、遠距離ターゲットに基づく
周波数成分を除去できなくても、その周波数成分がター
ゲットからの反射波に基づく周波数成分と一致しない限
り、誤検出してしまうことがない。
【００４８】また、信号処理部は、請求項５記載のよう
に、第１演算手段が、第１切替制御中に得られたビート
信号に基づいて特定される周波数ペアのそれぞれについ
て、距離及び相対速度を求めると共に、第２演算手段
が、第２切替制御中に得られたビート信号に基づいて特
定される周波数ペアのそれぞれについて、距離及び相対
速度を求め、これら第１及び第２演算手段での演算結果
が一致したものをターゲットとして認識するように構成
してもよい。
【００４９】この場合、同一のターゲットを、第１切替
制御での測定結果と第２切替制御での測定結果とから二
重に検出し、その両方で検出された場合のみ、正式にタ
ーゲットとして認識されるため、認識されたターゲット
の信頼性を向上させることができる。
【００５０】ところで、ＦＭＣＷレーダにおいて、
（３）（４）式を用いた距離及び相対速度の算出は、図
９に示すように、上り変調時には、送信波の周波数が高
く、下り変調時には、受信波の周波数が高いことを前提
として行われる。しかし、近距離に相対速度の大きいタ
ーゲットでは、上り変調時でも受信波の周波数が高くな
ったり、下り変調時でも送信波の周波数が高くなったり
することがある。なお、このようなケースは、変調傾き
が小さいほど発生しやすい。
【００５１】そして、この場合、送信波と受信波との関
係が逆転した変調時の周波数を負値として（３）（４）
式を適用する必要があるが、通常通りに距離や相対速度
を算出すると、誤った結果が得られることになる。その
結果、第１及び第２切替制御のいずれでも周波数ペアが
検出されているにも関わらず、第１及び第２演算手段で
の演算結果が一致しないため、ターゲットして認識され
ないという問題があった。
【００５２】そこで、請求項６記載のように、第１演算
手段は、第２演算手段での演算結果に対応するものが存
在しない周波数ペアについて、その周波数ペアのうち、
周波数の低い側を負値として距離及び相対速度を再度求
め、その演算結果を、再度、第２演算手段での演算結果
と比較するように構成することが望ましい。
【００５３】即ち、図１４に示すように、変調傾きの大
きい第２切替制御の場合（図中（ｂ）参照）、第１切替
制御の場合（図中（ａ）参照）と比較して、送信波と受
信波との関係の逆転が発生し難いため、上述の再計算を
行うことにより、第１切替制御中に得られるビート信号
でのみ逆転が生じている場合には、これを確実にターゲ
ットとして認識することができるのである。
【００５４】また、図１５に示すように、ビート信号を
サンプリングすることにより、サンプリング周波数ｆｓ
の１／２より周波数の高い周波数成分ｆｂは、ｆｓ／２
で折り返された周波数成分ｆｂ’として検出される。こ
のため、請求項７記載のように、第１演算手段は、第２
演算手段での演算結果に対応するものが存在しない周波
数ペアがある場合、該周波数ペアのうち、片方または両
方を、前記ビート信号をサンプリングする際のサンプリ
ング周波数にて折り返された周波数成分であるものとし
て、距離及び相対速度を再度求め、その演算結果を、再
度、第２演算手段での演算結果と比較するように構成す
ることが望ましい。
【００５５】この場合、折り返される前の周波数成分
は、ｆｂ＝ｆｓ−ｆｂ’にて求めることができる。とこ
ろで、送受信部が、少なくとも複数の受信アンテナを備
える場合には、請求項８記載のように、送受信部には、
これら受信アンテナからの受信信号のいずれかを択一的
に選択してヒ゛ート信号生成部に供給する受信スイッチを設
けることが望ましい。この場合、ビート信号生成部は、
単一のミキサにて構成することができ、装置を安価に構
成できる。
【００５６】次に、請求項９記載のレーダ装置では、ノ
イズ判定手段が、ビート信号生成手段からのビート信号
に基づいて、ＦＭ−ＡＭ変換雑音の有無を判定し、ノイ
ズ無しと判定された場合に、通知手段が、故障を通知す
る。なお、ＦＭ−ＡＭ変換雑音とは、レーダ波の送信信
号を生成する発振器が発振周波数に応じてパワー（振
幅）が変化してしまうことにより、レーダ波に重畳され
てしまう雑音のことである。
【００５７】即ち、発振器は発振周波数に関わらずパワ
ー（振幅）が一定であることが理想的であるが、実際に
は、発振周波数が高くなるほどパワーが低下するため、
送信信号はＦＭ変調と共にＡＭ変調もかかったものとな
る。このＡＭ変調分が、図８に示すように、受信信号に
重畳された低周波ノイズとなり、受信信号やビート信号
のノイズフロアを上昇させる。
【００５８】換言すれば、このＦＭ−ＡＭ変換雑音は、
