DE60036319T2

DE60036319T2 - Leser mit Einrichtung zur Bestimmung des Abstandes zwischen dem Leser und einem Transponder

Info

Publication number: DE60036319T2
Application number: DE2000636319
Authority: DE
Inventors: Luc Wuidart; Michel Bardouillet; Jean-Pierre Enguent
Original assignee: STMicroelectronics SA
Current assignee: STMicroelectronics SA
Priority date: 1999-04-07
Filing date: 2000-04-06
Publication date: 2008-06-05
Anticipated expiration: 2020-04-07
Also published as: JP3968948B2; DE60036319D1; JP2001007730A; FR2792137A1; EP1043679A1; EP1043679B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Systeme mit Verwendung elektromagnetischer Transponder, d. h. (im allgemeinen mobiler) Sender-Empfänger, die kontakt- und drahtlos durch eine (im allgemeinen fix-stationäre) als Lese- und/oder Schreib-Terminal bezeichnete Einheit abgefragt werden können. Die Erfindung betrifft insbesondere Transponder ohne eigene autonome Stromversorgung. Diese Transponder entnehmen die für in ihnen enthaltene elektronische Schaltungen erforderliche Stromversorgung dem durch eine Antenne des Lese- und Schreib-Terminals ausgestrahlten Hochfrequenzfeld. Die Erfindung bezieht sich auf derartige Transponder, bei denen es sich um Nur-Lese-Transponder, zum Betrieb mit einem sich im Lesen der Daten des Transponders erschöpfenden Terminal handelt oder um Lese-Schreib-Transponder, welche Daten enthalten, die durch das Terminal modifiziert werden können.
Die vorliegende Erfindung betrifft näherhin die Detektion, durch einen Transponder, der Entfernung bzw. des Abstands, welche(r) ihn von einem Terminal trennt, und insbesondere die Detektion der Lage bzw. Stellung des Transponders relativ bezüglich einem die Funktion des Systems bestimmenden Schwellwert der Entfernung von dem Terminal.
Die elektromagnetischen Transponder beruhen auf der Verwendung von Schwingkreisen mit einer eine Antenne bildenden Wicklung, und zwar sowohl transponderseitig wie auf Seiten des Lese-Schreib-Terminals. Diese Schwingkreise sind zur Kopplung durch das magnetische Nahfeld bestimmt, sobald der Transponder in das Feld des Lese-Schreib-Terminals eintritt. Die Reichweite eines Transpondersystems, d. h. die maximale Entfernung von dem Terminal, in welcher ein Transponder aktiviert wird, hängt insbesondere von der Größe der Antenne des Transponders, der Erregerfrequenz der das Magnetfeld erzeugenden Wicklung des Schwingkreises, von der Intensität dieser Erregung und von dem Leistungsverbrauch des Transponders ab.
1 zeigt in sehr schematischer und funktionaler Weise ein herkömmliches Beispiel eines System zum Datenaustausch zwischen einem Lese-Schreib-Terminal 1 (STA) und einem Transponder 10 (CAR).
Allgemein besteht das Terminal 1 im wesentlichen aus einem Schwingkreis, der von einer Induktivität L1 in Reihe mit einem Kondensator C1 und einem Widerstand R1 gebildet wird, zwischen einem Ausgangsanschluss 2p eines Verstärkers oder Antennenkopplers 3 (DRIV) und einem Anschluss 2m auf einem Bezugspotential (im allgemeinen Masse). Der Verstärker 3 erhält ein von einem Modulator 4 (MOD) kommendes hochfrequentes Übertragungssignal Tx zugeführt. Der Modulator erhält eine Bezugsfrequenz zugeführt, beispielsweise von einem Quarz-Oszillator 5, und erforderlichenfalls ein Signal DATA von zu übertragenden Daten. In Abwesenheit einer Übertragung von Daten von dem Terminal 1 an den Transponder 10 dient das Signal Tx nur als Energiequelle für die Aktivierung des Transponders, wenn dieser das Feld durchwandert. Die zu übertragenden Daten kommen im allgemeinen von einem digitalen System, beispielsweise einem Mikroprozessor 6 (μP).
