JP2002009726A - Ｏｆｄｍ方式伝送装置の基準信号再生方法及びその伝送装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 マルチパスの有無に関わらず、また受信信号
にほとんど雑音が含まれていない場合でも生じていた帯
域の境界部での基準信号の歪みによる符号誤り率の増加
を低減し、装置劣化が少なく良好な同期変調方式で変調
することのできるＯＦＤＭ方式の伝送装置を提供するこ
とを目的とする。 【解決手段】 ＯＦＤＭ方式の伝送装置において、情報
符号を復調するときの基準信号をパイロット信号から内
挿して算出する際、帯域外のキャリア位置のパイロット
信号の複素ベクトルを、帯域の両端近傍の複数のパイロ
ット信号から外挿して算出し、該外挿して得たパイロッ
ト信号も含めて内挿演算を施して基準信号を再生するよ
うにしたもので、伝送環境の変化に強く、符号誤り率の
増加を低減することができる良好なＯＦＤＭ方式の伝送
装置である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、伝送方式として、
互いに直交する複数本の搬送波(キャリア)で情報符号を
伝送する直交周波数分割多重変調方式（Orthogonal Fre
quency DivisionMultiplexing:以下、ＯＦＤＭ方式と記
す)を用いた伝送装置であって、特にこのＯＦＤＭ方式
の複数本のキャリアを同期検波を用いる変調方式（以
下、同期変調方式と称す)で変調するＯＦＤＭ方式の伝
送装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、無線装置の分野では、マルチパス
フェージングに強い変調方式として、ＯＦＤＭ方式が脚
光を集め、欧州や日本を初めとする各国の次世代のテレ
ビ放送、ＦＰＵ(Field Pick-up Unit)、無線ＬＡＮ等の
分野で多くの応用研究が進められている。 この内、Ｕ
ＨＦ帯の地上波ディジタル放送の開発動向と方式につい
ては、「映像情報メディア学会誌」１９９８ Ｖｏｌ．
５２，Ｎｏ．１１に、詳しく開示されている。従来例と
して、日本のＵＨＦ帯の地上波ディジタル放送方式のシ
ステム構成を取り上げて説明する。 但し、このシステ
ムは、非常に複雑な構成であるため、ここでは、本発明
の理解に必要な範囲について簡単化して説明する。図１
６はこの放送システムのキャリア構造を説明する図であ
る。 約１４００本のキャリアは、１３セグメントの区
間に分割されている。伝送する信号としては、３チャン
ネル(３階層)の情報符号まで同時に伝送でき、各階層が
使用するセグメント数と変調方式を自由に選択できる。
なお、該変調方式としては、同期検波を用いる変調方式
(同期変調方式)と差動検波を用いる変調方式(差動変調
方式)が用意されている。なおここでは、本発明が、上
記変調方式の内の同期変調方式を用いた伝送装置に関す
るものであるため、この同期変調方式として、例えば６
４値直交振幅変調(６４ＱＡＭ： 64 Quadrature Amplit
ude Modulation)方式で、全セグメントを変調するキャ
リア部分の構造について更に詳しく説明する。

【０００３】図１７は、同期変調方式で変調するセグメ
ントのキャリア構造を、更に詳しく説明する図である。
ここで、１階層の情報符号の伝送に全セグメントを使用
するモードの場合は、同様の構造がその帯域内に渡って
繰り返されると考えて良い。図１７において、横方向は
周波数、縦方向は時間の経過を表し、横と縦の方向に並
んだ四角印「□」は、それぞれが１つのキャリアを表
す。 従って、横方向に並ぶ四角印「□」の１列が、Ｏ
ＦＤＭ信号を構成する１つのシンボルを表す。ＳＰと書
かれた四角印「□」は、復調の際の基準信号を再生する
のに用いられるパイロット信号の位置を示している。
また、何も書かれていない「□」は、６４ＱＡＭで変調
された信号位置を表している。ここで、パイロット信号
は周波数方向と時間方向にばらまかれた配置になってい
るため、ＳＰ(Scattered Pilot)と銘々されている。な
お、図１７はＳＰの配置を模式的に示しただけであり、
本来であれば記載しなければならない、制御信号伝送用
のＴＭＣＣ(Transmission and MultiplexingConfigurat
ion Control)キャリアは省略してある。

【０００４】また、地上波ディジタル放送方式では時間
方向にＳＰがあるキャリアの横方向の間隔は３本間隔で
あるのに対し、図１７は５本間隔に変更してある。 こ
れは後述の本発明の説明を表現し易いように変更したも
のであって、本質的な内容は変わらない。 つまり図１
７は、従来方式の１つのバリエーションと考えることが
できる。ところで、６４ＱＡＭ方式の信号点は、図１８
の直交座標面に破線の丸印「○」で示す６４個の信号点で
構成され、各信号点はそれぞれ６ビットからなる互いに
異なる符号列に対応させられている。６４ＱＡＭ方式に
よる変調処理は、入力された符号列を６ビット単位に分
割し、上記６４個の信号点の中から分割した各６ビット
の符号に対応する信号点、例えば実線の丸印「○」の信
号点を選択し、選択された信号点に対応する変調信号を
出力することで実施される。

【０００５】一方、受信された変調信号は、伝送される
過程で雑音、その他の影響を受けて歪み、受信信号の信
号点は、例えば、図１８の実線の丸印「○」の位置から
バツ印「×」の位置に移動してしまう。６４ＱＡＭの復
調処理は、図１８の破線の丸印「○」で示す６４ＱＡＭ
の信号点の中から、バツ印「×」で示す受信信号の信号
点に最も近い信号点を選択し、選択した信号点に対応す
る６ビットの符号を出力することによって実施される。
該復調処理を実施するには、受信信号に対する破線の
「○」の正しい信号点位置を知る必要があるが、その位
置を再生するには、例えば図１８の信号空間上の座標点
ａの正確な位置を表す基準信号ベクトルの向きと大きさ
が分かればよい。ところで、受信信号の基準信号ベクト
ルの向きと大きさは、伝送系で発生するマルチパス等の
影響を受け、図１９の様に位相が回転し振幅も変化して
しまう。このように基準信号ベクトルの位相と大きさ
は、各時間あるいは各キャリア毎に変化するが、その変
化の仕方は通常滑らかな曲線を描き、時間方向とキャリ
ア方向に強い相関を持つ。 そのため、図１７の任意の
シンボルの任意のキャリアの変調信号Ａに対する基準信
号ベクトルは、まばらに伝送された複数のＳＰ信号を内
挿して求めることができる。 図１７では、この内挿演
算を効率的に実施できるようにＳＰを配置している。

【０００６】図１７のキャリア構造の信号から基準信号
ベクトルを再生する方法については、地上波ディジタル
放送方式には特に規定はない。 しかし、例えば、図２
０に示す回路で実現できる。図２０はＯＦＤＭ方式の受
信装置において、基準信号ベクトルの再生に使用されて
いる回路部分を抜き出して示したものである。高速フー
リエ変換回路(ＦＦＴ：Fast Fourier Transform)５から
出力された受信信号は、時間方向内挿回路６と遅延回路
７に入力される。 この内、時間方向内挿回路６では、
受信信号からパイロット信号ＳＰを取り出し、図２１に
斜線で示すように、時間方向にパイロット信号ＳＰを含
むキャリア毎に所定のタップ数のディジタルＬＰＦで処
理し、時間方向に内挿された基準信号ベクトル信号とし
て出力する。 ここで、ディジタルＬＰＦの各タップ係
数は、この時間方向内挿回路６内の係数メモリに記憶さ
れているものとする。 なお、このＳＰが配置されてい
るキャリアを、以後、ＳＰキャリアと記す。

