DE69835161T2

DE69835161T2 - Informationskommunikationsvorrichtung

Info

Publication number: DE69835161T2
Application number: DE69835161T
Authority: DE
Inventors: Shigemi Ukyo-ku Kyoto-shi CHIMURA
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 1997-11-13
Filing date: 1998-11-13
Publication date: 2007-06-06
Anticipated expiration: 2018-11-14
Also published as: JPH11144007A; JP3554160B2; DE69835161D1; AU747538B2; AU1053599A; EP1026832A1; WO1999026354A1; US6464145B1; EP1026832B1; EP1026832A4

Description

Technisches Gebiet
Die Erfindung betrifft eine Informationskommunikationsvorrichtung, wie beispielsweise eine kontaktlose Markierung oder eine kontaktlose IC-Karte, welche ein Signal verarbeitet, indem sie von einer von einer Antenne übertragenen elektrischen Welle elektrische Energie bezieht.
Hintergrund der Erfindung
Herkömmlicher Weise sind kontaktlose Markierungen im Gebrauch, die die Information, welche sie selbst speichern, durch Erhalten von elektrischer Energie von einer elektrischen Welle, die von irgendwo übertragen worden ist, übertragen. Kontaktlose Markierungen werden beispielsweise bei Lifteinrichtungen in Skigebieten, bei der Fahrscheinüberprüfungsausrüstung an einem Bahnhof und zum Sortieren von Gepäck verwendet.
Eine derartige kontaktlose Markierung hat eine Sender/Empfänger-Einheit, jedoch keine Energiequelle, wie eine Batterie, eingebaut. Eine kontaktlose Markierung erhält elektrische Energie von einer elektrischen Welle (ein Hochfrequenzsignal), welches sie empfängt. Somit erlaubt eine kontaktlose Markierung ungeachtet dessen, dass sie keine Batterie eingebaut hat, einen Informationsaustausch für eine lange Zeitspanne. Darüber hinaus erzielt eine kontaktlose Markierung einen Austausch an Information durch eine elektrische Welle oder durch magnetische Induktion und liefert daher den Vorteil des Informationsaustauschs auf einer kontaktlosen Basis.
Andererseits sind zum Zweck des Aufnehmens oder umgekehrt Abgeben von Information bereits IC-Karten im praktischen Gebrauch, die einen Informationsaustausch mit einem Lese-/Schreibgerät auf kontaktloser Basis ermöglichen (somit durch eine elektrische Welle oder magnetische Induktion). Eine derartige IC-Karte erhält ebenfalls elektrische Energie von einer elektrischen Welle, die sie empfängt oder über magnetische Induktion.
In der 9 bezeichnet die Bezugsziffer 90 ein Lese-/Schreibgerät, in welchem nur eine Sendeantenne (Spule L_S) vorgesehen ist, das als dessen Baukomponente gezeigt ist. Andererseits bezeichnet die Bezugsziffer 91 eine IC-Karte, die Bezugsziffer 92 bezeichnet eine Abstimmschaltung derselben und die Bezugsziffern 93 und 94 bezeichnen eine Gleichrichterdiode bzw. einen Glättungskondensator. Die Abstimmschaltung 92 besteht aus einer Empfangsantenne (Spule L_S) und einem Abstimmkondensator C0. Von der Abstimmschaltung wird eine elektrische Welle, welche von dem Lese-/Schreibgerät 90 übertragen wird, empfangen. Das so empfangene Hochfrequenzsignal wird durch die Gleichrichterdiode 93 gleichgerichtet und dann durch den Glättungskondensator 94 geglättet, um von der IC-Karte 91 als Energiequelle verwendet zu werden.
Die Intensität (Amplitudenpegel) des Hochfrequenzsignals, welches von der Abstimmschaltung 92 empfangen und ausgegeben wird, variiert in Übereinstimmung mit dem Abstand zwischen dem Lese-/Schreibgerät 90 und der IC-Karte 91; je kürzer im Einzelnen der Abstand ist, umso intensiver ist das Signal und je länger der Abstand ist, umso weniger intensiv ist das Signal. Somit variiert die Wiedergabeeffizienz mit der elektrischen Energie, die durch Gleichrichten des empfangenen Hochfrequenzsignals erzeugt wird, ebenfalls in Übereinstimmung mit dem Abstand zwischen dem Lese-/Schreibgerät 90 und der IC-Karte 91.