当該レーダ装置が正常に動作している限り、必ず検出さ
れるものであるため、このノイズが存在しない場合に
は、何等かの故障であると判定することができるのであ
る。
【００５９】
【発明の実施の形態】以下に本発明の実施形態を図面と
共に説明する。 ［第１実施形態］図１は、本実施形態の車載用レーダ装
置の全体構成を表すブロック図である。
【００６０】図１に示すように、本実施形態のレーダ装
置２は、変調指令に従って、三角波状の変調信号を生成
するＤ／Ａ変換器１０と、Ｄ／Ａ変換器１０にて生成さ
れた変調信号がバッファ１２を介して印加され、その変
調信号に従って発振周波数が変化する電圧制御発振器
（ＶＣＯ）１４と、ＶＣＯ１４の出力を送信信号Ｓｓと
ローカル信号Ｌとに電力分配する分配器１６と、送信信
号Ｓｓに応じたレーダ波を放射する送信側アンテナ部と
しての送信アンテナ１８と、レーダ波を受信するＮｃ
（本実施形態では８）個の受信アンテナからなる受信側
アンテナ部２０と、受信側アンテナ部２０を構成するア
ンテナのいずれかを選択信号Ｘに従って択一的に選択
し、選択されたアンテナからの受信信号Ｓｒを後段に供
給する受信スイッチ２２と、受信スイッチ２２から供給
される受信信号Ｓｒにローカル信号Ｌを混合してビート
信号Ｂを生成するミキサ２４と、ミキサ２４が生成した
ビート信号Ｂを増幅する増幅器２６と、増幅器２６にて
増幅されたビート信号Ｂをタイミング信号Ｐに従ってサ
ンプリングしデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器２
８と、タイミング信号Ｐ及びモード信号Ｍを生成するタ
イミング制御部３０と、タイミング制御部３０からのタ
イミング信号Ｐ及びモード信号Ｍに従って選択信号Ｘを
生成するＳＷ制御部３２と、タイミング制御部３０から
のモード信号Ｍに従って、Ｄ／Ａ変換器１０に対する変
調指令を出力すると共に、Ａ／Ｄ変換器２８を介して取
り込んだビート信号Ｂのサンプリングデータの信号処理
を行うことにより、レーダ波を反射したターゲットとの
距離や相対速度、及びターゲットが存在する方位を求め
る信号処理部３４とを備えている。
【００６１】なお、ＶＣＯ１４が送信信号生成部、送信
アンテナ１８，受信側アンテナ部２０，受信スイッチ２
２が送受信部、分配器１６，ミキサ２４がビート信号生
成部、タイミング制御部３０，ＳＷ制御部３２が切替制
御部に相当する。このうち、ＶＣＯ１４は、三角波状の
変調信号に従って、時間に対して周波数が直線的に漸
増，漸減するよう変調されたミリ波帯の高周波信号を生
成し、その中心周波数がＦｏ＝７６．５ＧＨｚ、周波数
変動幅がΔＦ＝１００ＭＨｚとなるように設定されてい
る。
【００６２】受信側アンテナ部２０を構成する各アンテ
ナは、そのビーム幅（正面方向に対する利得の低下が３
ｄＢ以内の角度範囲）がいずれも送信アンテナ１８のビ
ーム幅全体を含むように設定されている。なお、各アン
テナをそれぞれｃｈ１〜ｃｈＮｃに割り当てるものとす
る。
【００６３】タイミング制御部３０は、周期が１／ｆｘ
のパルス列からなるタイミング信号Ｐを生成すると共
に、第１変調モードを表す信号レベルと第２変調モード
を表す信号レベルとを交互に繰り返すモード信号Ｍを生
成する。但し、第２変調モードを表す信号レベルは、１
チャンネル当たりのサンプリング数Ｄpc（本実施形態で
は５１２）個分のパルスを出力するのに要する時間だけ
継続し、一方、第２変調モードを表す信号レベルは、Ｎ
ｃ×Ｄpc個分のパルスを出力するのに要する時間だけ継
続する。また、周期１／ｆｘは、受信スイッチ２２の切
替周期、或いはＡ／Ｄ変換器２８の変換周期のうち、い
ずれか遅い方に設定すればよく、本実施形態では２００
［ｎｓ］に設定されている。
【００６４】本実施形態では、第１変調モードを方位検
出モード、第２変調モードを距離検出モードともよぶ。
ＳＷ制御部３２は、モード信号Ｍが距離測定モードを表
す信号レベルの時（以下単に「距離測定モードの時」と
いう）には、受信スイッチ２２の接続先を、予め設定さ
れた単一のチャンネル（例えばｃｈ１）が固定的に選択
され、モード信号Ｍが方位測定モードを表す信号レベル
の時（以下単に「方位測定モードの時」という）には、
タイミング信号Ｐに従って、Ｎｃ個の全てのチャンネル
（ｃｈ１〜ｃｈＮｃ）が順番に選択されるように受信ス
イッチ２２を制御する。
【００６５】また、信号処理部３４は、ＣＰＵ，ＲＯ
Ｍ，ＲＡＭからなる周知のマイクロコンピュータを中心
に構成され、更に、Ａ／Ｄ変換器２８を介して取り込ん
だデータについて、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を
実行するための演算処理装置（例えばＤＳＰ）を備えて