【０００７】図２２は、図１７の一点鎖線３のキャリア
を取り上げ、上記の時間方向の内挿方法を模式的に示し
ている。 横軸は時間軸であり、シンボル毎に目盛を付
してある。 ○印を付した縦線は、受信されたＳＰの信
号ベクトルを表している。ここで、或るＳＰ、例えばＳ
Ｐ１が受信された後、次のＳＰ２が受信されるまでの間
のシンボルの基準信号ベクトル信号は、時間的に前後す
る位置にある複数のＳＰの信号ベクトルを用い、一定タ
ップ数のＬＰＦにより内挿して求める。この時間方向の
内挿演算により、図２１の斜線を付した５本間隔のキャ
リアの基準信号ベクトルが算出される。 この時、ＬＰ
Ｆの演算では、タップ数と同じシンボル数の信号が必要
になり、内挿信号はタップ数の約半分のシンボル数遅れ
て出力される。図２０の遅延回路７は、受信信号のタイ
ミングをこの内挿信号のタイミングに合わせるために挿
入した回路である。 ここで、時間方向の内挿演算によ
り求めた中間的な基準信号ベクトルを、最終的に得られ
る基準信号ベクトルと区別するため、以後、シンボルパ
イロット信号と称す。

【０００８】一方、図１７のＳＰが配置されてないキャ
リアにある変調信号Ａの基準信号ベクトルは、ＳＰキャ
リアの基準信号ベクトルをキャリア方向に内挿して求め
る。図２０のキャリア方向内挿回路８は、この内挿演算
を実施する回路である。図２３は、図２１の一点鎖線４
のシンボルを取り上げ、上記のキャリア方向の内挿方法
を模式的に示したものである。 横軸は周波数軸であ
り、キャリア位置毎に目盛を付してある。 ここで、太
い矢印は、図２１の斜線を付したキャリアに対して求め
たシンボルパイロット信号の基準信号ベクトルＷ(１)，
Ｗ(5+1)，Ｗ(2×5+1)，・・・を表している。 括弧内
の数字はキャリア番号である。太い矢印の無いキャリア
位置Ａの基準信号ベクトルは次の様にして算出する。ま
ず、図２３の太い矢印が無いキャリアのベクトルの大き
さを０として得られる信号Ｗ(１)，０，・・，０，Ｗ(5
+1)，０，・・，０，Ｗ(2×5+1)，・・・・を例えばタ
ップ数２３タップの通常のディジタルＬＰＦに通すこと
によって、破線で表す滑らかな内挿信号を算出する。
この様にして算出した内挿信号を、変調信号Ａの基準信
号ベクトルとして出力する。図２０のキャリア方向内挿
回路８で再生された基準信号ベクトル信号と、遅延回路
７でタップ数の約半分のシンボル数だけ遅延された受信
信号は、６４ＱＡＭ復調回路９に入力され、図１９のよ
うに変形した信号点位置を、図１８の正しい位置に直す
ことにより、情報符号を復調することができる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、このように
キャリア方向の相関を利用する基準信号ベクトルの再生
方法では、次のような問題が生じる。 すなわち、キャ
リア方向の内挿に用いるディジタルＬＰＦは、例えばタ
ップ数２３タップを持つフィルタであり、任意のキャリ
ア番号の内挿値を求めるには、図２３に示す様に、例え
ば、そのキャリアの前後１１キャリア分の信号が必要に
なる。ここで、帯域の中程にあるキャリアに対する内挿
値を算出する際は、その前後に、必要な本数のキャリア
が必ずあるので問題は生じない。しかし、このフィルタ
の特性を検討する過程で、この内挿演算の処理におい
て、以下のような問題が内在することになる。 即ち、
帯域の境界近傍では、状況が上記の状況と異なると言う
点である。図２４に示すように、帯域の境界近傍では、
内挿値を求めようとしているキャリア位置の一方側、図
２４の場合は低周波数側にはキャリアが存在しなくな
る。即ち、この場合、正しい内挿演算が実施されるのに
必要な、太い破線の矢印で示す基準信号ベクトルが存在
しないので、正しい内挿値が得られなくなる。ここで、
本来あるべき基準信号ベクトルと内挿値との差である歪
みベクトルの大きさを図示すると、図２５のようにな
る。 この図では、周波数軸上のキャリア位置に目盛が
付してあり、ＳＰキャリアの位置には、周波数軸上に丸
印「○」が付してある。

【００１０】この図２５から、キャリア方向の内挿値の
正しい基準信号ベクトルからの歪みは、キャリア方向の
内挿に用いるディジタルＬＰＦのタップ数のほぼ１／２
のキャリア本数の範囲で、キャリアが帯域の端に近づく
に従って急激に増加していることが分かる。例えば、一
番端のＳＰキャリア１０と２番目のＳＰキャリア１１の
間のキャリアにおいては、伝送系で混入するマルチパス
の条件によっては、正しい基準信号ベクトルの大きさの
１／７を越える歪みが生じることになる。ここで発生す
る歪みには基準信号ベクトルの方向を回転させる成分と
大きさを変える成分があるが、何れにしてもこの基準信
号ベクトルに対する歪みの影響は以下に説明するように
非常に大きい。

【００１１】例えば図２６は、基準信号ベクトルの大き
さに約１／７の歪みが生じた場合の信号点のずれを示し
たもので、内挿演算で求めた基準信号ベクトルから算出
した信号点は実線の丸印「○」で表され、正しい基準信
号ベクトルから算出される信号点は破線の丸印「○」で
表されている。図２６から明らかなように、この場合、
例え正しい信号点ｂの近傍にあるバツ印「×」の位置で
信号が受信されたとしても、隣の信号点ｃと誤って復調
されてしまうことになり、非常に高い頻度で、符号誤り
が発生する。例えば変調方式が６４ＱＡＭ、キャリア本
数が１４００本のＯＦＤＭにおいては、帯域の端で基準
信号ベクトルに大きな歪みが発生してしまうキャリアの
本数が、両サイド合わせて僅か約６本であったとして
も、システム全体としての符号誤り率は、６／(１４０
０×６)＝約１×１０^-3程度にも達してしまう。

【００１２】これでは、ビタビ復号等の誤り訂正を施す
システムの場合には、到底対応できない。 つまり、こ
のような誤り訂正を施した場合、誤り訂正前の符号誤り
率は、通常、１０^-3程度以下の性能が要求されるからで
ある。 なお、ここでは、帯域の端にある６本のキャリ
アは信号点に対応する６ビットの符号の内の１ビットの
み誤るものとする。また、この６本のキャリアは必ず誤
るとしている。 なお、この６本のキャリアで伝送する
符号によっては誤りを生じない場合もある。 しかし、
この点を考慮しても、符号誤り率は１×１０^-3から１×
１０^-4程度の、かなり高い頻度で符号誤りが発生する。
この符号誤り率の増加は、マルチパスの有無に関わら
ず、また受信信号にほとんど雑音が含まれていない場合
でも生じる。 このことは、受信性能に対して、大きな
装置劣化が発生することを意味する。 最悪の場合、受
信状態を改善しても、符号誤り率を一定値以下に下げら
れなくなることを意味する。

【００１３】ここで、地上波ディジタル放送方式の様
に、パイロットキャリアの設けられる間隔が３キャリア
と小さい場合、発生する歪みの量は小さく、また内挿フ
ィルタに必要なタップ数も小さくて済むため、この影響
は比較的小さい。しかし、一般の伝送装置では、必ずし
も上記の様に小さなパイロットキャリア間隔を設定でき
るとは限らない。 因みに、上記の歪みの大きさは、パ
イロットキャリア間隔が８キャリアである時に試算した
結果である。 何れにしても装置劣化を増加させ、伝送
方式の性能を充分に発揮できないことに変わりはない。
本発明は、これらの欠点を除去し、伝送環境の変化に強
く、符号誤り率の増加を低減することができる良好なＯ
ＦＤＭ方式の伝送装置を提供することを目的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するため、位相が互いに直交する複数本のキャリアを用
いて情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式
(ＯＦＤＭ方式)の伝送装置であって、上記複数本のキャ
リアには、受信信号の復調の際の基準信号ベクトルを再
生するのに用いられるパイロット信号がキャリア方向に
所定キャリア間隔Ｍｐで挿入されている伝送装置におい
て、上記基準信号ベクトルを受信信号から抽出した上記
パイロット信号自身あるいは当該パイロット信号を時間
方向に内挿して得たパイロット信号（シンボルパイロッ
ト信号）から内挿して算出する際、伝送帯域外でキャリ
ア間隔Ｍｐのキャリア位置にあるパイロット信号の複素
ベクトルを、当該伝送帯域内の所定のシンボルパイロッ
ト信号から外挿して算出し、該外挿して得たシンボルパ
イロット信号(外部シンボルパイロット信号と称す)も含
めて内挿演算を施し、上記基準信号ベクトルを再生する
ＯＦＤＭ方式伝送装置の基準信号再生方法である。ま
た、上記外部シンボルパイロット信号の値を、伝送帯域
内の両端のキャリア位置にある上記シンボルパイロット
信号の複素ベクトル値として用い外挿するものである。
更に、伝送帯域内の両端のキャリア位置にある上記シン
ボルパイロット信号の複素ベクトルの位相角を上記外部
シンボルパイロット信号毎に順次所定の位相角ずつ回転
して得た複素ベクトル値を、上記各外部シンボルパイロ
ット信号の値として用いて外挿するものである。

