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EP0208370A1 - Schaltungsanordnung zum Betrieb von Hochdruckgasentladungslampen - Google Patents

Schaltungsanordnung zum Betrieb von Hochdruckgasentladungslampen Download PDF

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EP0208370A1
EP0208370A1 EP86201134A EP86201134A EP0208370A1 EP 0208370 A1 EP0208370 A1 EP 0208370A1 EP 86201134 A EP86201134 A EP 86201134A EP 86201134 A EP86201134 A EP 86201134A EP 0208370 A1 EP0208370 A1 EP 0208370A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
voltage
lamp
circuit arrangement
frequency
storage capacitor
Prior art date
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Granted
Application number
EP86201134A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP0208370B1 (de
Inventor
Manfred Dr. Albach
Ralf Dr. Schäfer
Hans-Peter Dr. Stormberg
Armin Wegener
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Philips Patentverwaltung GmbH
Philips Gloeilampenfabrieken NV
Koninklijke Philips Electronics NV
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Filing date
Publication date
Application filed by Philips Patentverwaltung GmbH, Philips Gloeilampenfabrieken NV, Koninklijke Philips Electronics NV filed Critical Philips Patentverwaltung GmbH
Publication of EP0208370A1 publication Critical patent/EP0208370A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP0208370B1 publication Critical patent/EP0208370B1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for operating at least one high-pressure gas discharge lamp with a higher-frequency current, provided with a full-wave rectifier to be connected to an AC voltage source, with output DC voltage terminals, which are connected to a first switching power supply for supplying the lamp, which comprises a switching transistor, a choke coil, a freewheeling diode and a storage capacitor are.
  • the pulse duty factor and / or the switching frequency of the switching transistor is controlled by a control device such that the current load on the AC voltage source is as sinusoidal as possible.
  • High-frequency current here means a current of periodically changing size with frequencies between 1 kHz and 500 kHz, preferably between 20 kHz and 150 kHz.
  • Such a circuit arrangement with, for example, a flyback converter in the form of a step-up voltage converter as the first switching power supply is known from EP-OS 00 59 053.
  • a forward converter for example, can also be used as the first switching power supply.
  • the various transducers have the advantageous property that they bring about an essentially sinusoidal load on the AC voltage source.
  • Storage capacitors with a relatively high capacitance are usually used, for example 220 pF / 400 V at 130 W power consumption of the lamp. In order to ensure a minimum service life of the storage capacitors, a relatively large number of electrolytic capacitors is required. Otherwise the capacitors would turn off due to the high frequency current Warm impulses too much. It would therefore be desirable to use film capacitors for the storage capacitor.
  • the invention is therefore based on the object of providing a circuit arrangement for operating high-pressure gas discharge lamps which, on the one hand, causes the source load to be as sinusoidal as possible with low self-losses and in which the storage capacitor is as small as possible with little voltage fluctuation on this storage capacitor.
  • a second switching power supply with at least one electronic switching element is arranged between the storage capacitor and the lamp and can be controlled by a control device which generates an actual value signal proportional to the instantaneous higher-frequency lamp current with a setpoint signal compares, which consists of a sinusoidal voltage with double AC voltage source frequency and a DC component with a size of at least the maximum amplitude of the sine wave.
  • Such a circuit arrangement generates a lamp current to which a high-frequency component dependent on the switching frequency of the electronic switching element is modulated, the frequency of which is usually between 1 and 500 kHz, preferably between 20 and 150 kHz.
  • the lamp current pulsates in time with twice the source frequency, to which a DC component is added.
  • the required setpoint signal part sin 2 ⁇ t is preferably generated from the voltage sin ⁇ t present behind the full-wave rectifier, the Fourier development of which contains the function cos2 ⁇ t as the 1st harmonic. According to the formula sin 2 ⁇ t (1 - cos2 ⁇ t), the square of the sine can be generated from it by superposition with a constant component.
  • a switching power supply is not only to be understood as a flyback or forward converter, but also a push-pull converter, e.g. a half-bridge or a bridge push-pull converter.