Die Verbindungsstelle des Kondensators C1 mit der Induktivität L1 bildet in dem in 1 dargestellten Beispiel einen Anschluss zur Abnahme eines Signals Rx von Daten, die von einem Transponder 10 her mit Bestimmung für einen Demodulator 7 (DEM) empfangen werden. Ein Ausgang des Demodulators übermittelt (gegebenenfalls über einen Decoder (DEC) 8) die von dem Transponder 10 her empfangenen Daten an einen Mikroprozessor 6 des Lese-Schreib-Terminals 1. Der Demodulator 7 erhält, im allgemeinen von dem Oszillator 5, ein Takt- oder Bezugssignal für eine Phasendemodulation zugeführt. Gegebenenfalls erfolgt die Demodulation auf der Grundlage eines zwischen dem Kondensator C1 und dem Widerstand R1, und nicht an den Anschlüssen der Induktivität L1, abgenommenen Signals. Der Mikroprozessor 6 kommuniziert (Bus EXT) mit verschiedenen Eingangs/Ausgangs-Schaltungen (Tastatur, Bildschirm, Mittel zur Übertragung an einen Server usw.) und/oder Verarbeitungsschaltungen. Die Schaltungen des Lese-Schreib-Terminals beziehen die für ihren Betrieb erforderliche Energie von einer Speise- bzw. Stromversorgungsschaltung 9 (ALIM), die beispielsweise mit dem elektrischen Stromnetz verbunden ist.
Auf Seiten des Transponders 10 bilden eine Induktivität L2 in Parallelanordnung mit einem Kondensator C2 einen (als Empfangsresonanzschaltung bezeichneten) Parallel-Schwingkreis, der zur Aufnahme des durch den Reihen-Schwingkreis L1C1 des Terminals 1 erzeugten Magnetfeldes bestimmt ist. Der Resonanzkreis (L2, C2) des Transponders 10 ist auf die Resonanzfrequenz des Schwingkreises (L1, C1) des Terminals 1 abgestimmt.
Die Anschlüsse 11, 12 der Resonanzschaltung L2C2, welche den Anschlüssen des Kondensators C2 entsprechen, sind mit zwei Wechselstrom-Eingangsanschlüssen einer Gleichrichtbrücke 13 verbunden, welche beispielsweise aus vier Dioden D1, D2, D3, D4 besteht. In der Darstellung von 1 ist die Anode der Diode D1 mit dem Anschluss 11 verbunden, ebenso die Kathode der Diode D3. Die Anode der Diode D2 und die Kathode der Diode D4 sind mit dem Anschluss 12 verbunden. Die Kathoden der Dioden D1 und D2 bilden einen positiven Ausgangs-Gleichrichtanschluss 14. Die Anoden der Dioden D3 und D4 bilden einen Bezugsanschluss 15 der Gleichrichtspannung. Mit den Gleichricht-Ausgangsanschlüssen 14, 15 der Brücke 13 ist ein Kondensator Ca verbunden, zur Speicherung der Energie und zur Glättung der von der Brücke gelieferten Gleichrichtspannung. Ersichtlich kann die Diodenbrücke durch eine Einwellen-Gleichrichtvorrichtung ersetzt werden.
Wenn sich der Transponder 10 in dem Feld des Terminals 1 befindet, wird an den Anschlüssen der Resonanzschaltung L2C2 eine hochfrequente Spannung erzeugt. Diese durch die Brücke 13 gleichgerichtete und durch den Kondensator Ca geglättete Spannung liefert eine Speisespannung zur Stromversorgung der elektronischen Schaltungen des Transponders über einen Spannungsregler 16 (REG). Diese Schaltungen umfassen allgemein im wesentlichen einen Mikroprozessor (μP) 17 (mit einem nicht dargestellten zugeordneten Speicher), einen Demodulator 18 (DEM) für eventuelle von dem Terminal 1 her empfangene Signale und einen Modulator 19 (MOD) für eine Übertragung von Informationen an das Terminal 1. Der Transponder ist im allgemeinen mittels eines Taktsignals (CLK) synchronisiert, das durch einen Schaltungsblock 20 aus dem an den Anschlüssen des Kondensators C2 vor der Gleichrichtung gewonnenen Hochfrequenzsignal gewonnen wird. Zumeist sind sämtliche elektronische Schaltungen des Transponders 10 in ein und demselben Chip integriert.