【００１５】また、位相が互いに直交する複数本の搬送
波(キャリア)を用いて情報符号を伝送する直交周波数分
割多重変調方式(ＯＦＤＭ方式)の伝送装置であって、上
記複数本のキャリアには、受信信号の復調の際の基準信
号ベクトルを再生するのに用いられるパイロット信号が
キャリア方向に所定キャリア間隔Ｍｐで挿入されている
伝送装置において、上記基準信号ベクトルを受信信号か
ら抽出した上記パイロット信号自身あるいは当該パイロ
ット信号を時間方向に内挿して得たパイロット信号(シ
ンボルパイロット信号)を入力とし、伝送帯域外でキャ
リア間隔Ｍｐのキャリア位置にあるパイロット信号(外
部シンボルパイロット信号)を、当該伝送帯域内の所定
のシンボルパイロット信号から外挿して算出し、当該伝
送帯域内の所定のシンボルパイロット信号と上記外部シ
ンボルパイロット信号をキャリア間隔Ｍｐで並べて構成
した外挿後のシンボルパイロット信号を出力するシンボ
ルパイロット信号外挿回路と、上記外挿後のシンボルパ
イロット信号を入力とし、キャリア方向の内挿演算によ
り上記各キャリアの基準信号ベクトルを算出して出力す
るキャリア方向内挿回路を有するＯＦＤＭ方式伝送装置
である。また、上記シンボルパイロット外挿回路を、伝
送帯域内の両端のキャリア位置にある上記シンボルパイ
ロット信号の複素ベクトル値を外部シンボルパイロット
信号の値として用いて外挿し、当該伝送帯域内の所定の
シンボルパイロット信号と上記外部シンボルパイロット
信号をキャリア間隔Ｍｐで並べて構成した外挿後のシン
ボルパイロット信号を出力する回路としたものである。

【００１６】また、該伝送装置の受信装置は、ガードイ
ンターバル信号の付加されたＯＦＤＭ信号の各シンボル
の最後尾よりＭ(Ｍは所定の整数)サンプル前の信号から
その前方のＮ(Ｎは各シンボルの有効シンボル期間に相
当するサンプル数)サンプルの信号を高速フーリエ変換
(ＦＦＴ)して復調する回路構成を有する受信装置であ
り、上記シンボルパイロット外挿回路を、伝送帯域内の
両端のキャリア位置にある上記シンボルパイロット信号
の複素ベクトルの位相角を上記外部シンボルパイロット
信号毎に、順次、２π×Ｍ／Ｎ×Ｍｐラジアンずつ回転
して得た複素ベクトル値を、上記各外部シンボルパイロ
ット信号の値として用いて外挿し、当該伝送帯域内の所
定のシンボルパイロット信号と上記外部シンボルパイロ
ット信号をキャリア間隔Ｍｐで並べて構成した外挿後の
シンボルパイロット信号を出力する回路としたものであ
る。

【００１７】更に、該伝送装置の受信装置は、ガードイ
ンターバル信号の付加されたＯＦＤＭ信号の各シンボル
の最後尾よりＭ(Ｍは所定の整数)サンプル前の信号から
その前方のＮ(Ｎは各シンボルの有効シンボル期間に相
当するサンプル数)サンプルの信号を高速フーリエ変換
(ＦＦＴ)して復調する回路構成を有する受信装置であ
り、上記シンボルパイロット外挿回路を、上記ＦＦＴし
て得た全てのＦＦＴ出力信号を入力とし、該入力したＦ
ＦＴ出力信号の各キャリアの複素ベクトルの位相角を当
該キャリア毎に、順次、２π×Ｍ／Ｎラジアンずつ回転
して変調し、該変調して得たパイロット信号をシンボル
パイロット信号として取り出すとともに、伝送帯域内の
両端のキャリア位置にある上記シンボルパイロット信号
の複素ベクトル値を、上記各外部シンボルパイロット信
号の値として用いて外挿し、当該伝送帯域内の所定のシ
ンボルパイロット信号と上記外部シンボルパイロット信
号をキャリア間隔Ｍｐで並べて構成した外挿後のシンボ
ルパイロット信号を出力する回路としたものである。ま
た、上記シンボルパイロット外挿回路を、Ｍｐクロック
の期間でカスケードに演算を実施する回路としたもので
ある。

【００１８】その結果、本発明では、パイロット信号が
伝送されない帯域外のキャリア部分に対しても、想定さ
れるシンボルパイロット信号の複素ベクトル値を外挿し
て求めて補充する。 そして、補充した複素ベクトルも
含めた全シンボルパイロット信号からなる外挿後のシン
ボルパイロット信号を用いて、基準信号ベクトル算出の
ための内挿演算を実施する。 そのため、帯域の境界近
傍のキャリアに対する基準信号ベクトルの算出において
も、必要な本数のシンボルパイロット信号が存在し、得
られる基準信号ベクトルの歪みの量を低減できる効果が
得られる。また、ＯＦＤＭ方式の受信装置では、ＦＦＴ
演算のために抽出する信号のタイミングによっては、キ
ャリア方向に並ぶパイロット信号の位相が回転するねじ
れが発生するが、このねじれ量を前もって予想して外挿
を実施するので、外挿値の誤差を低減し、得られる基準
信号ベクトの歪み量を抑えることができる。従って、マ
ルチパス成分や雑音がほとんどない場合でも生じていた
基準信号の歪みによる符号誤り率の増加を低減し、装置
劣化が少なく良好なＯＦＤＭ方式の伝送装置を得ること
ができる。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、本発明による直交周波数分
割多重変調伝送装置について、図示の実施例により詳細
に説明する。図１は、本発明による第１の実施例の構成
を示すもので、ＯＦＤＭ方式の受信装置の基準信号ベク
トルを再生する回路部分を抜き出したものである。 図
２０の従来の回路と異なる点は、キャリア方向内挿回路
８の前段に、新たにシンボルパイロット外挿回路１２を
設けたことである。このシンボルパイロット外挿回路１
２の内部回路構成の第１の実施例を、図２に示すが、そ
の説明に入る前に、シンボルパイロット外挿回路１２に
入力される信号波形について、簡単に説明しておく。

【００２０】図３は、受信される信号の時間波形を模式
的に示したものである。 ここで、Ｔｓ期間の信号は、
送信装置において逆離散フーリエ変換(ＩＦＦＴ)して得
られたＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間に相当する信号
部分であり、斜線の施された部分ｊ’は、Ｔｓ期間のＯ
ＦＤＭ信号の終わりの部分ｊをコピーして付け加えたガ
ードインターバルの部分を表す。ＯＦＤＭ信号の１シン
ボルは、ＩＦＦＴから出力されたＴｓ期間の信号にガー
ドインターバルの期間を加えたＴｓ’期間で構成され
る。 このガードインターバルは、マルチパスフェージ
ングに対する耐性を増すために挿入するものであるが、
本発明の目的とは直接関係がないので、詳細な説明は省
略する。受信装置では、図３に示す受信信号のＴｓ’期
間(１シンボル)の信号から、Ｎサンプルの信号、例えば
１０２４サンプルの信号を抜き出して離散フーリエ変換
(ＦＦＴ)し、各キャリアの信号に展開した後、復調す
る。ＦＦＴを実施するには、送信装置のＩＦＦＴで算出
した信号部分である図３のＴｓ期間の信号を抜き出して
用いるのが理想的である。