いる。そして、変調周波数が最低周波数から最高周波数
に到るまで（上り変調）の時間、或いは最高周波数から
最低周波数に到るまで（下り変調）の時間を掃引時間と
し、距離測定モード（第２変調モード）の時の掃引時間
がＴ２＝Ｄpc×１／ｆｘ、方位測定モード（第１変調モ
ード）の時の掃引時間がＴ１＝Ｎｃ×Ｄpc×１／ｆｘと
なるような変調指令を生成する処理を実行すると共に、
距離測定モードの時にＡ／Ｄ変換器２８を介して得られ
たビート信号Ｂのサンプリングデータに基づいて、ター
ゲットとの距離及び相対速度を求める第２演算手段（請
求項３における）としての距離／相対速度検出処理、及
び方位測定モードのＴ時にＡ／Ｄ変換器２８を介して得
られたビート信号Ｂのサンプリングデータに基づいて、
ターゲットが存在する方位を求める第１演算手段（請求
項３における）としての方位検出処理などを実行する。
【００６６】このように構成された本実施形態のレーダ
装置２では、ＶＣＯ１４が変調信号に従って生成した高
周波信号を、分配器１６が電力分配することにより、送
信信号Ｓｓ及びローカル信号Ｌが生成され、このうち送
信信号Ｓｓは、送信アンテナ１８を介してレーダ波とし
て送出される。
【００６７】この送信アンテナ１８から送出されターゲ
ットに反射して戻ってきたレーダ波（反射波）は、受信
側アンテナ部２０を構成する全ての受信アンテナにて受
信されるが、受信スイッチ２２によって選択されている
受信チャンネルｃｈｉ（ｉ＝１〜Ｎｃ）の受信信号Ｓｒ
のみがミキサへ供給される。すると、ミキサでは、この
受信信号Ｓｒに分配器１６からのローカル信号Ｌを混合
することによりビート信号Ｂを生成し、増幅器にて増幅
されたビート信号Ｂは、Ａ／Ｄ変換器にて、タイミング
信号Ｐに従ってサンプリングされ信号処理部３４に取り
込まれる。
【００６８】なお、図２に示すように、モード信号Ｍが
距離測定モードの時には、使用するチャンネルがｃｈ１
に固定され、信号処理部３４には、１チャンネル分のデ
ータが連続的に供給される。つまり、サンプリング周波
数ｆｓは、チャンネル切替周波数ｆｘに等しくなる。一
方、方位測定モードの時には、全てのチャンネルｃｈ１
〜ｃｈＮｃが順番に使用され、時分割多重された受信信
号がミキサ２４に供給される。従って、ミキサ２４が生
成するビート信号Ｂも、各受信チャンネルｃｈ１〜ｃｈ
Ｎｃの受信信号Ｓｒに基づくビート信号が時分割多重さ
れたものとなる。つまり、１チャンネル当たりのサンプ
リング周波数ｆｓは、チャンネル切替周波数ｆｘをチャ
ンネル数Ｎｃで等分割した大きさ（ｆｓ＝ｆｘ／Ｎｃ）
となる。
【００６９】ここで、信号処理部３４が実行する距離／
相対速度検出処理、及び方位検出処理を、図３に示すフ
ローチャートに沿って説明する。なお、両処理は並列に
実行されるものとする。距離／相対速度検出処理が起動
すると、まず、距離／相対速度検出用データの収集が完
了したか否かを、モード信号Ｍが距離検出モードの信号
レベルから方位検出モードの信号レベルに変化したか否
かにより判断し（Ｓ１１０）、データの収集が完了して
いなければ、完了するまで待機する。そして、距離／相
対速度検出用データの収集が完了したと判断されると、
距離検出モードの間の上り変調時及び下り変調時のそれ
ぞれの間にサンプリングされた各Ｄpc（＝５１２）個の
データについて、各変調時毎にＦＦＴ処理を実行する
（Ｓ１２０）。
【００７０】このＦＦＴ処理により各変調時毎に得られ
たビート信号の周波数分布から、信号強度がピークとな
る成分の周波数を特定するピークサーチ処理を実行し
（Ｓ１３０）、ピークが複数ある場合には、周波数成分
の信号強度や位相を比較することにより、両変調時の間
で対になる周波数成分を特定するペアマッチ処理を実行
する（Ｓ１４０）。
【００７１】このペアマッチ処理により対になった信号
成分の周波数をビート周波数ｆb1，ｆb2として、各対毎
に上述の（３）（４）式を用いて、ターゲットとの距離
Ｒ及び相対速度Ｖを算出し（Ｓ１５０）、その距離Ｒ及
び相対速度Ｖから、方位検出用データを周波数分析した
時に、ターゲットからの反射波に基づく信号成分の周波
数（ターゲット周波数という）を予測して（Ｓ１６
０）、Ｓ１１０に戻る。なお、ターゲット周波数は、変
調の精度やターゲットの不測の挙動などを考慮して、多
少幅をもって設定することが望ましい。
【００７２】一方、方位検出処理が起動されると、ま
ず、方位検出用データの収集が完了したか否かを、モー
ド信号の信号レベルが、方位検出モードから距離検出モ
ードに変化したか否かにより判断し（Ｓ２１０）、デー
タの収集が完了していなければ、完了するまで待機す
る。
【００７３】そして、方位検出用データの収集が完了し