Zur Übertragung von Daten von dem Transponder 10 an das Terminal 1 steuert der Modulator 19 eine Stufe zur Modulation (Retromodulation) der Resonanzschaltung L2C2. Diese Modulationsstufe besteht allgemein aus einem elektronischen Schalter (beispielsweise einem Transistor T) und einem Widerstand R, die in Reihe miteinander zwischen den Anschlüssen 14 und 15 liegen. Der Transistor T wird mit einer als Sub-Träger bezeichneten Frequenz (beispielsweise 847,5 kHz) gesteuert, die deutlich niedriger (im allgemeinen um ein Verhältnis von wenigstens 10 niedriger) als die Frequenz des Anregungssignals des Schwingkreises des Terminals 1 (beispielsweise 13,56 MHz) ist. Bei geschlossenem Schalter T unterliegt der Schwingkreis des Transponders einer zusätzlichen Dämpfung relativ bezüglich der durch die Schaltungen 16, 17, 18, 19 und 20 gebildeten Last, derart dass der Transponder eine größere Energiemenge aus dem hochfrequenten Magnet feld entnimmt. Auf Seiten des Terminals 1 hält der Verstärker 3 die Amplitude des hochfrequenten Erregungssignals konstant. Daher übersetzt sich die Energieänderung des Transponders in eine Amplituden- und Phasenänderung des Stroms in der Antenne L1. Diese Änderung wird durch den Demodulator 7 des Terminals 1 detektiert, bei dem es sich um einen Phasendemodulator oder um einen Amplitudendemodulator handelt. Beispielsweise detektiert der Demodulator im Falle einer Phasendemodulation in den Halbperioden des Sub-Trägers, in welchen der Schalter T des Transponders geschlossen ist, eine leichte Phasenverschiebung (um einige Grad oder sogar weniger als ein Grad) des Trägers des Signals Rx relativ bezüglich dem Bezugssignal. Der Ausgang des Demodulators 7 (im allgemeinen der Ausgang eines auf der Frequenz des Sub-Trägers zentrierten Tiefpassfilters) gibt dann ein Signal wieder, das ein Abbild des Steuersignals des Schalters T ist und das (durch den Decoder 8 oder direkt durch den Mikroprozessor 6) decodiert werden kann, zur Gewinnung der Binärdaten.
Man erkennt, dass das Terminal keine Daten überträgt, während es selbst Daten von einem Transponder empfangt, die Datenübertragung erfolgt somit abwechselnd in der einen Richtung, dann in der anderen (semi-duplex).
2 veranschaulicht ein herkömmliches Beispiel von Datenübertragung von dem Terminal 1 an einen Transponder 10. Diese Figur gibt ein Beispiel des Verlaufs des Anregungssignals der Antenne L1 für eine Übertragung eines Codes 1011 wieder. Die derzeit verwendete Modulation ist eine Amplitudenmodulation mit einer Übertragungsgeschwindigkeit von 106 kbit/s (ein Bit wird in ca. 9,5 μs übertragen), was deutlich niedriger als die Frequenz (von beispielsweise 13,56 MHz) des von dem Oszillator 5 kommenden Trägers (mit einer Periode von ca. 74 ns) ist. Die Amplitudenmodulation erfolgt entweder in Alles-oder-nichts-Betrieb oder mit einem Modulationsgrad (der als die Differenz der Scheitelwert-Amplituden zwischen den beiden Zuständen (1 und 0), geteilt durch die Summe dieser Amplituden definiert ist) kleiner als 1, im Hinblick auf die Notwendigkeit der Stromversorgung des Transponders 10. Im Beispiel von 2 ist der Träger von 13,56 MHz mit einer Übertragungsgeschwindigkeit von 106 kbit/s amplitudenmoduliert mit einem Modulationsgrad tm von 10 %.