【００２１】図４では、このＦＦＴのために抜き出す信
号部分をＴ_Fで示している。 また、受信装置で発生す
るシンボル同期信号を、図４の（ａ）に示す。ここで、
１シンボル内の定まった期間の信号を抜き出すには、正
確なシンボル同期を確立する必要がある。 しかし、実
際の回路においては、受信信号のシンボル位置と、受信
装置で発生するシンボル同期信号の位置には、一定幅の
ずれが発生する。 図４の（ｃ）と（ｄ）は、このずれ
の２つのパターンを示したものである。図４の（ｃ）の
様に、受信装置のシンボル同期信号に対して受信信号が
遅れ、受信信号のシンボル位置が右にずれた場合、抜き
出される信号部分Ｔ_Fはガードインターバルｊ’の方向
に移動するが、同じシンボルＪ内にある信号を抜き出す
ことになるため、この場合、復調には問題が生じない。
実際、ガードインターバルは、図４の（ｃ）と同様の
位置関係になる反射波が混入した場合でも、問題なく符
号を復調できるように挿入されたものである。しかし、
図４の（ｄ）の様に、受信信号のシンボル位置が逆方向
にずれると、状況が一変する。 この場合、隣のシンボ
ルＫの信号の一部ｋ’が、信号を抜き出す期間Ｔ_F内に
入ってしまい、ＦＦＴされることになる。 そのため、
混入した隣のシンボルＫの信号ｋ’は、そのまま雑音と
して各キャリアの信号に混入し、特性を急激に劣化させ
る。

【００２２】この様な問題を回避するため、通常、図５
の（ｂ）のように、信号を抜き出す期間Ｔ_Fの位置を、
予め図５の（ａ）の正規のシンボル位置よりＭサンプル
分、例えば６サンプル分、前方向にずらした位置に設定
して動作させる。ところで、送信装置でＩＦＦＴしたＴ
ｓ期間の信号における各キャリアの複素ベクトル信号の
位相が、図６の（ａ）に示すように、一定方向に揃って
いても、受信装置で抜き出してＦＦＴする信号位置を、
図５の（ｂ）の様に、Ｍサンプル分、Ｔｓ期間の信号位
置よりずらすと、ＦＦＴした後の各キャリアの複素ベク
トル信号の位相は、図６の（ｂ）の様に、キャリア方向
に位相が順次回転する信号になる。詳細な説明は省略す
るが、例えば、抜き出す信号の位置を、Ｍ＝６サンプル
ずらすと、ＦＦＴ後の各キャリアの複素ベクトルの位相
は、Ｎ＝１０２４キャリアの間に、Ｍ＝６回転するねじ
れが発生する。その結果、図６の（ｂ）に示す様に、所
定のキャリア間隔で挿入されている、太い矢印で表すシ
ンボルパイロット信号の複素ベクトルの位相にも、同じ
割合のねじれが発生する。

【００２３】ここで、伝送帯域外のキャリア位置におい
て、外部シンボルパイロット信号を求める最も簡単な外
挿方法は、帯域内の最も外側に位置するシンボルパイロ
ット信号の複素ベクトル値を、そのまま外部シンボルパ
イロット信号の値としてコピーして用いる外挿方法であ
る。 この外挿方法で得られる外挿後のシンボルパイロ
ット信号の波形を、図７の（ａ）に模式的に示す。この
外挿方法を用いるだけでも、シンボルパイロット信号の
外挿を全く実施しない場合に比べ、算出される基準信号
ベクトルの歪みを大きく低減することができる。 しか
し、図７の（ａ）の細い破線の矢印で示す、実際のシン
ボルパイロット信号のねじれが考慮されていないため、
正しい外部シンボルパイロット信号の位相に対し、太い
破線の矢印で示す外部シンボルパイロット信号の位相が
順次ずれていく。そのため、依然として再生した基準信
号ベクトルに無視できない歪みが残り、復調される情報
符号の符号誤り率が増加する問題が残る。

【００２４】図１、図２に示すシンボルパイロット外挿
回路１２は、該シンボルパイロット信号のねじれを考慮
してシンボルパイロット信号の外挿を実施する第１の実
施例である。 以下、図２の回路の構成とその動作につ
いて詳細に説明する。図２において、ホールド回路(Ｈ)
１０１と１０２は、伝送帯域内の最も下側と上側に位置
するシンボルパイロット信号の複素ベクトルをホールド
し、記憶しておく回路である。 また、遅延回路(ＤＬ)
１０３は、帯域の下側に外部シンボルパイロット信号を
挿入するクロック期間だけ、帯域内のシンボルパイロッ
ト信号を遅延して保持するための回路である。メモリ１
０４は、外部シンボルパイロット信号を算出する際に、
ホールド回路１０１，１０２にホールドされているシン
ボルパイロット信号の位相に、図６の（ｂ）と同じ位相
のねじれを加えるための信号を記憶しておく回路であ
る。また、制御回路１０５は、図２内の各ブロックを制
御する回路である。 但しメインとなる信号の流れを明
確にするため、制御信号線の一部を省略してある。

【００２５】図１の時間方向内挿回路６から出力され、
シンボルパイロット外挿回路１２に入力された帯域内の
シンボルパイロット信号は、ホールド回路１０１，１０
２と遅延回路１０３に入力される。そして、制御回路１
０５の制御の下に、まず帯域内の最も下側に位置するシ
ンボルパイロット信号の複素ベクトルＰｄをホールド回
路１０１内にホールドして記憶する。 制御回路１０５
は、同時に、帯域の下側である、演算しようとしている
外部シンボルパイロット信号の番号ｎpdをメモリ１０４
に入力する。また、スイッチ１０６を制御して、ホール
ド回路１０１に記憶されている複素ベクトルＰｄが、複
素乗算回路１０７に入力されるように接続する。この
時、メモリ１０４から、次式のねじれ信号Ｚ(ｎpd）が
出力される。 Ｚ(ｎpd）＝ｅｘｐ［ｊ・２π・Ｍ／Ｎ・(ｎpd・Ｍｐ）］ （１） ここでｎpdは、帯域内の最も下側に位置するシンボルパ
イロット信号の番号を０として、帯域の下側方向に数え
た外部シンボルパイロット信号の番号であり、ｎpd＝−
１，−２，・・・から成る整数値である。 また、Ｎ
は、１シンボルの信号の中から抜き出され離散フーリエ
変換(ＦＦＴ)される、有効シンボル期間に相当するサン
プル数で、例えばＮ＝１０２４である。 Ｍは、抜き出
されるＮサンプルの信号位置における正規シンボル位置
からのずれ量で、例えば、Ｍ＝６サンプルである。 Ｍ
ｐは、挿入されるシンボルパイロット信号のキャリア間
隔である。