たと判断されると、方位検出モードの間の上り変調時及
び下り変調時のそれぞれの間にサンプリングされたデー
タを、各チャンネルｃｈ１〜ｃｈＮｃ毎に分離し（Ｓ２
２０）、各チャンネル毎且つ各変調時毎にＦＦＴ処理を
実行する（Ｓ２３０）。
【００７４】次に、先のＳ１６０にて処理されるターゲ
ット周波数の算出が終了しているか否かを判断し（Ｓ２
４０）、算出が終了していなければ、終了するまで待機
する。そして、ターゲット周波数の算出が終了していれ
ば、各チャンネルｃｈ１〜ｃｈＮｃのＦＦＴ処理結果か
ら、ターゲット周波数の信号成分を抽出し（Ｓ２５
０）、この抽出した信号成分について、チャンネル間の
サンプリングタイミングの違いに基づくチャンネル間の
ばらつきを補正（Ｓ２６０）した後、これらターゲット
周波数の信号成分に基づいてデジタルビームフォーミン
グ（ＤＢＦ）処理を実行し（Ｓ２７０）、その処理結果
に基づいてターゲットが存在する方位を特定して（Ｓ２
８０）、Ｓ２１０に戻る。
【００７５】以上説明したように、本実施形態のレーダ
装置２においては、距離検出モード時には、１チャンネ
ルのみを使用し、同一チャンネルのビート信号を連続的
にサンプリングすることにより、サンプリング周波数ｆ
ｓを方位検出モード時のＮｃ倍（ｆｘ／Ｎｃ→ｆｘ）だ
け高くすると共に、これに応じて掃引時間Ｔも必要最小
限の長さに短縮している。
【００７６】従って、本実施形態のレーダ装置２によれ
ば、距離検出モード時には、サンプリング周波数ｆｓの
１／２が、遠距離ターゲットに基づく周波数成分より十
分に高くなり、ＦＦＴ処理によって遠距離ターゲットに
基づく周波数成分が信号帯域内に折り返されてしまうこ
とがないため、この遠距離ターゲットを検知範囲内のタ
ーゲットであるとして誤検出してしまうことを確実に防
止できる。
【００７７】また、距離検出モード時には、１チャンネ
ル当たりのサンプリング周波数ｆｓが低い方位検出モー
ド時と比較して、ＦＦＴ処理によってビート信号Ｂの信
号帯域内に折り返されるノイズ成分も減少し、信号帯域
内のノイズフロアの上昇も抑制されるため、ビート周波
数ｆb1，ｆb2の検知能力を向上させることができる。
【００７８】更に、距離検出モード時では、掃引時間Ｔ
が短縮されるため、ビート信号ＢをＦＦＴ処理した演算
結果（周波数ポイント）において、路面反射波に基づく
不要信号成分の広がりが縮小され、その結果、ターゲッ
トからの反射波に基づく周波数成分の検出が容易にな
り、ビート周波数ｆb1，ｆb2の検出精度を向上させるこ
とができる。
【００７９】また、本実施形態のレーダ装置２では、遠
距離ターゲットや路面反射波の影響の少ない状態で検出
されたターゲットとの距離Ｒや相対速度Ｖから、方位検
出モード時に収集されたデータをＦＦＴ処理した時に検
出されるべきビート周波数（ターゲット周波数）を予測
し、そのターゲット周波数の信号成分についてデジタル
ビームフォーミングを行うことによりターゲットが存在
する方位を求めている。
【００８０】即ち、全チャンネルｃｈ１〜ｃｈＮｃを使
用する方位検出モードでは、１チャンネル当たりのサン
プリング周波数ｆｓが低くなり、遠距離ターゲットに基
づく周波数成分の信号帯域内への折り返しが発生する可
能性がある。しかし、本実施形態のレーダ装置２では、
距離検出モードにて検出されたターゲット周波数のみを
対象として方位の検出を行えばよいため、遠距離ターゲ
ットに基づく周波数成分を除去できなくても、その周波
数成分が上記ターゲット周波数と一致しない限り、誤検
出してしまうことがなく、信頼性の高い方位検出を行う
ことができる。
【００８１】なお、本実施形態では、距離／相対速度検
出処理の検出結果から、ターゲット周波数を予測して方
位検出処理に用いているが、方位検出用データから、再
度、距離・相対速度を算出してもよい。この場合、距離
・相対速度の測定精度を向上させることができると共
に、距離検出用データを用いた場合には、相対速度の検
知範囲が広く、一方、方位検出用データを用いた場合に
は、相対速度の分解能が高くなるため、用途に応じて使
用する測定結果を選択することもできる。
【００８２】また、本実施形態では、距離検出モード時
に使用するチャンネルを１チャンネルに固定したが、サ
ンプリング周波数の１／２が、遠距離ターゲットの最大
周波数より大きくすることができる範囲内であれば、複
数チャンネルを使用するように構成してもよい。この場
合、各チャンネル毎に求めたＦＦＴ処理の結果の平均を
求めるようにすれば、ノイズやチャンネル間のばらつき
等が抑制されるため、ビート信号Ｂの周波数分布のピー
クの検出を容易に行うことができる。 ［第２実施形態］次に、第２実施形態について説明す
る。