3 veranschaulicht ein herkömmliches Beispiel einer Datenübertragung von dem Transponder 10 an das Terminal 1. Diese Figur zeigt als Beispiel den Verlauf des von dem Modulator 19 gelieferten Steuersignals für den Transistor T, für die Übertragung eines Codes 1011. Auf Seiten des Transponders ist die Retromodulation im allgemeinen vom Widerstandstyp mit einem (als Sub-Träger bezeichneten) Träger von beispielsweise 847,5 kHz (Periode von ca. 1,18 μs). Die Retromodulation basiert beispielsweise auf einer Codierung vom BPSK-Typ (Binär-Codierung mittels Phasensprung, ,binary Phase shift keying') mit einer Übertragungsgeschwindigkeit in der Größenordnung von 106 kbit/s, die eindeutig niedriger als die Frequenz des Sub-Trägers ist.
Man erkennt, dass, gleichgültig, welcher Modulations- oder Retromodulationstyp verwendet wird (beispielsweise Amplituden-, Phasen- oder Frequenzmodulation), und gleichgültig, welcher Typ von Datencodierung verwendet wird (NRZ, NRZI, Manchester, ASK, BPSK usw.), die Modulation jedenfalls stets in digitaler Weise erfolgt, mittels Sprung zwischen zwei Binärpegeln.
Die Schwingkreise des Terminals und des Transponders sind allgemein auf die Frequenz des Trägers abgestimmt, d. h. dass ihre Resonanzfrequenz auf die Frequenz von 13,56 MHz geregelt ist. Diese Abstimmung hat eine Maximierung der Energieübertragung an den Transponder zum Ziel, bei dem es sich im allgemeinen um eine Karte vom Kreditkartentyp handelt, in welcher die verschiedenen Bestandteile des Transponders integriert sind.
In bestimmten Anwendungen kann es erwünscht sein, die Entfernung bzw. den Abstand zu kennen, welcher den Transponder von einem Terminal trennt, oder die Lage bzw. Stellung des Transponders relativ bezüglich einer Schwellwertentfernung. Eine derartige Entfernungsdetektion kann beispielsweise zur Umsteuerung des Systems in einem Betriebsmode oder in einem anderen dienen, je nachdem der Transponder sich nahe (in der Größenordnung von 2 bis 10 cm) oder sehr nahe (weniger als etwa 2 cm) von der Lesevorrichtung befindet. Der Begriff der Nähe betrifft den die Antennen L1 und L2 voneinander trennenden Abstand.
Aus dem Dokument WO-A-97/34250 ist eine Vorrichtung zum kontaktlosen Informationsaustausch mit einem elektronischen Etikett bekannt, wobei diese Vorrichtung Mittel zur Vorverarbeitung eines die Entfernung zwischen dem Etikett und der Vorrichtung wiedergebenden Signals aufweist, auf der Grundlage des von dem Etikett emittierten Signals. Diese Mittel dienen dazu, zu bestimmen und der Informationsaustauschvorrichtung zu signalisieren, dass die von dem Etikett kommende Information in einem Fenster vorbestimmter Werte liegt. Die in diesem Dokument beschriebene Vorrichtung macht von einer Messung der Amplitude einer niederfrequenten Modulation Gebrauch, die von dem Etikett als Folge eines von der Vorrichtung erteilten Lese-Befehls vorgenommen wird. Gemäß diesem Dokument ist die Amplitude dieser Modulation repräsentativ für die das Etikett von der Informationsaustauschvorrichtung trennende Entfernung.