【００２６】そして、メモリ１０４から出力された上記
ねじれ信号Ｚ(ｎpd)とホールド回路１０１に記憶されて
いる複素ベクトルＰｄは、複素乗算回路１０７で、複素
乗算Ｐｄ×Ｚ^*(ｎpd）された後、制御回路１０５で制御
されたスイッチ１０８を通して、帯域の下側の外挿後の
シンボルパイロット信号として、図２の回路の外部に出
力される。 ここで、Ｚ^*(ｎpd)は、Ｚ(ｎpd）の共役複
素数ベクトルである。同様にして、ｎpd＝・・・，−
２，−１の順に、以上の演算を順次実施する。この間、
外部シンボルパイロット信号が不要となるキャリア位置
では、スイッチ１０８をＮＵＬＬ値１０９側に接続し、
信号レベルが０の信号をスイッチ１０８から出力する。
そして、ｎpd＝−１の演算が終了した後、次の外部シン
ボルパイロット信号のキャリア位置において、スイッチ
１０８を遅延回路１０３に接続する。 ここで、帯域内
のシンボルパイロット信号を順次読み出し、外挿後のシ
ンボルパイロット信号として、図２の回路の外部に出力
する。この時、遅延回路１０３の遅延時間は、前もっ
て、ｎpd＝・・・，−２，−１の演算時間に対応する遅
延時間に設定しておく。 なお、これらの制御は、制御
回路１０５を介して実施する。以上のような外挿演算に
より、図７の(ｂ)に太い破線の矢印で示す、ねじれが考
慮された外部シンボルパイロット信号が付加された、シ
ンボルパイロット信号が得られる。

【００２７】次に、ホールド回路１０２に蓄積されてい
る帯域内の最も上側に位置するシンボルパイロット信号
の複素ベクトルＰｕを読み出す。 そして、次の外部シ
ンボルパイロット信号のキャリア位置に来たとき、制御
回路１０５により帯域の上側の演算しようとしている外
部シンボルパイロット信号の番号ｎpuをメモリ１０４に
入力する。 同時に、スイッチ１０６を切り替え、ホー
ルド回路１０２に記憶されている複素ベクトルＰｕが複
素乗算回路１０７に入力されるように接続し、メモリ１
０４から、次式のねじれ信号Ｚ(ｎpu）を出力させる。 Ｚ(ｎpu)＝ｅｘｐ［ｊ・２π・Ｍ／Ｎ・(ｎpu・Ｍｐ）］ （２） ここでｎpuは、帯域内の最も上側に位置するシンボルパ
イロット信号の番号を０として、帯域の上側に数えた外
部シンボルパイロット信号の番号であり、ｎpu＝１，
２，・・・ から成る整数値である。そして、ｎpu＝
１，２，・・・の順に、順次、複素ベクトルＰｕとねじ
れ信号Ｚ(ｎpu)の複素乗算Ｐｕ×Ｚ^*(ｎpu）を実施す
る。 そして、スイッチ１０８を介し、外挿後のシンボ
ルパイロット信号として図２の回路の外部に出力する。
この間、外部シンボルパイロット信号が不要となるキャ
リア位置では、帯域の下側での演算の場合と同様に、ス
イッチ１０８をＮＵＬＬ値１０９側に接続し、信号レベ
ルが０の信号をスイッチ１０８を介して出力する。この
様にして算出し、図１のシンボルパイロット外挿回路１
２から出力される外挿後のシンボルパイロット信号は、
キャリア方向内挿回路８に入力され、前述した内挿演算
によって、基準信号ベクトルが算出され出力される。

【００２８】ここで、外挿後のシンボルパイロット信号
を用いる本実施例の回路では、従来技術と異なり、図７
の（ｂ）に示すように、帯域外部にも高い精度で外挿さ
れた外部シンボルパイロット信号が存在する。そのた
め、図８に示すように、大きな歪みが発生する領域が帯
域の外部に移動し、必要な帯域内の基準信号ベクトルの
歪みは大幅に低減される。従って、６４ＱＡＭ復調回路
９には、キャリア方向内挿回路８で再生した歪みの少な
い基準信号ベクトルと、遅延回路７で遅延された受信信
号が入力される。そして、６４ＱＡＭ復調回路９で、図
１９のようにずれている信号点位置を、図１８に示す様
に正しい位置に直すことにより、情報符号を復調する。
この時、６４ＱＡＭ復調回路９の演算で用いる基準信号
ベクトルは、外挿後のシンボルパイロット信号を用いて
再生したものであり、基準信号ベクトルの歪みが大幅に
低減されているため、復調された符号の符号誤り率も低
減される。従って、この歪みが原因となっていたシステ
ム雑音レベルを、低減することができる。この様に、本
実施例による基準信号ベクトルを再生する回路を用いる
と、帯域の境界近傍に生じていた基準信号ベクトルの歪
みが大幅に低減されるので、マルチパス成分や雑音がほ
とんどない場合でも生じていた基準信号の歪みによる符
号誤り率の増加を低減し、装置劣化が少なく良好な同期
変調方式で変調するＯＦＤＭ方式の伝送装置を得ること
ができる。

【００２９】次に、本発明による基準信号ベクトルを再
生する回路の第２の実施例を、図９に示し、説明する。
本実施例は、図１０に示すように、パイロット信号が時
間方向に連続的に挿入されているキャリア構造の場合に
適用する回路である。 なお、前述の図１７に示すパイ
ロット信号がまばらに挿入されるＳＰとの差を明確にす
るため、図１０では、パイロット信号を挿入する位置を
表す記号として、連続性を強調したＣＰ(Continual Pil
ot)に変えて示している。このキャリア構造の場合、Ｃ
Ｐは時間方向の各シンボル毎に連続して挿入されてい
る。 そのため、キャリア方向の内挿ではＣＰ信号をそ
のまま使用することができ、基準信号ベクトルを再生す
るのに時間方向の内挿演算の必要が無いので、図９の回
路では、時間方向内挿回路が削除されている。図９のＦ
ＦＴ５から出力された受信信号は、まずシンボルパイロ
ット外挿回路２０に入力される。 このシンボルパイロ
ット外挿回路２０の具体的な回路構成例を図１１に示
す。

【００３０】図１１において、入力された受信信号は、
複素乗算回路１０７に供給される。同時に制御回路２０
５から、演算しようとしている帯域内のキャリアの番号
ｎdatがメモリ２０４に与えられ、メモリ２０４から次
式の補正信号Ｚr(ｎdat）が読み出される。 Ｚr(ｎdat）＝ｅｘｐ［−ｊ・２π・Ｍ／Ｎ・ｎdat］ （３） ここで、ｎdatは、帯域内の最も下側に位置するキャリ
アを０として、帯域内の上側に数えた帯域内のキャリア
の番号であり、ｎdat＝０，１，２，・・・から成る整
数値である。図１１において、入力されたＦＦＴ出力信
号の各キャリアの複素ベクトル信号Ｄ(ｎdat）とメモリ
２０４から読み出された補正信号Ｚr(ｎdat）は、複素
乗算回路１０７で、複素乗算Ｄ(ｎdat）×Ｚr^*(ｎdat）
された後、２つのホールド回路１０１，１０２と遅延回
路２０３に入力される。

【００３１】ところで、この複素乗算は、図６（ｂ）に
示すＦＦＴ出力信号の位相の回転と逆方向の回転をＦＦ
Ｔ出力信号に加える働きをするため、複素乗算回路１０
７の出力信号は、図６の（ａ）と同様に、位相回転の無
い信号に変換される。そのため、外挿されるシンボルパ
イロット信号は、図１２に示す様に、帯域内の最も下側
と上側に位置するシンボルパイロット信号の複素ベクト
ルを、単に、ホールドして挿入するだけで、精度の高い
外挿後のシンボルパイロット信号を、得ることができ
る。図１１に示すシンボルパイロット外挿回路２０で
は、以下の手順により外挿後のシンボルパイロット信号
を算出する。即ち、まず複素乗算回路２０７で、ねじれ
を補正された信号を、ホールド回路１０１とホールド回
路１０２と遅延回路１０３に入力する。 そして、ホー
ルド回路１０１では、制御回路２０５の制御の下に、ま
ず帯域内の最も下側に位置するシンボルパイロット信号
の複素ベクトルＰｄをホールドして記憶する。そして、
制御回路２０５で制御されたスイッチ２０８を介して、
ｎpd＝・・・，−２，−１の順に、帯域の下側の外挿後
のシンボルパイロット信号として、図１１の回路の外部
に出力する。その後、制御回路２０５の制御の下に、ス
イッチ２０８を遅延回路１０３側に接続し、遅延回路１
０３に蓄積されている帯域内のキャリアの複素ベクトル
信号Ｄ'(ｎdat)の中のシンボルパイロット信号を抜き出
し、外挿後のシンボルパイロット信号として、図１１の
回路の外部に出力する。