Als Ergebnis ziemlich unangenehm ist der Bereich der elektrischen Leistung, die der IC-Karte zugeführt werden muss, um deren Normalbetrieb sicherzustellen (anders ausgedrückt, der Bereich des kontaktlosen Abstandes) ziemlich begrenzt (eng). Ein derartiger begrenzter Bereich der akzeptierbaren Eingangsspannungen macht die IC-Karte bei Anwendungen, bei denen die Eingangsspannung die Tendenz hat stark zu variieren, unbrauchbar. Aus diesem Grund ist es zweckmäßig, die Spezifizierungen der IC-Karten in Übereinstimmung mit ihren Anwendungen zu begrenzen (d.h., die Herstellung von separaten Modellen für Anwendungen mit kurzem Abstand und langem Abstand). Dies erfordert jedoch Extrakosten und verursacht Unannehmlichkeiten.
Die GB-A-2 321 726 (nicht vorveröffentlicht) offenbart einen tragbaren Datenträger, der eine Empfangsschaltung enthält, um dadurch in einem kontaktfreien Modus zum Empfangen eines Energiesignals verwendet zu werden.
Die WO-A-96/13804 offenbart ein kontaktfreies Energie- und Datenübertragungssystem mit einer stationären und einer mobilen Station. Der Patentanspruch 1 ist gegenüber diesem Stand der Technik abgegrenzt.
Die DE-C-44 38 287 offenbart ein System zum kontaktlosen Transferieren von Energie und Daten.
Offenbarung der Erfindung
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Kommunikationsvorrichtung zu schaffen, die einen großen Bereich von Eingangsspannungen akzeptiert, die mit einer Gleichrichtereinrichtung versehen ist, um eine Kapazität für eine Abstimmschaltung sicherzustellen.
Diese Aufgabe ist durch die Merkmale des Hauptanspruchs gelöst.
Vorteilhafte Ausführungsformen werden in den Unteransprüchen angegeben.
Somit erzeugt gemäß der vorliegenden Erfindung eine Kommunikationsvorrichtung elektrische Energie durch Gleichrichten eines empfangenen Hochfrequenzsignals. Das empfangene Signal wird durch eine parasitäre Diode eines MOS-Transistors gleichgerichtet, der an eine Antenne angeschlossen ist. Die den MOS-Transistor begleitende Kapazität dient als eine Eingangsabstimmkapazität. Das Schalten des Ein-/Aus-Zustands des Transistors bewirkt, dass die Kapazität, welche zu der eines Eingangsabstimmkondensators zugefügt wird, sich ändert; demgemäß ändern sich die Eingangsabstimmungsfrequenzen und die Relation zwischen der Eingangsabstimmungsfrequenz und der Frequenz des empfangenen Hochfrequenzsignals ändert sich. Als Ergebnis ändert sich die Amplitude des empfangenen Hochfrequenzsignals und somit ändert sich auch die erzielte Leistung.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 zeigt ein Schaltbild eines Hauptteils der Informationskommunikationsvorrichtung einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
2 zeigt Schaltbilder zur Veranschaulichung der Eingangsabstimmungsschaltung derselben;
3 zeigt Schaltbilder, um zu veranschaulichen, wie sich die Frequenz der Eingangsabstimmungsschaltung ändert;
4 zeigt ein Schaltbild, das veranschaulicht, wie sich die Trennschärfe der Abstimmungsschaltung gemäß der Änderung ihrer Abstimmungsfrequenz ändert;
5 zeigt Schaltbilder, die den bei der vorliegenden Erfindung verwendeten MOS-Transistor veranschaulichen;
6 zeigt ein Schaltbild eines Hauptteils der Informationskommunikationsvorrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
7 zeigt ein äquivalentes Schaltbild, das veranschaulicht, wie die Gleichrichtung erzielt wird;
8 zeigt ein Schaltbild, das veranschaulicht, wie die vorliegende Erfindung in der Praxis verwendet wird;
9 zeigt ein Schaltbild eines Hauptteils einer herkömmlichen Informationskommunikationsvorrichtung.
Beste Art zur Durchführung der Erfindung
Im Nachfolgenden werden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung anhand der begleitenden Zeichnungen beschrieben. In der 1 bezeichnet die Bezugsziffer 1 eine Lese-/Schreibgerät und die Bezugsziffer 2 bezeichnet eine Signalquelle desselben. Die Bezugsziffern 3 und 4 bezeichnen einen Kondensator und eine Induktanzspule, die zusammen eine Abstimmungsschaltung des Lese-/Schreibgeräts bilden. die Induktanzspule 4 dient als eine Antenne.