Ein Nachteil dieser bekannten Lösung ist, dass die Detektion eine Demodulation des von dem Transponder ausgesandten retromodulierten Signals erfordert. Tatsächlich erfolgt die Detektion auf der Grundlage des Pegels des demodulierten Signals, d. h. des Sub-Trägers. Abgesehen von der Tatsache, dass das Terminal daher nicht die Entfernung eines Transponders detektieren kann, wenn dieser nicht Informationen aussendet, ist die Amplitude des demodulierten Signals nicht eine monotone Funktion der Entfernung. Insbesondere weist die charakteristische Kennlinie der Amplitude des Signals in Abhängigkeit von der Entfernung im allgemeinen wenigstens ein Maximum an einer Stelle bzw. Lage sogenannter kritischer Kopplung auf. Die Stellung kritischer Kopplung entspricht der Entfernung, bei welcher die Kopplung zwischen einem Transponder und dem Terminal durch eine maximale Fernspeisungsamplitude optimiert ist, die von dem Transponder empfangen wird, wenn die Schwingkreise des Terminals und des Transponders beide auf die Frequenz des Trägers der Fernspeisung abgestimmt sind. Mit anderen Worten: Die Stellung der kritischen Kopplung entspricht der Entfernung, bei welcher die Fernspeisungsenergie maximal ist für einen minimalen Kopplungsfaktor, wobei der Kopplungsfaktor das Verhältnis der Gegeninduktivität zur Quadratwurzel aus dem Produkt der Induktivitäten der Schwingkreise ist.
Das Dokument EP-0-722 094 beschreibt ein Lese-Terminal für einen elektromagnetischen Transponder, bei welchem das Terminal die Entfernung, die es von dem Transponder trennt, zu detektieren vermag durch Messen des Einflusses des Transponders auf den Schwingkreis des Terminals.
Das Dokument WO 98/20363 beschreibt ein anderes System zur Datenübertragung zwischen einem Transponder und einem Terminal, das mit einer Phasenregelschleife versehen ist.
Die Erfindung bezweckt die Schaffung einer Lösung, welche eine zuverlässige Detektion der Entfernung unabhängig von der Lage des Transponders relativ bezüglich der der Stellung kritischer Kopplung entsprechenden Entfernung gestattet.
Zur Erreichung dieser Ziele sieht die vorliegende Erfindung vor ein Terminal zur Erzeugung eines elektromagnetischen Feldes, das mit wenigstens einem Transponder bei dessen Eintritt in dieses Feld zusammenwirken kann, wobei das Terminal Mittel zur Bestimmung des den Transponder von dem Terminal trennenden Abstands aufweist, ohne das Erfordernis einer Übertragung seitens des Transponders mit Bestimmung für das Terminal. Das Terminal weist einen Schwingkreis auf, der eine hochfrequente Anregungs-Wechsel spannung zugeführt erhalten kann, wobei die genannten Mittel eine Größe messen, welche eine Funktion der Last ist, welche der Transponder für den Schwingkreis des Terminals darstellt, und wobei das Terminal Mittel zur Regelung der Phase des Signals in dem Schwingkreis relativ bezüglich einem Referenzwert aufweist.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass die genannten Mittel den Strom in dem Schwingkreis oder die Spannung an den Anschlüssen eines oder mehrerer seiner Elemente messen.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass die genannten Mittel zur Messung einen Analog/Digital-Wandler des gemessenen Stroms oder der gemessenen Spannung umfassen sowie eine digitale Schaltung zum Vergleichen des Messwerts relativ bezüglich einer in dem Terminal gespeicherten Korrespondenztabelle.