【００３２】そして、遅延回路１０３に蓄積されている
帯域内のキャリアの複素ベクトル信号Ｄ'(ｎdat)の最も
上側に位置するシンボルパイロット信号の複素ベクトル
Ｐｕを読み出した後、次の外部シンボルパイロット信号
のキャリア位置に来たとき、制御回路２０５の制御の下
に、スイッチ２０８を、ホールド回路１０２側に接続す
る。そして、複素ベクトルＰｄと同様にして、ホールド
回路１０２にホールドされ蓄積されていた、帯域内の最
も上側に位置するシンボルパイロット信号の複素ベクト
ルＰｕを読み出し、ｎpu＝１，２，・・・の順に、スイ
ッチ２０８を介して、外挿後のシンボルパイロット信号
として、図１１の回路の外部に出力する。この間、外挿
後のシンボルパイロット信号が不要なキャリア位置で
は、制御回路２０５の制御の下に、スイッチ２０８をＮ
ＵＬＬ値１０９側に接続し、信号レベルが０の信号をス
イッチ２０８から出力する。また、遅延回路１０３から
出力される複素ベクトル信号Ｄ'(ｎdat)は、別途、図１
１の回路の外部に出力しておく。このようにして算出
し、図９のシンボルパイロット外挿回路２０から出力し
た外挿後のシンボルパイロット信号と複素ベクトル信号
Ｄ'(ｎdat)の内、外挿後のシンボルパイロット信号は、
キャリア方向内挿回路８に入力され、従来と同様の演算
によって基準信号ベクトルが算出されて出力される。こ
こで、外挿後のシンボルパイロット信号を用いる本実施
例の回路構成では、第１の実施例と同様に帯域外部にも
高い精度で外挿された外部シンボルパイロット信号が存
在する。 そのため、図８の様に、大きな歪みが発生す
る領域が帯域の外部に移動し、必要な帯域内の基準信号
ベクトルの歪みは大幅に低減される。

【００３３】一方、シンボルパイロット外挿回路２０か
ら出力された複素ベクトル信号Ｄ'（ｎdat)は、遅延回
路７で、従来と同様にキャリア方向内挿回路８の演算時
間の調整が施され、キャリア方向内挿回路８で再生した
基準信号ベクトルと共に６４ＱＡＭ復調回路９に供給さ
れる。そして、図１９のようにずれている信号点位置
を、図１８に示すように正しい位置に直すことにより、
情報符号を復調する。この時、６４ＱＡＭ復調回路９の
演算で用いる基準信号ベクトルは、外挿後のシンボルパ
イロット信号を用いて再生したものであり、基準信号ベ
クトルの歪みが大幅に低減されているため、復調された
符号の符号誤り率も低減される。従って、この歪みが原
因となっていたシステム雑音レベルを、低減することが
できる。この様に、本実施例による基準信号ベクトルを
再生する回路を用いると、帯域の境界近傍に生じていた
基準信号ベクトルの歪みが大幅に低減されるので、マル
チパス成分や雑音がほとんどない場合でも生じていた基
準信号の歪みによる符号誤り率の増加を低減し、装置劣
化が少なく良好な同期変調方式で変調するＯＦＤＭ方式
の伝送装置を得ることができる。また、本実施例による
基準信号ベクトルを再生する回路では、シンボルパイロ
ット信号に発生する位相のねじれを補正し、ねじれの回
転を戻した後、基準信号ベクトルを再生する。 そのた
め、再生される基準信号ベクトルの位相は一定になり、
基準信号ベクトルの再生精度の確認が容易になる効果が
得られる。また、ＦＦＴするために抜き出した信号のタ
イミングの確認等が、容易に実施できるようになる効果
が得られる。

【００３４】次に、本発明による基準信号ベクトルを再
生する回路の第３の実施例について説明する。 本実施
例は、本質的には第１の実施例と同一であり、図２の回
路の回路規模の縮小を図ったものである。すなわち、図
２の回路では、ねじれ信号Ｚ(ｎpu)を記憶するメモリ１
０４と、複素乗算回路１０７が必要になるが、この内、
特に複素乗算回路１０７は４つの乗算器が必要になるた
め、回路規模が大きくなる原因になっている。そこで、
本実施例では、ねじれ信号Ｚ(ｎpu)の値として、複素乗
算が、ビットシフトと加減算のみで構成できる近似値を
用いるように構成する。例えば、前記式（２）におい
て、Ｍ＝４、Ｎ＝１０２４、Ｍｐ＝８とすると、ねじれ
信号Ｚ(ｎpu）の値は、 Ｚ(ｎpu）＝ｅｘｐ［ｊ・π／１６・ｎpu］ （４） となる。 また、複素乗算Ｐｕ×Ｚ^*(ｎpu）を算出する
には、次式の演算を実施すればよい。 Ｐｕ×Ｚ^*(ｎpu） ＝[Ｉpu×cos(π／16・ｎpu)＋Ｑpu×sin(π／16・ｎpu)] ＋ｊ・[Ｑpu×cos(π／16・ｎpu)−Ｉpu×sin(π／16・ｎpu)] (５) 但し、Ｉpuは複素ベクトルＰｕの実数成分、ＱpuはＰｕ
の虚数成分を表す。ここで、式（５）のcos(π／16・ｎp
u)と、sin(π／16・ｎpu)を、１，１／２，１／２²，・
・・，１／２ⁿの加減算で表せる値で近似する。例え
ば、ｎpu＝２の時の値を１／２⁴までの精度で近似する
と、cos(π／16・２)は、(１−１／２⁴)と近似できる。
また、sin(π／16・２)は、(１／２−１／２³)と近似で
きる。そのため、上記式（５）の実数部の演算式は、 ｛Ｉpu×１−Ｉpu／２⁴＋Ｑpu／２−Ｑpu／２³｝ （６） と近似できる。 従って、この近似の精度では、上記式
（５）の実数部の演算を、ビットシフトと最大３回の加
減算で実現できる。

【００３５】以上の近似をベースに構成した、式（５）
の実数部を算出する演算回路の例を図１３に示す。ビッ
トシフタ３０１は、入力したＰｕの実数部の値Ｉpuをホ
ールドして記憶すると共に、ビットシフトで１倍，１／
２倍，・・・，１／１６倍，０倍した信号を出力する回
路である。 ビットシフタ３０１から出力される６信号
１組の太線で示す信号は、スイッチ３０２に入力され
る。一方、ビットシフタ３０３は、入力したＰｕの虚数
部の値Ｑpuをホールドして記憶すると共に、ビットシフ
タ３０１と同様のビットシフトを実施して出力する回路
であり、この回路から出力される６信号１組の太線で示
す信号は、スイッチ３０４に入力される。図１３の回路
において、例えばｎpu＝２に対する式（５）の実数部の
演算は、以下の手順で実施される。すなわち、第０クロ
ック目では、まずメモリ３０５を０にクリアする。 第
１クロック目では、スイッチ３０２を制御して、式
（６）の第１項の値Ｉpu×１を取り出し、加算器３０６
にてメモリ３０５内の値０に加算する。 そして、加算
結果０＋Ｉpu×１をメモリ３０５に記憶する。 第２ク
ロック目では、スイッチ３０２を制御し、式（６）の第
２項の値(−Ｉpu／２⁴)を取り出す。 そして、メモリ
３０５内の値に加算し、加算結果(Ｉpu×１−Ｉpu／
２⁴)を、再びメモリ３０５内に記憶する。

【００３６】以下同様に、式（６）の演算を順次実施す
る。 式（５）の虚数部の演算も、図１３と同様の回路
で算出することができる。なお、スイッチ３０７は、加
算器３０６に接続するスイッチ３０２と３０４を切り替
えるためのスイッチである。 スイッチ３０２と３０４
は、別途入力される３ビットのスイッチ制御信号で、各
クロック時間毎に制御される。同様にスイッチ３０７
は、式（５）の実数部あるいは虚数部の第１項の演算と
第２項の演算を切り替えるために別途入力される項番選
択信号で制御される。