Die Bezugsziffer 5 bezeichnet eine IC-Karte. Die Bezugsziffer 6 bezeichnet deren Abstimmungsschaltung, die aus einer Induktanzspule L und einem Kondensator C₀ zusammengesetzt ist. Die Induktanzspule L dient als eine Antenne. Das Bezugszeichen C_A bezeichnet einen Glättungskondensator, der an einem Ende der Abstimmungsschaltung 6 angeschlossen ist und die Bezugsziffer 7 bezeichnet einen Regler zum Regeln dessen Ausgangsspannung. Der Ausgang des Reglers 7 wird einer Signalverarbeitungsschaltung (nicht dargestellt) oder dergleichen zugeleitet.
Die Bezugszeichen T₁ und T₂ bezeichnen einen ersten bzw. einen zweiten MOS-Transistor, die beide vom N-Kanal-Typ sind, deren Drains an das andere Ende der Abstimmungsschaltung 6 angeschlossen sind (d.h. an das andere Ende der Antenne L), deren Sourcen offengelassen sind (nicht angeschlossen) und deren Gates mit einer Steuerschaltung 9 verbunden sind. Die Bezugsziffer 8 bezeichnet einen Detektor zum Detektieren der Ausgangsspannung (oder des Ausgangsstroms) des Glättungskondensators (T_A) und dessen Detektionsausgang wird der Steuerschaltung zugeleitet. Die Steuerschaltung 9 steuert den Ein-/Aus-Zustand der Transistoren T₁ und T₂ in Übereinstimmung mit dem Detektionsausgang.
Die Bezugszeichen D₁ und D₂ bezeichnen parasitäre Dioden, welche die MOS-Transistoren T₁ und T₂ begleiten. Diese Dioden dienen als Gleichrichterdioden. Die Bezugszeichen C₁ und C₃ bezeichnen die Drain-Sperrschichtkapazitäten der Transistoren T₁ und T₂ und die Bezugszeichen C₂ und C₄ bezeichnen die Source-Sperrschichtkapazitäten derselben. In 5 ist bei (a) das schematische Symbol eines N-Kanal-MOS-Transistors ge zeigt, und bei (b) ist die Struktur desselben zusammen mit den Sperrschichtkapazitäten T₁ und T₂ und der vorstehend angegebenen parasitären Diode D₁ gezeigt. Zusätzlich zu diesen Sperrschichtkapazitäten existiert zwischen dem Gate und dem Drain in der Realität eine weitere Kapazität; der Einfachheit halber ist diese Kapazität jedoch hier weggelassen worden.
Angenommen, die Kapazität, welche die vorstehend angegebenen MOS-Transistoren begleitet, ist C_B, dann haben die Kondensatoren, die an einem Eingangsseitenteil der IC-Karte 5 angeordnet sind, die bei (a) in der 2 gezeigte Beziehung. Wenn hierbei angenommen wird, dass C_A sehr viel größer als C_B ist (d.h. C_A >> C_B), dann ist die Schaltung, die in der 2 bei (a) gezeigt ist, äquivalent der Schaltung, die in der 2 bei (b) gezeigt ist. Somit ist die Abstimmungsfrequenz f) der Abstimmungsschaltung gegeben als: f = 1/[2π{L(C0 + CB)}½]
Wenn die Transistoren T₁ und T₂ beide ausgeschaltet sind, arbeiten die Kapazitäten C₂ und C₄ derselben an der Source-Seite nicht. Demgemäß gilt wie bei (a) in der 3 gezeigt, C_B = C₁ + C₃, und somit ist die Abstimmungsfrequenz f1 gegeben als f1 = 1/[2π{L(C0 + C1 + C3)}½]
Wenn die Transistoren T₁ und T₂ beide eingeschaltet sind, arbeiten die Kapazitäten C₂ und C4 derselben an der Source-Seite. Demgemäß gilt wie bei (b) in 3 gezeigt CB = C1 + C2 + C3 + C4 und somit ist die Abstimmungsfrequenz f2 gegeben als: f2 = 1/[2π{L(C0 + C1 + C2 + C3 + C4)}½]
Wenn der Transistor T₁ eingeschaltet und der Transistor T₂ ausgeschaltet ist, gilt wie bei (c) in 3 gezeigt C_B = C₁ + C₂ + C₃ und somit ist die Abstimmungsfrequenz f3 gegeben als: f3 = 1/[2π{L(C0 + C1 + C2 + C3)}½]
Wenn der Transistor T₁ ausgeschaltet und der Transistor T₂ eingeschaltet ist, wird in der vorstehenden Gleichung einfach C₂ durch C₄ ausgetauscht und C₂ = C₄ gilt von Anfang an. Demgemäß ist auch in diesem Fall die Abstimmungsfrequenz gleich f3.