Diese sowie weitere Gegenstände, Ziele, Eigenschaften, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden in der folgenden, nichteinschränkenden Beschreibung spezieller Ausführungsbeispiele im einzelnen auseinandergesetzt in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungsfiguren; in diesen zeigen:
die bereits beschriebenen 1 bis 3 Darlegungen des Standes der Technik und der Problemstellung,
4 in Blockschaltbildform eine Ausführungsform eines Terminals eines elektromagnetischen Transpondersystems gemäß der vorliegenden Erfindung,
5 in sehr schematischer Teilansicht eine erste Ausführungsform eines Abstands- bzw. Distanzdetektors gemäß der vorliegenden Erfindung,
6 mittels einer Spannungs-Abstands-Kurve die Arbeits- und Funktionsweise des Detektors von 5,
7 in sehr schematischer Weise und in Teildarstellung eine zweite Ausführungsform eines Entfernungs- bzw. Distanzdetektors gemäß der vorliegenden Erfindung,
8 mittels einer Spannungs-Entfernungs-Kennlinie die Arbeits- und Funktionsweise des Detektors von 7,
9 in sehr schematischer Teilansicht eine dritte Ausführungsform eines Abstands- bzw. Distanzdetektors gemäß der vorliegenden Erfindung sowie
10 mittels einer Strom-Abstands-Kurve die Arbeits- und Funktionsweise des Detektors aus 9.
In den verschiedenen Zeichnungsfiguren sind gleiche Elemente mit denselben Bezugsziffern bezeichnet. Aus Gründen der Klarheit und Übersichtlichkeit sind nur die für das Verständnis der Erfindung erforderlichen Elemente in den Zeichnungsfiguren wiedergegeben und im nachfolgenden beschrieben. Insbesondere wurde der Aufbau eines Transponders sowie der Aufbau der Elemente zur Bearbeitung digitaler Daten auf Seiten des Lese-Terminals nicht detailliert.
Ein charakteristisches Merkmal der vorliegenden Erfindung ist die Verwendung des Signals mit der Trägerfrequenz zur Detektion des Abstands bzw. der Entfernung eines in das Feld des Terminals eingetretenen Transponders. Die Verwendung der direkt auf dem Träger (beispielsweise von 13,56 MHz) befindlichen Information gestattet die Durchführung einer Bestimmung des Abstands bzw. der Entfernung, ohne dass hierzu erforderlich wäre, dass der Transponder selbst seinerseits Informationen überträgt. Tatsächlich wirkt ein Transponder bei seinem Eintritt in das Feld eines Terminals auf die Last des Schwingkreises dieses Terminals ein. Diese Änderung der Last hängt insbesondere von der den Transponder von dem Terminal trennenden Entfernung ab.
Eine erste Lösung wäre, die Amplitude des Signals (beispielsweise die Amplitude der Spannung an den Anschlüssen des Kondensators C1 in 1) zu messen, um die Entfernung auf der Grundlage von Änderungen bzw. Schwankungen dieser Spannung zu bestimmen. Eine derartige Messung ist jedoch in der Praxis nicht auswertbar, insbesondere weil der Bereich der Spannungsänderung in Abhängigkeit von dem Abstand von der Abstimmung des Schwingkreises abhängt, und damit von dem Betrag der Kapazität C1. Nun ist jedoch in den herkömmlichen Schaltungen die Abstimmung niemals vollkommen.
Im einzelnen erfolgt in den herkömmlichen Terminals die Abstimmung der Resonanzfrequenz auf die Trägerfrequenz von Hand mit Hilfe eines variablen Kondensators nach der fabrikatorischen Herstellung des Terminals. Die Abstimmung muss einstell- bzw. regelbar sein, insbesondere im Hinblick auf die Herstellungstoleranzen der kapazitiven und induktiven Elemente, um den gewählten Phasen-Arbeitspunkt zwischen dem vom Oszillator 5 gelieferten Signal und dem Empfangssignal Rx zu gewährleisten. Eine Fehlabstimmung des Schwingkreises des Terminals hat mehrere Folgen, und insbesondere die einer Änderung der Amplitude des Signals in dem Schwingkreis und, als Folge hiervon, der verfügbaren Amplitude des Signals für eine eventuelle Messung.
Daher besteht ein anderes charakteristisches Merkmal der vorliegenden Erfindung darin, eine Regelung der Phase des Schwingkreises des Terminals relativ bezüglich einem Referenzwert vorzusehen. Gemäß der Erfindung erfolgt diese Phasenregelung mit Hilfe einer Schleife, deren Ansprechzeit so gewählt ist, dass die Schleife einerseits hinreichend langsam ist, um die von einem Transponder herrührende Retromodulation nicht zu behindern, und andererseits hinreichend schnell gegenüber der Geschwindigkeit der Vorbeibewegung eines Transponders in dem Feld des Terminals. Man kann von einer relativ bezüglich den Modulationsfrequenzen (beispielsweise 13,56 MHz und 847,5 kHz) statischen Regelung sprechen.