【００３７】図１４は、図１３の回路を用いて構成する
基準信号ベクトルを再生する回路の回路例である。 演
算回路３１０が、図１３の回路２台で構成された式
（５）の演算回路である。スイッチ１０６から出力され
た複素ベクトル信号ＰｄあるいはＰｕは演算回路３１０
に入力される。 これと同時に、制御回路１０５から
は、算出すべき外部シンボルパイロット信号の番号を表
す番号信号が、メモリ３１１に入力する。メモリ３１１
には、その番号位置の外部シンボルパイロット信号を算
出するときに必要になるスイッチ制御符号が、前もって
記憶されている。そして、メモリ３１１は、入力される
番号信号に従って、必要なスイッチ制御符号を演算回路
３１０に出力する。 同時に、項番選択信号が制御回路
１０５から演算回路３１０に与えられる。演算回路３１
０では、入力されたスイッチ制御符号と項番選択信号に
従って、複素乗算の近似値を算出する。 算出された近
似値は、スイッチ１０８を介して、外挿後のシンボルパ
イロット信号として図１４の回路の外部に出力される。

【００３８】以下、第１の実施例と同様に演算を繰り返
して、外挿後のシンボルパイロット信号を算出する。こ
の実施例で算出される値は近似値であるため、算出され
た外挿後のシンボルパイロット信号の値に誤差が生じ
る。 しかし、その誤差は上記の近似精度でも最大で２
％弱であり、シンボルパイロット信号を外挿することに
よる歪みの低減効果への影響は軽微である。これに対
し、回路規模の縮小効果は大きい。 例えば、ＦＦＴ出
力信号とねじれ信号が共に１２ビットであるとした場
合、略１１個×４＋２個＝４６個程度の加算器が必要に
なる。

【００３９】一方、図１３の回路を用いると、１個×２
＝２個の加算器とメモリで構成でき、回路規模を大幅に
縮小することができる。この様に、本実施例による基準
信号ベクトルを再生する回路を用いると、帯域の境界近
傍に生じる基準信号ベクトルの歪みに対し、第１の実施
例とほぼ同程度の歪み低減効果が得られるだけでなく、
回路規模の大幅な縮小を実現することができる。なお、
図１０のキャリア構造の場合、図１の時間方向内挿回路
６を削除する点を除き、第１の実施例と同じ回路構成で
基準信号ベクトルを再生して６４ＱＡＭ等の復調を実施
することもできる。 この場合、効果についても、第１
の実施例と同じ効果が得られるのはいうまでもない。

【００４０】また、図２の複素乗算回路１０７とメモリ
１０４の回路規模を縮小する第３の実施例の方法には、
この他にまだ多数のバリエーションがある。 その幾つ
かを以下に列記する。第１のバリエーションは、第３の
実施例で用いるcosあるいはsinの近似値として、有効ビ
ット数を、(Ｍｐ−１)／２ビット以下のビット数に単純
に丸めた値を用いる方法である。すなわち、例えばcos
の２進数が１０１００１・・・の様な値の時は、この値
を１０１とまるめる。 そして、この値を(１＋０／２¹
＋１／２²)と置き換え、式（５）の実数部第１項の演算
を、(Ｉpd×１＋Ｉpd×０／２¹＋Ｉpd×１／２²)で算出
する。 他の項の値も同様にして求める。この方法は、
０を乗算する無駄な演算がやや増加するため、同じ回路
を用いると、第３の実施例の場合に比べて近似の精度が
やや低下する欠点があるが、第３の実施例と同様の回路
規模の縮小効果を得ることができる。

【００４１】第２のバリエーションは、図１３のＩpdに
関する乗算を実施する回路部分と、Ｑpdに関する乗算を
実施する回路部分を２つに分離し、(Ｍｐ−２)クロック
の間に２つの項を同時に演算するようにする方法であ
る。 この方法では回路規模が約２倍に増加するが、外
部シンボルパイロット信号を算出すべき周期であるＭｐ
クロックの間に演算できる項の数も約２倍になるため
に、第３の実施例の場合に比べて近似の精度を大幅に向
上させることができる。 例えば、分かり易い第１のバ
リエーションの方法にこの方法を適用すると、Ｍｐ＝８
の時、第１のバリエーションでの近似の精度が±１／２
²であるのに対し、第２のバリエーションを適用する
と、近似精度を±１／２⁵まで一挙に上げることができ
る。なお、用いる回路の数を増やせば、さらに近似精度
を上げることができるのは言うまでもない。これらの方
法は、何れも、外部シンボルパイロット信号が必要にな
るのはＭｐクロックに１回であることを利用し、複素乗
算と同等の近似計算を、Ｍｐ段階に分けてカスケードに
実施するものである。

【００４２】また、第１の実施例で説明した最も簡単な
外挿方法、即ち帯域内の最も外側に位置するシンボルパ
イロット信号をそのままコピーして外挿する方法は、基
準信号ベクトルの歪みが残るものの、回路規模を縮小す
ると言う点では大きな効果を得ることができる。 そこ
で、この方法による回路構成例のみ、図１５に示してお
く。また、以上は、帯域内の最も外側に位置するシンボ
ルパイロット信号を用いて外部シンボルパイロット信号
を算出する場合のみ説明した。 しかし、外側から２本
目等の複数本のシンボルパイロット信号も用いて、外部
シンボルパイロット信号を算出すると、回路規模は増大
するものの、マルチパスフェージングによるパイロット
信号の位相の回転も考慮した外挿が可能になる。

【００４３】

【発明の効果】以上、本発明による手段を用いると、マ
ルチパスの有無に関わらず、また受信信号にほとんど雑
音が含まれていない場合でも生じていた帯域の境界部で
の基準信号の歪みによる符号誤り率の増加を低減し、装
置劣化が少なく良好な同期変調方式で変調することので
きるＯＦＤＭ方式の伝送装置が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基準信号ベクトル再生部の第１の実施
例の構成を示すブロック図

【図２】本発明の第１の実施例のシンボルパイロット外
挿回路構成を示すブロック図

【図３】受信されるＯＦＤＭ信号の時間波形の説明図

【図４】ＦＦＴのために抜き出す信号部分とシンボルタ
イミングを説明する図

【図５】ＦＦＴのために抜き出す信号部分とシンボルタ
イミングを説明する図

【図６】ＦＦＴ出力信号の位相のねじれを説明する図

【図７】本発明の第１の実施例のシンボルパイロット信
号の外挿方法を説明する図

【図８】本発明の第１の実施例によるキャリア方向の内
挿の歪み量を説明する図

【図９】本発明の基準信号ベクトル再生部の第２の実施
例の構成を示すブロック図

【図１０】本発明の第２の実施例におけるキャリア構造
を説明する図

【図１１】本発明の第２の実施例のシンボルパイロット
外挿回路構成を示すブロック図

【図１２】本発明の第２の実施例のシンボルパイロット
信号の外挿方法を説明する図

【図１３】本発明の第３の実施例の複素乗算の実数部演
算回路構成を示すブロック図

【図１４】本発明の第３の実施例のシンボルパイロット
外挿回路を示すブロック図

【図１５】本発明の最も簡単なシンボルパイロット外挿
回路を示すブロック図

【図１６】地上波ディジタル放送方式におけるキャリア
構造の一例を説明する模式図

【図１７】地上波ディジタル放送方式におけるキャリア
配置の一例を説明する模式図

【図１８】６４ＱＡＭ方式における信号点配置を説明す
る模式図

【図１９】受信側における受信信号の信号点の位置、位
相変化を説明する模式図

【図２０】従来の受信装置の基準信号ベクトル再生部の
構成を示すブロック図

【図２１】地上波ディジタル放送方式におけるキャリア
配置の一例を説明する模式図

【図２２】キャリアの時間方向の内挿状況を説明する模
式図

【図２３】キャリアの周波数方向の内挿状況を説明する
模式図

【図２４】キャリアの周波数方向の内挿演算における問
題点を説明する模式図

【図２５】キャリアの周波数方向の内挿による歪み量を
説明する特性図

【図２６】大きな歪みが生じた時の信号点の位置ずれを
説明する模式図

【符号の説明】 １，２，１０，１１：ＳＰ、５：ＦＦＴ回路、６：時間
方向内挿回路、７：遅延回路、８：キャリア方向内挿回
路、９：６４ＱＡＭ復調回路、１２，２０：シンボルパ
イロット外挿回路、１０１，１０２：ホールド回路、１
０３：遅延回路、１０４，２０４，３０５，３１１：メ
モリ、１０５，２０５：制御回路、１０６，１０８，２
０８，３０２，３０４，３０７：スイッチ、１０７：複
素乗算回路、１０９： ＮＵＬＬ値、３０１，３０３：
ビットシフタ、３０６：加算器、３１０：演算回路。