  • an optocoupler is connected to the full-wave rectifier and generates the setpoint signal from the rectified source voltage via an RC combination.
  • the second switching power supply is a forward converter, the setpoint signal being able to be generated from the voltage drop on the electronic switching element via an RC combination.
  • a and B are input terminals for connection to a network serving as an AC voltage source, e.g. Designated 220 V, 50 Hz.
  • a full-wave rectifier 2 with four diodes is connected to these input terminals A and B via a high-frequency filter 1.
  • the output DC voltage terminals of the full-wave rectifier 2 are followed by a flyback converter (step-up voltage converter) consisting of a switching transistor 3, a choke coil 4, a freewheeling diode 5 and a storage capacitor 6 as the first switching power supply.
  • a flyback converter step-up voltage converter
  • the storage capacitor 6 which has a relatively small capacitance of e.g. 1.5 pF, there is a maximum DC voltage of 400 V.
  • a forward converter (step-down voltage converter) is connected as a second switching power supply, which contains an electrical switching element 7 in the form of a second switching transistor, a choke coil 8 and a free-wheeling diode 10.
  • a connected lamp 9 is shown in the step-down voltage converter.
  • a measuring resistor 11 serving as a current sensor is also inserted into the lamp circuit, from which an actual value signal proportional to the instantaneous lamp current is tapped, which signal is sent to input C of a control device 12.
  • the lamp current I is tracked by the control device 12 in the manner described below to a desired value signal derived from the rectified mains voltage applied to the input D of the control device 12.
  • a control device 13 for controlling the duty cycle and / or the switching frequency of the switching transistor 3 works in such a way that the current drawn from the AC voltage network is as sinusoidal as possible.
  • Such control devices are known per se, e.g. from DE-OS 26 52 275.
  • the control device 12 has the task of keeping the voltage fluctuation at the storage capacitor 6 as low as possible.
  • An embodiment of such a storage device 12 will now be described with reference to FIG. 2.
  • An RC combination consisting of a variable resistor 18 and a capacitor 19, serves the phase of the setpoint signal, which is ultimately applied to the inputs of the comparators 20 and 21, with the phase of the mains voltage.
  • a capacitor 22 is used to block the DC component, which can be set as desired using a variable resistor 23.
  • This makes it possible to supply a setpoint signal U soll a sin 2 ⁇ t + b to the inputs of the comparators 20 and 21 (FIG. 5).
  • the constant b can of course also become zero.
  • the setpoint signal U soll is a sinusoidal signal with twice the mains frequency and a DC component with a size of at least the maximum amplitude a / 2 of the sine wave.
  • the direct component is indicated in FIG. 5 by the dashed line xx.
  • An upper limit level can be set on the comparator 20 via a variable resistor 24.
  • a lower limit level can be set on the comparator 21 via resistors 25 and 26.
  • Capacitors 33 and 34 serve to suppress high-frequency interference signals.
  • the actual value signal which is proportional to the lamp current and drops across the measuring resistor 11 is divided down via a capacitor 27 and a potentiometer 28 and fed to the comparators 20 and 21.
  • the output signals of the comparators 20 and 21 are fed to the reset input R and the set input S of a bistable multivibrator 29.
  • the signal at the output F of the bistable multivibrator 29 now switches the transistor 7 conductive or non-conductive.
  • the system can generate 12 V itself and is supplied to the electronics and to the outputs of the comparators 20 and 21 via resistors 30 and 31.
  • the control device 12 then works such that when the upper setpoint level U ° is reached, the switching transistor 7 is switched to be non-conductive; when the lower setpoint level U u soll is reached, the transistor 7 is switched on again (FIG. 6).
  • the switching frequency of the switching transistor 7 changes during the 100 Hz periods, but is preferably between 20 and 150 kHz, depending on the size of the choke coil 8.
  • FIG. 6 shows the profile of the lamp current I, which essentially corresponds to the profile of the setpoint signal according to FIG 5 corresponds, superimposed by the switching frequency of the switching transistor 7.
  • the control device 12 according to FIG. 3 essentially corresponds to the device according to FIG. 2. Instead of the optocoupler, however, the setpoint signal is generated from the voltage drop at the switching transistor 7 by tapping a voltage across the switching transistor 7 and the measuring resistor 11 and this via a Resistor 32 is supplied to variable resistor 16.