Die vorstehend gegebenen Abstimmungsfrequenzen haben die Relation f2 > f3 > f1 und dies kann in Termen der Trennschärfe Q der Abstimmungsschaltung, wie in der 4 gezeigt, dargestellt werden. Nun wird angenommen, dass der Abstand zwischen dem Lese-/Schreibgerät 1 und der IC-Karte 5 konstant ist und dass die Frequenz des Hochfrequenzsignals, welches von dem Lese-/Schreibgerät 1 übertragen wird, gleich f1 ist. Unter diesen Bedingungen, wenn die Abstimmungsfrequenz der IC-Karte 5 gleich f1 ist, hat das empfangene Signal die größte Amplitude und somit wird die größte Menge elektrischer Energie erhalten; wenn die Abstimmungsfrequenz gleich f2 ist, wird die kleinste Menge elektrischer Energie erhalten; wenn die Abstimmungsfrequenz gleich f3 ist, wird eine mittlere Menge elektrischer Energie erhalten. So lange als die Abstimmungsfrequenz konstant gehalten wird, umso länger ist üblicherweise der Abstand zwischen dem Lese-/Schreibgerät und der IC-Karte 5, umso kleiner ist die Menge der erzielten elektrischen Energie.
Auf der Basis der Ausgangsspannung (oder des Stroms) des Glättungskondensators C_A wie vom Detektor 8 detektiert, steuert die Steuerschaltung 9 den Ein-/Aus-Zustand der Transistoren T₁ und T₂. Beispielsweise werden die Transistoren T₁ und T₂ in Übereinstimmung damit gesteuert, ob der detektierte Wert größer oder kleiner als ein vorab bestimmter Referenzwert ist.
Wenn beispielsweise in dieser Ausführungsform das Lese-/Schreibgerät 1 und die IC-Karte 5 zu weit voneinander entfernt sind, um eine ausreichende Menge elektrischer Energie zu erzielen, ist die Abstimmungsfrequenz der IC-Karte 5 so gesetzt, dass sie gleich f1 ist, bei der die Abstimmung perfekt erzielt wird. Wenn im Gegensatz hierzu das Lese-/Schreibgerät 1 und die IC-Karte 5 zu nahe beieinander sind, so dass eine übermäßige Menge elektrischer Energie erhalten wird, ist die Abstimmungsfrequenz der IC-Karte 5 so gesetzt, dass sie gleich f2 oder f3 ist, wobei die Abstimmung unperfekt erzielt wird.
Hierbei ist anzumerken, dass die Steuerschaltung 9 den Ein-/Aus-Zustand der Transistoren T₁ und T₂ allein in Übereinstimmung damit steuert, ob die detektierte Spannung (oder der Strom) höher oder niedriger als der Referenzwert ist und somit ungeachtet des Abstands zwischen dem Lese-/Schreibgerät 1 und der IC-Karte. Wenn daher eine ausreichende Menge elektrischer Energie selbst dann nicht erhalten werden kann, wenn das Lese-/Schreibgerät 1 und die IC-Karte 5 ausreichend nahe beieinander sind, wird die Abstimmungsfrequenz geändert.
Die vorstehend beschriebene Ausführungsform befasst sich mit einem Fall, bei dem eine Halbwellengleichrichtung verwendet wird. Die vorliegende Erfindung kann jedoch auch in Fällen angewandt werden, bei denen eine Ganzwellengleichrichtung verwendet wird. 6 zeigt eine Ausführungsform für solche Fälle. In der 6 bilden eine Induktanzspule L und ein Kondensator Co zusammen eine Abstimmungsschaltung 6, die an beiden Enden an eine Gruppe von MOS-Transistoren angeschlossen ist.
Die Bezugszeichen Q1 bis Q6 bezeichnen N-Kanal-MOS-Transistoren und die Bezugszeichen Q7 bis Q12 bezeichnen P-Kanal-MOS-Transistoren. Die Transistoren Q1 bis Q3 sind mit ihren Drains an einem Ende α der Abstimmungsschaltung 6 angeschlossen und haben ihre Substrate an Masse angeschlossen. Die Transistoren Q4 bis Q6 haben ihre Drains an das andere Ende β der Abstimmungsschaltung 6 angeschlossen und haben ihre Substrate an Masse angeschlossen. Die Transistoren Q1 bis Q6 sind mit ihren Gates an ein Steuerregister 81 angeschlossen.