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 位相が互いに直交する複数本の搬送波
   (以下キャリアと称す)を用い情報符号を伝送する直交周
   波数分割多重変調方式(Orthogonal FrequencyDivision
   Multiplexing:以下、ＯＦＤＭ方式と称す)の伝送装置で
   あって、上記複数本のキャリアには、受信信号の復調の
   際の基準信号ベクトルを再生するのに用いられるパイロ
   ット信号がキャリア方向に所定キャリア間隔Ｍｐで挿入
   されている伝送装置において、上記基準信号ベクトルを
   受信信号から抽出した上記パイロット信号自身あるいは
   当該パイロット信号を時間方向に内挿して得たパイロッ
   ト信号(以下シンボルパイロット信号と称す)から内挿し
   て算出する際、伝送帯域外でキャリア間隔Ｍｐのキャリ
   ア位置にあるパイロット信号の複素ベクトルを、当該伝
   送帯域内の所定のシンボルパイロット信号から外挿して
   算出し、該外挿して得たシンボルパイロット信号(以下
   外部シンボルパイロット信号と称す)も含めて内挿演算
   を施し、上記基準信号ベクトルを再生することを特徴と
   するＯＦＤＭ方式伝送装置の基準信号再生方法。
2. 【請求項２】 請求項１において、上記外部シンボルパ
   イロット信号の値を、伝送帯域内の両端のキャリア位置
   にある上記シンボルパイロット信号の複素ベクトル値と
   して用い外挿することを特徴とするＯＦＤＭ方式伝送装
   置の基準信号再生方法。
3. 【請求項３】 請求項１において、伝送帯域内の両端の
   キャリア位置にある上記シンボルパイロット信号の複素
   ベクトルの位相角を上記外部シンボルパイロット信号毎
   に順次所定の位相角ずつ回転して得た複素ベクトル値
   を、上記各外部シンボルパイロット信号の値として用い
   て外挿することを特徴とするＯＦＤＭ方式伝送装置の基
   準信号再生方法。
4. 【請求項４】 位相が互いに直交する複数本の搬送波
   (以下キャリアと称す)を用い情報符号を伝送する直交周
   波数分割多重変調方式(Orthogonal FrequencyDivision
   Multiplexing:以下、ＯＦＤＭ方式と記す)の伝送装置で
   あって、上記複数本のキャリアには、受信信号の復調の
   際の基準信号ベクトルを再生するのに用いられるパイロ
   ット信号がキャリア方向に所定キャリア間隔Ｍｐで挿入
   されている伝送装置において、上記基準信号ベクトルを
   受信信号から抽出した上記パイロット信号自身あるいは
   当該パイロット信号を時間方向に内挿して得たパイロッ
   ト信号(以下シンボルパイロット信号と称す)を入力と
   し、伝送帯域外でキャリア間隔Ｍｐのキャリア位置にあ
   るパイロット信号（以下外部シンボルパイロット信号と
   称す）を、当該伝送帯域内の所定のシンボルパイロット
   信号から外挿して算出し、当該伝送帯域内の所定のシン
   ボルパイロット信号と上記外部シンボルパイロット信号
   をキャリア間隔Ｍｐで並べて構成した外挿後のシンボル
   パイロット信号を出力するシンボルパイロット信号外挿
   回路と、上記外挿後のシンボルパイロット信号を入力と
   し、キャリア方向の内挿演算により上記各キャリアの基
   準信号ベクトルを算出して出力するキャリア方向内挿回
   路を有することを特徴とするＯＦＤＭ方式伝送装置。
5. 【請求項５】 請求項４に記載の伝送装置において、上
   記シンボルパイロット外挿回路を、伝送帯域内の両端の
   キャリア位置にある上記シンボルパイロット信号の複素
   ベクトル値を外部シンボルパイロット信号の値として用
   いて外挿し、当該伝送帯域内の所定のシンボルパイロッ
   ト信号と上記外部シンボルパイロット信号をキャリア間
   隔Ｍｐで並べて構成した外挿後のシンボルパイロット信
   号を出力する回路としたことを特徴とするＯＦＤＭ方式
   伝送装置。
6. 【請求項６】 請求項４に記載のＯＦＤＭ方式伝送装置
   において、該伝送装置の受信装置は、ガードインターバ
   ル信号の付加されたＯＦＤＭ信号の各シンボルの最後尾
   よりＭ(Ｍは所定の整数)サンプル前の信号からその前方
   のＮ(Ｎは各シンボルの有効シンボル期間に相当するサ
   ンプル数)サンプルの信号を高速フーリエ変換(Fast Fou
   rier Transform：以下ＦＦＴと称す)して復調する回路
   構成を有する受信装置であり、上記シンボルパイロット
   外挿回路を、伝送帯域内の両端のキャリア位置にある上
   記シンボルパイロット信号の複素ベクトルの位相角を上
   記外部シンボルパイロット信号毎に、順次、２π×Ｍ／
   Ｎ×Ｍｐラジアンずつ回転して得た複素ベクトル値を、
   上記各外部シンボルパイロット信号の値として用いて外
   挿し、当該伝送帯域内の所定のシンボルパイロット信号
   と上記外部シンボルパイロット信号をキャリア間隔Ｍｐ
   で並べて構成した外挿後のシンボルパイロット信号を出
   力する回路としたことを特徴とするＯＦＤＭ方式伝送装
   置。
7. 【請求項７】 請求項４に記載のＯＦＤＭ方式伝送装置
   において、該伝送装置の受信装置は、ガードインターバ
   ル信号の付加されたＯＦＤＭ信号の各シンボルの最後尾
   よりＭ(Ｍは所定の整数)サンプル前の信号からその前方
   のＮ(Ｎは各シンボルの有効シンボル期間に相当するサ
   ンプル数)サンプルの信号を高速フーリエ変換(Fast Fou
   rier Transform：以下ＦＦＴと称す)して復調する回路
   構成を有する受信装置であり、上記シンボルパイロット
   外挿回路を、上記ＦＦＴして得た全てのＦＦＴ出力信号
   を入力とし、該入力したＦＦＴ出力信号の各キャリアの
   複素ベクトルの位相角を当該キャリア毎に、順次、２π
   ×Ｍ／Ｎラジアンずつ回転して変調し、該変調して得た
   パイロット信号をシンボルパイロット信号として取り出
   すとともに、伝送帯域内の両端のキャリア位置にある上
   記シンボルパイロット信号の複素ベクトル値を、上記各
   外部シンボルパイロット信号の値として用いて外挿し、
   当該伝送帯域内の所定のシンボルパイロット信号と上記
   外部シンボルパイロット信号をキャリア間隔Ｍｐで並べ
   て構成した外挿後のシンボルパイロット信号を出力する
   回路としたことを特徴とするＯＦＤＭ方式伝送装置。
8. 【請求項８】 請求項６乃至７に記載のＯＦＤＭ方式伝
   送装置において、上記シンボルパイロット外挿回路を、
   Ｍｐクロックの期間でカスケードに演算を実施する回路
   としたことを特徴とするＯＦＤＭ方式伝送装置。