Landscapes

  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)

Abstract

Bei einer Schaltungsanordnung zum Betrieb von Hochdruckgasentladungslampen, bestehend aus einem an ein Wechselspannungsnetz angeschlossenen Vollweggleichrichter (2), dessen Ausgangsgleichspannung einem aus einem Schalttransistor (3), einer Drosselspule (4), einer Freilaufdiode (5) und einem Speicherkondensator (6) bestehenden ersten Schaltnetzteil zugeführt wird, aus dem die Lampe gespeist wird, ist zwischen Speicherkondensator (6) und Lampe (9) ein zweiter Schaltnetzteil (7, 8, 10, 11) mit mindestens einem elektronischen Schaltelement (7) angeordnet, das von einer Steuereinrichtung (12) gesteuert wird, die ein dem momentanen höherfrequenten Lampenstrom proportionales Istwertsignal mit einem Sollwertsignal vergleicht, das aus einer sinusförmigen Spannung mit doppelter Netzfrequenz und einem Gleichanteil mit einer Größe von mindestens der maximalen Amplitude der Sinusschwingung besteht.

Description

  • Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Hochdruckgasentladungslampe mit höherfrequentem Strom, versehen mit einem an eine Wechselspannungsquelle anzuschließenden Vollweggleichrichter mit Ausgangsgleichspannungsklemmen, die an einer aus einem Schalttransistor, einer Drosselspule, einer Freilaufdiode und einem Speicherkondensator bestehenden ersten Schaltnetzteil zur Speisung der Lampe angeschlossen sind. Das Tastverhältnis und/oder die Schaltfrequenz des Schalttransistors wird dabei von einer Steuereinrichtung derart gesteuert, daß die Strombelastung der Wechselspannungsquelle möglichst sinusförmig ist. Höhenfrequenter Strom bedeutet hier ein Strom mit periodisch wechselnder Größe mit Frequenzen zwischen 1 kHz und 500 kHz, vorzugsweise zwischen 20 kHz und 150 kHz.
  • Eine derartige Schaltungsanordnung mit z.B. einem Sperrwandler in Form eines Aufwärts-Spannungswandlers als erster Schaltnetzteil ist aus der EP-OS 00 59 053 bekannt. Als erster Schaltnetzteil ist z.B. auch ein Durchflußwandler verwendbar. Die verschienen Wandler haben die günstige Eigenschaft, daß sie eine im wesentlichen sinusförmige Belastung der Wechselspannungsquelle bewirken. Üblicherweise werden hierbei Speicherkondensatoren mit relativ hoher Kapazität verwendet, z.B. 220 pF/400 V bei 130 W Leistungsaufnahme der Lampe. Um eine Mindestlebensdauer der Speicherkondensatoren zu gewährleisten, ist eine relativ große Anzahl von Elektrolytkondensatoren erforderlich. Andernfalls würden sich die Kondensatoren aufgrund der hochfrequenten Stromimpulse zu stark erwärmen. Daher wäre es wünschenswert, für den Speicherkondensator Folienkondensatoren zu verwenden. Bei den bekannten Schaltungsanordnungen hätte diese Lösung jedoch den Nachteil, daß wegen deren kleiner Speicherfähigkeit pro Volumeneinheit am Speicherkondensator keine konstante Gleichspannung, sondern eine mit der doppelten Netzfrequenz pulsierende Gleichspannung auftritt. Oftmals ist aber eine nur geringe Gleichspannungsschwankung erwünscht. Die Regelung für einen überlicherweise benutzten Aufwärts-Spannungswandler ist besonders einfach, wenn eine konstante Ausgangsgleichspannung vorausgesetzt wird. Zum anderen ist eine nicht zu große Spannungsschwankung auch günstig für das Verhalten von Hochdruckgasentladungslampen, da diese bei Spannungen unterhalb ihrer Brennspannung erlöschen. Eine Wiederzündung von Hochdruckgasentladungslampen ist jedoch nur dann möglich, wenn kurz nach dem Verlöschen der Lampe wieder eine ausreichende Spannung (Wiederzündspannung) am Speicherkondensator zur Verfügung steht.
  • Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zum Betrieb von Hochdruckgasentladungslampen zu schaffen, die einerseits eine möglichst sinusförmige Quellenbelastung bei geringen Eigenverlusten bewirkt und bei der man mit einem möglichst kleinen Speicherkondensator bei geringer Spannungsschwankung an diesem Speicherkondensator auskommt.
  • Diese Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung eingangs erwähnter Art dadurch gelöst, daß zwischen Speicherkondensator und Lampe ein zweiter Schaltnetzteil mit mindestens einem elektronischen Schaltelement angeordnet ist, das von einer Steuereinrichtung steuerbar ist, die ein dem momentanen höherfrequenten Lampenstrom proportionales Istwertsignal mit einem Sollwertsignal vergleicht, das aus einer sinusförmigen Spannung mit doppelter Wechselspannungsquellenfrequenz und einem Gleichanteil mit einer Größe von mindestens der maximalen Amplitude der Sinusschwingung besteht.