【００８３】本実施形態では、アンテナの切替制御方
法、及び信号処理部３４での処理が、第１実施形態とは
異なっているため、これらの相異点を中心に説明する。
即ち、本実施形態において、タイミング制御部３０が生
成するモード信号Ｍの第１変調モードを表す信号レベル
は、図４に示すように、第１実施形態と同様、Ｎｃ×Ｄ
pc個分のパルスを出力するのに要する時間だけ継続し、
第２変調モードを表す信号レベルは、Ｎｄ（＜Ｎｃ：本
実施形態では４）×Ｄpc個分のパルスを出力するのに要
する時間だけ継続する。
【００８４】また、ＳＷ制御部３２は、モード信号Ｍが
第１変調モードを表す信号レベルの時（以下単に「第１
変調モードの時」という）には、タイミング信号Ｐに従
って、Ｎｃ個の全てのチャンネル（ｃｈ１〜ｃｈＮｃ）
が順番に選択され、モード信号Ｍが第２変調モードを表
す信号レベルの時（以下単に「第２変調モードの時」と
いう）には、タイミング信号Ｐに従って、予め設定され
たＮｄ個のチャンネル（例えばｃｈ１〜ｃｈＮｄ）が順
番に選択されるように受信スイッチ２２を制御する。
【００８５】そして、信号処理部３４は、第１変調モー
ドでの掃引時間がＴ１＝Ｎｃ×Ｄpc×１／ｆｘ、第２変
調モードでの掃引時間がＴ２＝Ｎｄ×Ｄpc×１／ｆｘと
なるような変調指令を生成する処理を実行すると共に、
Ａ／Ｄ変換器２８を介して得られたビート信号Ｂのサン
プリングデータに基づいて、ターゲットとの距離及び相
対速度、ターゲットが存在する方位を求める距離／相対
速度／方位検出処理などを実行する。
【００８６】ここで、信号処理部３４が実行する距離／
相対速度／方位検出処理を、図５に示すフローチャート
に沿って説明する。距離／相対速度／方位検出処理が起
動すると、まず、第１変調モードでのデータ収集が完了
しているか否かを判断し（Ｓ３１０）、データの収集が
完了していなければ、完了するまで待機する。
【００８７】そして、第１変調モードでのデータ収集が
完了したと判断されると、その第１変調モードの間にサ
ンプリングされたデータを、各チャンネル毎、且つ各変
調時毎に分離して、その分離したそれぞれについてＦＦ
Ｔ処理を実行し、更にそのＦＦＴ処理結果に基づいてピ
ークサーチ処理，ペアマッチ処理を実行することで対に
なった信号成分の周波数（周波数ペア）を仮ターゲット
として抽出する仮ターゲット抽出処理を実行する（Ｓ３
２０）。なお、ＦＦＴ処理、ピークサーチ処理、ペアマ
ッチ処理は、Ｓ１２０〜Ｓ１４０と全く同様である。
【００８８】このターゲット抽出処理により抽出された
各仮ターゲットとの距離Ｒ及び相対速度Ｖを、上述の
（３）（４）式を用いて算出する（Ｓ３３０）。このよ
うにして第１変調モードについての処理が終了すると、
今度は、第２変調モードでのデータ収集が完了している
か否かを判断し（Ｓ３４０）、データの収集が完了して
いなければ、完了するまで待機する。
【００８９】そして、第２変調モードでのデータ収集が
完了したと判断されると、その第２変調モードの間にサ
ンプリングされたデータに基づいて、先のＳ３２０，Ｓ
３３０と同様に、仮ターゲット抽出処理（Ｓ３５０）、
抽出された仮ターゲット（周波数ペア）毎に距離Ｒ及び
相対速度Ｖの算出（Ｓ３６０）を実行する。
【００９０】そして、Ｓ３３０及びＳ３６０にて算出さ
れた距離Ｒ及び相対速度Ｖが、予め設定された許容範囲
内で一致する仮ターゲットを同一ターゲットとして、こ
れを正式なターゲットとして抽出するターゲット抽出処
理を実行する（Ｓ３７０）。このターゲット抽出処理に
て抽出されたターゲットについて、第１変調モードにて
得られた情報に基づいて、各チャンネルｃｈ１〜ｃｈＮ
ｃのＦＦＴ処理結果から、ターゲット周波数の信号成分
を抽出し（Ｓ３８０）、この抽出した信号成分につい
て、チャンネル間のサンプリングタイミングの違いに基
づくチャンネル間のばらつきを補正（Ｓ３９０）した
後、これらターゲット周波数の信号成分に基づいてデジ
タルビームフォーミング（ＤＢＦ）処理を実行し（Ｓ４
００）、その処理結果に基づいてターゲットが存在する
方位を特定して（Ｓ４１０）、Ｓ３１０に戻る。
【００９１】ここで、Ｓ３７０にて実行するターゲット
抽出処理を、図６に示すフローチャートに沿って説明す
る。本処理が起動すると、まず、Ｓ３２０にて抽出され
た仮ターゲットの中で、Ｓ３５０にて抽出された仮ター
ゲットと、Ｓ３３０及びＳ３６０での算出値が不一致と
なるものがあるか否かを判断し（Ｓ３７１）、不一致と
なるものがあれば、その全ての仮ターゲットについて、
周波数ペアのうち周波数が低い側のビート周波数を負値
とし、（３）（４）式を用いて距離Ｒ及び相対速度Ｖを
再計算する（Ｓ３７２）。
【００９２】この再計算した算出値が、Ｓ３６０での算