Andererseits sind die Transistoren Q7 bis Q9 mit ihren Drains an das eine Ende α der Abstimmungsschaltung 6 angeschlossen und ihre Substrate sind an einen Ausgangspfad 83 angeschlossen. Die Transistoren Q10 bis Q12 sind mit ihren Drains an das andere Ende β der Abstimmungsschaltung 6 angeschlossen und ihre Substrate sind an den Ausgangspfad 83 angeschlossen. Die Transistoren Q7 bis Q12 sind mit ihren Gates an ein Steuerregister 82 angeschlossen. Die Transistoren Q1 bis Q12 haben alle ihre Sourcen offen gelassen.
Wie in den N-Kanal-MOS-Transistoren Q1 bis Q6 parasitäre Dioden und Kapazitäten erscheinen, ist durch die Bezugsziffern 84, 85 und 86 angegeben, wobei der Transistor Q6 als Repräsentant verwendet wird. Die Bezugsziffer 84 bezeichnet eine parasitäre Diode, die zwischen dem Drain und dem Substrat des Transistors Q6 erscheint, die Bezugsziffer 85 bezeichnet eine Sperrschichtkapazität, die an demselben Ort erscheint, und die Bezugsziffer 86 bezeichnet eine Source-seitige Sperrschichtkapazität.
Andererseits ist durch die Bezugsziffern 87, 88 und 89 angegeben, wie in den p-Kanal-MOS-Transistoren Q7 bis Q12 parasitäre Dioden und Kapazitäten erscheinen, wobei der Transistor Q12 als ihr Repräsentant verwendet wird. Die Bezugsziffer 87 bezeichnet eine parasitäre Diode, die zwischen dem Drain und dem Substrat des Transistors Q12 erscheint, die Bezugsziffer 88 repräsentiert eine Sperrschichtkapazität, die an demselben Ort erscheint und die Bezugsziffer 89 bezeichnet eine Source-seitige Sperrschichtkapazität.
7 ist ein Äquivalentschaltbild der in der 6 gezeigten Vollweggleichrichterschaltung. Eine Gleichrichterdiode 11 und ein Kondensator 21 sind durch die Transistoren Q7 bis Q9 gebildet und durch die Transistoren Q10 bis Q12 sind eine Gleichrichterdiode 12 und ein Kondensator 22 gebildet. Ähnlich sind durch die Transistoren Q4 bis Q6 eine Gleichrichterdiode 13 und ein Kondensator 23 gebildet und durch die Transistoren Q1 bis Q3 eine Gleichrichterdiode 14 und ein Kondensator 24 gebildet. Hierbei ändern sich die Kapazitäten der Kondensatoren 21, 22, 23 und 24 in Übereinstimmung damit, ob die entsprechenden Transistoren ein- oder ausgeschaltet sind.
In Übereinstimmung damit, ob die Spannung (oder der Strom) am Ausgangspfad 83 höher oder niedriger als ein vorbestimmter Wert ist, steuert die Detektionsschaltung 80 die Steuertransistoren 81 und 82 und steuert dadurch den Ein-/Aus-Zustand der Transistoren Q1 bis Q12.
In der in der 6 gezeigten Schaltung, bei der eine Vollweggleichrichtung verwendet wird, ist kein Glättungskondensator wie der C_A in der in 1 gezeigte, vorgesehen; es ist selbstverständlich jedoch möglich, einen vorzusehen, falls dies erforderlich ist. In beiden, in den 1 und 6 gezeigten Ausführungsformen wird eine Induktanzspule L in der Ab stimmungsschaltung 6 verwendet; anstatt der Spule ist es jedoch möglich, alles zu verwenden, was als Induktanz dient, wie beispielsweise ein einfaches Leiterstück, Muster, oder dergleichen. Der Abstimmungskondensator Co muss nicht separat vorgesehen sein; stattdessen ist es möglich, die verteilte Kapazität der Spule L zu verwenden oder sich vollständig auf die Kapazitäten der Transistoren T₁ und T₂ oder Q₁ bis Q₁₂ zu verlassen.