  • Eine solche Schaltungsanordnung erzeugt einen Lampenstrom, dem eine von der Schaltfrequenz des elektronischen Schaltelementes abhängige Hochfrequenzkomponente aufmoduliert ist, dessen Frequenz üblicherweise zwischen 1 und 500 kHz, vorzugsweise zwischen 20 und 150 kHz liegt. Der Lampenstrom pulsiert im Takt der doppelten Quellenfrequenz, zu der ein Gleichstromanteil hinzuaddiert ist. Der benötigte Sollwertsignalteil sin2ω t wird dabei vorzugsweise aus der hinter dem Vollweggleichrichter anstehenden Spannung sin ωt erzeugt, in deren Fourierentwicklung als 1. Harmonische die Funktion cos2 ω t enthalten ist. Gemäß der Formel sin2ω t (1 - cos2 ω t) kann man daraus durch Überlagerung mit einem Gleichanteil das Quadrat des Sinus erzeugen.
  • Unter einem Schaltnetzteil ist in diesem Zusammenhang nicht nur ein Sperr- oder Durchflußwandler zu verstehen, sondern auch ein Gegentaktwandler, z.B. ein Halbbrücken-oder ein Brückengegentaktwandler.
  • Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Schaltungsanordnung nach der Erfindung ist an den Vollweggleichrichter ein Optokoppler angeschlossen, der aus der gleichgerichteten Quellenspannung über eine RC-Kombination das Sollwertsignal erzeugt.
  • Bei einer anderen vorteilhaften Ausführungsform nach der Erfindung ist der zweite Schaltnetzteil ein Durchflußwandler, wobei aus dem Spannungsabfall am elektronischen Schaltelement über eine RC-Kombination das Sollwertsignal erzeugbar ist.
  • Ausführungsbeispiele nach der Erfindung werden nunmehr anhand der Zeichnung näher beschrieben. Es zeigen:
    • Fig. 1 eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Hochdruckgasentladungslampe mit einem über eine Steuereinrichtung geregelten Sperrwandler (Aufwärts-Spannungswandler), an den sich ein über eine Steuereinrichtung geregelter Durchflußwandler (Abwärts-Spannungswandler) anschließt,
    • Fig. 2 das Schaltschema der bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 verwendeten Steuereinrichtung,
    • Fig. 3 das Schaltschema einer anderen Steuereinrichtung,
    • Fig. 4 den Spannungsverlauf am Ausgang des Vollweggleichrichters der Schaltungsanordnung nach Fig. 1,
    • Fig. 5 den Verlauf des Sollwertsignals bei den Schaltungsanordnungen nach den Fig. 2 und 3,
    • Fig. 6 den Stromverlauf durch die Lampe.
  • In Fig. 1 sind mit A und B Eingangsklemmen zum Anschließen an ein als Wechselspannungsquelle dienendes Netz von z.B. 220 V, 50 Hz bezeichnet. An diese Eingangsklemmen A und B ist über ein Hochfrequenzfilter 1 ein Vollweggleichrichter 2 mit vier Dioden angeschlossen. An die Ausgangsgleichspannungsklemmen des Vollweggleichrichters 2 schließt sich ein aus einem Schalttransistor 3, einer Drosselspule 4, einer Freilaufdiode 5 und einem Speicherkondensator 6 bestehender Sperrwandler (Aufwärts-Spannungswandler) als erster Schaltnetzteil an. Am Speicherkondensator 6,der eine relativ kleine Kapzität von z.B. 1,5 pF besitzt, steht eine Gleichspannung von maximal 400 V an.
  • Parallel zu diesem Speicherkondensator 6 ist ein Durchflußwandler (Abwärts-Spannungswandler) als zweiter Schaltnetzteil angeschlossen, der ein elektrisches Schaltelement 7 in Form eines zweiten Schalttransistors, eine Drosselspule 8 und eine Freilaufdiode 10 enthält. Im Abwärts-Spannungswandler ist eine angeschlossene Lampe 9 gezeigt. In den Lampenkreis ist ferner ein als Stromsensor dienender Meßwiderstand 11 eingefügt, an dem ein dem momentanen Lampenstrom proportionales Istwertsignal abgegriffen wird, das auf den Eingang C einer Steuereinrichtung 12 gegeben wird. Der Lampenstrom I wird durch die Steuereinrichtung 12 in der unten beschriebenen Weise einem von der am Eingang D der Steuereinrichtung 12 angelegten gleichgerichteten Netzspannung abgeleiteten Sollwertsignal nachgeführt.
  • Eine Steuereinrichtung 13 zur Steuerung des Tastverhältnisses und/oder der Schaltfrequenz des Schalttransistors 3 arbeitet so, daß der aus dem Wechselspannungsnetz aufgenommene Strom möglichst sinusförmig verläuft. Derartige Steuereinrichtungen sind an sich bekannt, z.B. aus der DE-OS 26 52 275.