出値と不一致となるものがあるか否かを判断し（Ｓ３７
３）、不一致となるものがあれば、その不一致となった
データを削除する（Ｓ３７４）。そして、Ｓ３７１又は
Ｓ３７３にて不一致データが無いと判定されるか、又は
ＳＳ３７４にて不一致データの除去が行われた後、距離
Ｒ及び相対速度Ｖが一致する仮ターゲットのペアを正式
なターゲットとして登録し、各ターゲットについて、第
１変調データに基づいて算出された距離Ｒ及び相対速度
Ｖを、ターゲット情報として設定して（Ｓ３７５）、本
処理を終了する。
【００９３】なお、Ｓ３１０〜Ｓ３３０，Ｓ３７１〜Ｓ
３７２が請求項５，６における第１演算手段、Ｓ３４０
〜Ｓ３６０が請求項５における第２演算手段に相当す
る。以上説明したように、本実施形態のレーダ装置によ
れば、同一ターゲットを、第１変調モードでの測定結果
と第２変調モードでの測定結果とから二重に検出し、そ
の両方で検出された場合にのみ正式にターゲットとして
認識するため、他方の変調モードに対応する周波数ペア
のない、ノイズの影響等で生じた周波数ペアを確実に除
去でき、検出の信頼性を向上させることができる。
【００９４】また、本実施形態のレーダ装置によれば、
第１変調モードで検出された仮ターゲット（周波数ペ
ア）のうち、第２変調モードで検出された仮ターゲット
中に対応するものが存在しないものについては、その周
波数ペアのうち周波数の低い側のビート周波数を負値と
して、距離Ｒ及び相対速度Ｖを再計算して、対応する仮
ターゲットの存在を再度探すようにされている。従っ
て、第１変調モード時にて生成されるビート信号にて、
送信波と受信波との周波数の大小関係が本来の状態から
反転しているものがあったとしても、そのビート信号を
発生させたターゲットを確実に検出することができる。
【００９５】なお、本実施形態では、Ｓ３７１におい
て、ビート周波数の符号が反転している場合のみを想定
して再計算を行っているが、サンプリングによりビート
周波数がサンプリング周波数の１／２にて折り返されて
いる場合も想定して再計算を行うようにしてもよい。 ［第３実施形態］次に第３実施形態について説明する。
【００９６】本実施形態では、第１実施形態のものと
は、タイミング制御部３０が生成するモード信号Ｍ、及
び信号処理部３４での処理が異なるだけであるため、こ
れらの相異点を中心に説明する。即ち、本実施形態にお
いて、タイミング制御部３０は、第１変調モードと第２
変調モードとが交互ではなく、予め決められた割合で第
２変調モードが挿入されるようなモード信号Ｍを生成す
る。そして、信号処理部３４は、第１変調モード時に得
られたビート信号Ｂのサンプリングデータに基づいて、
ターゲットとの距離及び相対速度、ターゲットが存在す
る方位を求める距離／相対速度／方位検出処理や、第２
変調モード時に得られたビート信号Ｂのサンプリングデ
ータに基づいて、当該装置の故障の有無を検出する故障
検出処理を実行する。
【００９７】ここで、信号処理部３４が実行する距離／
相対速度／方位検出処理、及び故障検出処理の詳細を、
図７に示すフローチャートに沿って説明する。距離／相
対速度／方位検出処理が起動すると、まず、第１変調モ
ードでのデータ収集が完了しているか否かを判断し（Ｓ
５１０）、データの収集が完了していなければ、完了す
るまで待機する。
【００９８】そして、第１変調モードでのデータ収集が
完了したと判断されると、その第１変調モードの間にサ
ンプリングされたデータを、各チャンネル毎、且つ各変
調時毎に分離して、その分離したそれぞれについてＦＦ
Ｔ処理を実行し、更にそのＦＦＴ処理結果に基づいてピ
ークサーチ処理，ペアマッチ処理を実行することで対に
なった信号成分の周波数（周波数ペア）をターゲットと
して抽出するターゲット抽出処理を実行する（Ｓ５２
０）。なお、ＦＦＴ処理、ピークサーチ処理、ペアマッ
チ処理は、Ｓ１２０〜Ｓ１４０と全く同様である。
【００９９】このターゲット抽出処理により抽出された
ターゲットとの距離Ｒ及び相対速度Ｖを、上述の（３）
（４）式を用いて算出し、これを各ターゲットのターゲ
ット情報として設定する（Ｓ５３０）。そして、ターゲ
ット抽出処理にて抽出されたターゲットについて、各チ
ャンネルｃｈ１〜ｃｈＮｃのＦＦＴ処理結果から、ター
ゲット周波数の信号成分を抽出し（Ｓ５４０）、この抽
出した信号成分について、チャンネル間のサンプリング
タイミングの違いに基づくチャンネル間のばらつきを補
正（Ｓ５５０）した後、これらターゲット周波数の信号
成分に基づいてデジタルビームフォーミング（ＤＢＦ）
処理を実行し（Ｓ５６０）、その処理結果に基づいてタ
ーゲットが存在する方位を特定して（Ｓ５７０）、Ｓ５
１０に戻る。
【０１００】一方、故障検出処理が起動すると、まず、