In der 8 ist bei (a) ein Pfeil gezeigt, bei dem die IC-Karte 5 separate Eingangsabstimmungsschaltungen 101 und 102 hat, eine für die Reproduktion von elektrischer Energie und eine für den Signaltransfer, und bei (b) ist ein Pfeil gezeigt, bei dem die IC-Karte 5 für beide Zwecke eine einzige Eingangsabstimmungsschaltung 101 verwendet. In dem bei a) gezeigten Fall überträgt die Senderseite eine fortlaufende Welle mit einer Frequenz f_H für die Reproduktion der elektrischen Energie und ein Signal mit einer Trägerfrequenz f_L. In diesem Fall wird, selbst wenn die Abstimmungsfrequenz der Eingangsabstimmungsschaltung 101 für die Einstellung der elektrischen Energie durch Ändern der Kapazität der Gleichrichterschaltung 103 geändert wird, die Abstimmungsfrequenz der Eingangsabstimmungsschaltung 102 für den Signaltransfer nicht beeinflusst.
In dem bei (b) gezeigten Fall werden an einem einzigen Träger mit identischer Frequenz eine Signalperiode t1 zur Reproduktion der elektrischen Energie und eine Signalperiode t2 zum Transfer eines Signals exakt zeitlich verzahnt verarbeitet. In diesem Fall kann das Ändern der Eingangsabstimmungsfrequenz, das durch Ändern der Kapazität der Gleichrichterschaltung 103 erzielt wird, untersagt sein. Wo jedoch eine ungenügende elektrische Eingangsleistung mit einem extrem niedrigen Pegel der Signalsauberkeit korreliert ist, ist es vorzuziehen, die Gleichrichterschaltung 103 das Ändern der Eingangsabstimmungsfrequenz selbst während der Signalperiode fortsetzen zu lassen.
Industrielle Anwendbarkeit
Wie vorstehend beschrieben, kann gemäß der vorliegenden Erfindung eine einzige Vorrichtung, nämlich ein MOS-Transistor, gleichzeitig als Gleichrichterdiode und als Abstimmungskondensator verwendet werden. Zusätzlich kann die Kapazität (und somit die Abstimmungsfrequenz) leicht geändert werden, indem der Transistor ein- und ausgeschal tet wird. Darüber hinaus können eine Anzahl von MOS-Transistoren leicht als eine kompakte IC ausgebildet werden. Weiterhin ist es unter Berücksichtigung, dass eine Informationskommunikationsvorrichtung digitale Schaltungen zur Signalverarbeitung enthält und solche digitalen Schaltungen häufig durch die Verwendung von MOS-Transistoren gebildet sind, vorzuziehen vom Standpunkt der Gestaltung, der Herstellung und der Kosten auch die Gleichrichterdioden und Abstimmungskondensatoren durch die Verwendung von MOS-Transistoren wie bei der vorliegenden Erfindung zu bilden. Da sich diese Vorteile anbieten, kann die vorliegende Erfindung auf geeignete Weise bei einer Kommunikationsvorrichtung angewandt werden, die elektrische Energie durch Gleichrichten eines empfangenen Hochfrequenzsignals erzeugt, wie beispielsweise einer IC-Karte, die auf kontaktfreier Basis ein Signal von einem Lese-/Schreibgerät empfängt.

Claims

Kommunikationsvorrichtung, die durch Gleichrichten eines empfangenen Hochfrequenzsignals elektrische Leistung erzeugt, wobei die Kommunikationsvorrichtung einen MOS-Transistor (T1 oder T2) hat, der mit einer Antenne L verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass das empfangene Signal durch eine parasitäre Diode (D1 oder D2) des MOS-Transistors gleichgerichtet wird, und die Kommunikationsvorrichtung Steuermittel (9) aufweist, um den MOS-Transistor so zu schalten, dass er eine Source-Kapazität (C2 oder C4) des MOS-Transistors mit der Antenne verbindet oder von der Antenne trennt, um eine Abstimmfrequenz der Kommunikationsvorrichtung zu beeinflussen.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei als MOS-Transistor ein oder mehrere MOS-Transistoren (T1 und/oder T2) vorgesehen sind, und die Steuermittel die Ein-/Aus-Zustände der Transistoren steuern.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Steuermittel den MOS-Transistor so steuern, dass eine Abstimmfrequenz in einer Richtung geändert wird, in welcher ein gleichgerichteter Ausgang gleich einem vorbestimmten Pegel wird.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Kommunikationsvorrichtung als eine IC-Karte gebaut ist, die das Signal von einem Lese-/Einschreibgerät auf kontaktloser Basis empfängt.