  • Die Steuereinrichtung 12 hat die Aufgabe, die Spannungsschwankung am Speicherkondensator 6 möglichst gering zu halten. Ein Ausführungsbeispiel einer derartigen Speichereinrichtung 12 wird nunmehr anhand der Fig. 2 näher beschrieben. Aus der am Ausgang des Vollweggleichrichters 2 anliegenden Spannung Uo = |sin ω tl (Fig. 4) wird über einen Widerstand 14,einen Optokoppler 15 und einen veränderbaren Widerstand 16 an einem dem letzteren parallel geschalteten Kondensator 17 eine sinusförmige Spannung der doppelten Netzfrequenz erzeugt. Eine RC-Kombination, bestehend aus einem veränderbaren Widerstand 18 und einem Kondensator 19, dient dazu, die Phase der Sollwertsignals, welches letztlich an die Eingänge der Komparatoren 20 und 21 angelegt wird, mit der Phase der Netzspannung in Übereinstimmung zu bringen. Ein Kondensator 22 dient zum Sperren des Gleichanteils, der mit Hilfe eines veränderbaren Widerstandes 23 beliebig eingestellt werden kann. Hiermit läßt sich erreichen, daß den Eingängen der Komparatoren 20 und 21 ein Sollwertsignal Usoll = a sin2 ω t + b zugeführt werden kann (Fig. 5). Die Konstante b kann natürlich auch Null werden. Das Sollwertsignal Usoll ist ein sinusförmiges Signal mit doppelter Netzfrequenz und einem Gleichanteil mit einer Größe von mindestens der maximalen Amplitude a/2 der Sinusschwingung. In Fig. 5 ist der Gleichanteil durch die gestrichelte Linie x-x angedeutet.
  • Am Komparator 20 kann über einen veränderbaren Widerstand 24 ein oberes Grenzniveau eingestellt werden. Am Komparator 21 kann über Widerstände 25 und 26 ein unteres Grenzniveau eingestellt werden. Kondensatoren 33 und 34 dienen zur Unterdrückung hochfrequenter Störsignale. Das dem Lampenstrom proportionale, am Meßwiderstand 11 abfallende Istwertsignal wird über einen Kondensator 27 und ein Potentiometer 28 heruntergeteilt und den Komparatoren 20 und 21 zugeführt. Die Ausgangssignale der Komparatoren 20 und 21 werden dem Rücksetz-Eingang R bzw. dem Setz-Eingang S einer bistabilen Kippstufe 29 zugeführt. Das Signal am Ausgang F der bistabilen Kippstufe 29 schaltet nun den Transistor 7 leitend bzw. nichtleitend.
  • Eine am Punkt G anliegende stabilisierte Gleichspannung von z.B. 12 V kann sich das System selbst erstellen und wird zur Spannungsversorgung der Elektronik sowie über Widerstände 30 und 31 den Ausgängen der Komparatoren 20 und 21 zugeführt.
  • Die Steuereinrichtung 12 arbeitet dann so, daß bei Erreichen des oberen Sollwertniveaus U°soll der Schalttransistoren 7 nichtleitend geschaltet wird; bei Erreichen des unteren Sollwertniveaus Uu soll wird der Transistor 7 wieder leitend geschaltet (Fig. 6). Die Schaltfrequenz des Schalttransistors 7 verändert sich während der 100 Hz-Perioden, liegt dabei aber vorzugsweise zwischen 20 und 150 kHz, je nach Größe der Drosselspule 8. Fig. 6 zeigt den Verlauf des Lampenstromes I, welcher im wesentlichen dem Verlauf der Sollwertsignals nach Fig. 5 entspricht, überlagert von der Schaltfrequenz des Schalttransistors 7.
  • Mit diesem Ausführungsbeispiel kann man beim Betrieb einer 50 W-Quecksilberhochdrucklampe erreichen, daß die Spannungsschwankung am Speicherkondensator 6 geringer als 60 V ist. Dies führt gleichzeitig zu einem sauberen sinusförmigen Netzstrom. Wählt man jedoch als Sollwertniveau, wie an sich bekannt, eine konstante Gleichspannung, so erhält man eine Spannungsschwankung von nahezu 400 V, was bei dem gleichen Aufwärts-Spannungswandler zu deutlichen Netzverformungen führt. Um diese zu vermeiden, muß man bei dieser Art der Regelung einen deutlich größeren Kondensator 6 verwenden (ca. 10 pF).
  • Die Steuereinrichtung 12 nach Fig. 3 entspricht im wesentlichen der Einrichtung nach Fig. 2. Anstelle des Optokopplers wird hierbei jedoch das Sollwertsignal aus dem Spannungsabfall am Schalttransistor 7 erzeugt, indem über dem Schalttransistor 7 und dem Meßwiderstand 11 eine Spannung abgegriffen wird und diese über einen Widerstand 32 dem veränderbaren Widerstand 16 zugeführt wird.
  • Bei einem praktischen Ausführungsbeispiel mit einer Steuereinrichtung nach Fig. 2 zum Betrieb einer 50 W-Quecksilberhochdrucklampe mit einer Lampenbrennspannung von ca. 90 V bei einer Netzwechselspannung von 220 V, 50 Hz und einer Spannung am Speicherkondensator 6 von maximal 400 V wurden folgende Schaltungselemente verwendet:
    Figure imgb0001