第２変調モードでのデータ収集が完了しているか否かを
判断し（Ｓ６１０）、データの収集が完了していなけれ
ば、完了するまで待機する。そして、第２変調モードで
のデータ収集が完了したと判断されると、その第２変調
モードの間にサンプリングされたデータに基づいて、ビ
ート信号のノイズフロアレベルを検出し（Ｓ６２０）、
そのノイズフロアレベルが予め設定されたしきい値以上
あるか否かを判断する（Ｓ６３０）。そして、ノイズフ
ロアレベルがしきい値以上であれば、当該レーダ装置は
正常動作をしているものとして、Ｓ６１０に戻る。一
方、ノイズフロアレベルがしきい値より小さければ、当
該レーダ装置は故障しているものとして、故障ダイアグ
を図示しない表示装置に表示させ（Ｓ６４０）、レーダ
装置の動作を停止して（Ｓ６５０）、本処理を終了す
る。
【０１０１】なお、Ｓ６１０〜Ｓ６３０がノイズ判定手
段、Ｓ６４０が通知手段に相当する。つまり、ビート信
号のノイズフロアとして検出されるＦＭ−ＡＭ変換雑音
は、レーダ装置が動作していれば必ず検出されるもので
あるため、レーダが動作中にも関わらず、このＦＭ−Ａ
Ｍ変換雑音が検出されなければ、レーダ装置が故障して
いるものと判定することができる。
【０１０２】なお、ノイズフロアの検出では、サンプリ
ング値の大きさ（信号レベル）がわければよく、ＦＦＴ
も行う必要がないため、第２変調モードの全期間に渡っ
てデータを収集する必要はなく、故障の判定に必要な最
小限のサンプリング値を収集すればよい。
【０１０３】また、ＦＭ−ＡＭ変換雑音は、ＶＣＯ１４
の周波数変動幅ΔＦが大きいほど、大きくなるため、第
２変調モードの時には、この周波数変調幅ΔＦを大きく
とるように構成してもよい。そして、本実施形態では、
第２変調モードで収集したデータを、故障検出処理にの
み用いているが、第１及び第２実施形態のレーダ装置お
いて故障検出処理を実行して、第２変調モードで収集し
たデータを、ターゲットの検出と故障検出との双方に利
用するように構成してもよい。
【０１０４】以上本発明のいくつかの実施形態について
説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるもので
はなく、様々な態様にて実施することが可能である。例
えば、上記実施形態では、送信側のアンテナを一つと受
信側のアンテナを複数設けたが、送信側のアンテナを複
数と受信側のアンテナを一つ設けたり、送信側及び受信
側ともにアンテナを複数設けてもよい。なお、送信側に
複数のアンテナが設けられている場合、距離検出モード
時に使用するチャンネル数を少なくする時に、掃引時間
Ｔをできるだけ短くするには、送信側のアンテナを減ら
す方が、送信側のアンテナを切り替える際に必要な待ち
時間を無くすことができる分だけ効果的である。
【０１０５】また、上記実施形態では、ターゲットの方
位を、ＤＢＦにより求めているが、モノパルス方式によ
り求めるように構成してもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】 車載用レーダ装置の構成を表すブロック図で
ある。
【図２】 第１実施形態における各部の動作を表す説明
図である。
【図３】 第１実施形態において信号処理部が実行する
処理の内容を表すフローチャートである。
【図４】 第２実施形態における各部の動作を表す説明
図である。
【図５】 第２実施形態において信号処理部が実行する
処理の内容を表すフローチャートである。
【図６】 ターゲット抽出処理の詳細を表すフローチャ
ートである。
【図７】 第３実施形態において信号処理部が実行する
処理の内容を表すフローチャートである。
【図８】 ＦＭ−ＡＭ変換雑音の波形等を示す説明図で
ある。
【図９】 ＦＭＣＷ方式の動作原理を表す説明図であ
る。
【図１０】 アンチエイリアシングフィルタの効果を表
す説明図である。
【図１１】 変調周期（掃引時間）と検知範囲との関係
を表すグラフである。
【図１２】 路面反射波の影響を表す説明図である。
【図１３】 変調周期（掃引時間）と周波数ポイントと
の関係を表す説明図である。
【図１４】 送信波と受信波とで周波数の大小関係が逆
転した場合を表わす説明図である。
【図１５】 サンプリング周波数の１／２より大きな周
波数成分の折り返しが発生した場合を表わす説明図であ
る。
【符号の説明】
２…レーダ装置 １０…Ｄ／Ａ変換器 １２…バッ
ファ １４…電圧制御発振器（ＶＣＯ） １６…分配器
１８…送信アンテナ ２０…受信側アンテナ部 ２２…受信スイッチ
２４…ミキサ ２６…増幅器 ２８…Ａ／Ｄ変換器 ３０…タ
イミング制御部 ３２…ＳＷ制御部 ３４…信号処理部