Claims (3)

1. Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Hochdruckgasentladungslampe mit höerfrequentem Strom, versehen mit einem an eine Wechselspannungsquelle anzuschließenden Vollweggleichrichter mit Ausgangsgleichspannungsklemmen, die an einen aus einem Schalttransistor, einer Drosselspule, einer Freilaufdiode und einem Speicherkondensator bestehenden ersten Schaltnetzteil zur Speisung der Lampe angeschlossen sind,
dadurch gekennzeichnet, daß zwischen Speicherkondensator (6) und Lampe (9) ein zweiter Schaltnetzteil (7, 8, 10, 11) mit mindestens einem elektronischen Schaltelement (7) angeordnet ist, das von einer Steuereinrichtung (12) steuerbar ist, die ein dem momentanen höherfrequenten Lampenstrom proportionales Istwertsignal mit einem Sollwertsignal vergleicht, das aus einer sinusförmigen Spannung mit doppelter Wechselspannungsquellenfrequenz und einem Gleichanteil mit einer Größe von mindestens der maximalen Amplitude der Sinusschwingung besteht.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß an den Vollweggleichrichter (2) ein Optokoppler (5) angeschlossen ist, der aus der gleichgerichteten Quellenspannung über eine RC-Kombination (16, 17) das Sollwertsignal erzeugt.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Schaltnetzteil ein Durchflußwandler (7 bis 11) ist, wobei aus dem Spannungsabfall am elektronischen Schaltelement (7) über eine RC-Kombination (16, 17) das Sollwertsignal erzeugbar ist.
EP86201134A 1985-07-06 1986-06-27 Schaltungsanordnung zum Betrieb von Hochdruckgasentladungslampen Expired - Lifetime EP0208370B1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

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DE3524266 1985-07-06
DE19853524266 DE3524266A1 (de) 1985-07-06 1985-07-06 Schaltungsanordnung zum betrieb von hochdruckgasentladungslampen

Publications (2)

Publication Number Publication Date
EP0208370A1 true EP0208370A1 (de) 1987-01-14
EP0208370B1 EP0208370B1 (de) 1990-03-07

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EP86201134A Expired - Lifetime EP0208370B1 (de) 1985-07-06 1986-06-27 Schaltungsanordnung zum Betrieb von Hochdruckgasentladungslampen

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EP (1) EP0208370B1 (de)
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