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 周波数が時間と共に周期的に変動する送
    信信号を生成する送信信号生成部と、 送信アンテナと受信アンテナとの組み合わせからなるチ
    ャンネルを複数有し、該チャンネルのいずれかを使用し
    て、前記送信信号に基づくレーダ波の送信、及び該レー
    ダ波を反射したターゲットからの反射波の受信を行う送
    受信部と、 該送受信部が使用するチャンネルの切替を制御する切替
    制御部と、 前記送受信部が受信したレーダ波の受信信号、及び前記
    送信信号と同じ周波数を有するローカル信号に基づいて
    ビート信号を生成するビート信号生成部と、 該ビート信号生成部が生成するビート信号をサンプリン
    グして信号処理を行うことにより、前記ターゲットに関
    する情報を求める信号処理部と、 を備えたレーダ装置において、 前記切替制御部は、前記送信信号の変調周期の間に、全
    てのチャンネルを繰り返し選択する第１切替制御と、予
    め設定された一部のチャンネルを繰り返し選択する第２
    切替制御とを適宜実行することを特徴とするレーダ装
    置。
  2. 【請求項２】 前記送信信号生成部は、送信信号の変調
    周期を、前記切替制御部が切替制御するチャンネル数に
    応じて、前記信号処理部での信号処理に必要なデータが
    得られる長さに変化させることを特徴とする請求項１記
    載のレーダ装置。
  3. 【請求項３】 前記信号処理部は、 前記第１切替制御中に得られたビート信号に基づいて、
    前記ターゲットが存在する方位を求める第１演算手段
    と、 前記第２切替制御中に得られたビート信号に基づいて、
    前記ターゲットとの距離及び相対速度を求める第２演算
    手段と、 を備えることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の
    レーダ装置。
  4. 【請求項４】 前記第１演算手段は、前記第２演算手段
    での演算結果から、前記ターゲットからの反射波に基づ
    いてビート信号に現れるべき周波数成分を予測し、該予
    測された周波数成分について方位検出処理を行うことに
    より前記ターゲットが存在する方位を求めることを特徴
    とする請求項３記載のレーダ装置。
  5. 【請求項５】 前記信号処理部は、 前記第１切替制御中に得られたビート信号に基づいて特
    定される周波数ペアのそれぞれについて、距離及び相対
    速度を求める第１演算手段と、 前記第２切替制御中に得られたビート信号に基づいて特
    定される周波数ペアのそれぞれについて、距離及び相対
    速度を求める第２演算手段と、 を備え、前記第１及び第２演算手段での演算結果が一致
    したものを前記ターゲットとして認識することを特徴と
    する請求項２記載のレーダ装置。
  6. 【請求項６】 前記第１演算手段は、前記第２演算手段
    での演算結果に対応するものが存在しない周波数ペアが
    ある場合、該周波数ペアのうち、周波数の低い側を負数
    として、距離及び相対速度を再度求めることを特徴とす
    る請求項５記載のレーダ装置。
  7. 【請求項７】 前記第１演算手段は、前記第２演算手段
    での演算結果に対応するものが存在しない周波数ペアが
    ある場合、該周波数ペアのうち、片方または両方を、前
    記ビート信号をサンプリングする際のサンプリング周波
    数にて折り返された周波数成分であるものとして、距離
    及び相対速度を再度求めることを特徴とする請求項６記
    載のレーダ装置。
  8. 【請求項８】 前記送受信部は、少なくとも、複数の受
    信アンテナと、これら受信アンテナからの受信信号のい
    ずれかを択一的に選択して前記ビート信号生成部に供給
    する受信スイッチとを備え、 前記ビート信号生成部は、単一のミキサからなることを
    特徴とする請求項１乃至請求項７いずれか記載のレーダ
    装置。
  9. 【請求項９】 前記ビート信号生成手段からのビート信
    号に基づいて、ＦＭ−ＡＭ変換雑音の有無を判定するノ
    イズ判定手段と、 該ノイズ判定手段によりノイズ無しと判定された場合
    に、故障を通知する通知手段と、 を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項８いずれ
    か記載のレーダ装置。
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