4 zeigt in Blockschaltbildform eine Ausführungsform eines Terminals 1' gemäß der vorliegenden Erfindung, das mit einer Schleife zur Regelung der Phase des Schwingkreises versehen ist.
Wie zuvor weist das Terminal 1' einen Schwingkreis aus einer Induktivität oder Antenne L1, in Reihe mit einem kapazitiven Element 24 und einem Widerstand R1 auf, zwischen einem Ausgangsanschluss 2p eines Verstärkers oder Antennenkopplers 3 und einem Anschluss 2m auf einem Bezugspotential (im allgemeinen Masse). Der Verstärker 3 erhält ein hochfrequentes Übertragungs-Signal Tx von einem Modulator 4 (MOD) zugeführt, der eine Bezugsfrequenz (Signal OSC) zugeführt erhält, beispielsweise von einem (nicht dargestellten) Quarz-Oszillator. Dem Modulator 4 wird erforderlichenfalls ein Signal DATA von zu übertragenden Daten zugeführt und bei Fehlen einer Datenübertragung von dem Terminal aus liefert der Modulator 4 den hochfrequenten Träger (beispielsweise 13,56 MHz) für die Fernspeisung eines Transponders.
Ein charakteristisches Merkmal der Erfindung ist, dass das kapazitive Element 24 ein Element mit variabler und durch ein Signal CTRL steuerbarer Kapazität ist.
Gemäß der Erfindung erfolgt eine Regelung der Phase des Stroms in der Antenne L1 relativ bezüglich einem Bezugs- bzw. Referenzsignal REF. Diese Regelung ist eine Regelung des hochfrequenten Signals, d. h. des Signals des Trägers (beispielsweise von 13,56 MHz), das in Abwesenheit von zu übertragenden Daten dem Signal Tx entspricht. Diese Regelung erfolgt in der Weise, dass man die Kapazität des Schwingkreises des Terminals 1' so variiert, dass der Strom in der Antenne in einer konstanten Phasenbeziehung mit dem Referenzsignal gehalten wird. Das Signal REF hat die Frequenz des Trägers und entspricht beispielsweise dem von dem Oszillator (5, 1) gelieferten Signal OSC des Modulators.
Wie in 4 veranschaulicht, ist das in Reihe mit dem Widerstand R1 und der Induktivität L1 vorgesehene kapazitive Element 24 mit Hilfe des Signals CTRL steuerbar. Das Signal CTRL kommt von einer Schaltung 21 (COMP), die die Aufgabe hat, den Phasenabstand relativ bezüglich dem Referenzsignal REF zu detektieren und die Kapazität des Elements 24 demzufolge entsprechend zu ändern.
Die veränderliche Kapazität 24 kann auf verschiedene Weisen realisiert werden. Allgemein soll diese Kapazität einige Hundertstel Picofarad erreichen und an den Anschlüssen eine Spannung von mehr als 100 V aushalten.
Eine erste Lösung besteht in der Verwendung einer Diode, wobei man die Kapazität des in Sperrrichtung vorgespannten pn-Übergangs dieser Diode als variable Kapazität benutzt, die eine Funktion dieser Vorspannung ist. Die Diode wird dann mit ihrer Anode mit dem Referenzanschluss 2m und mit ihrer Kathode mit der Induktivität L1 verbunden.
Eine zweite Lösung besteht in der Verwendung eines als Diode geschalteten MOSFET-Transistors. Ein derartiges Bauteil besitzt im wesentlichen dieselbe Kapazität-Spannungs-Charakteristik wie die einer Diode. Der Vorteil besteht darin, dass für ein und dieselbe Durchbruchspannungsfestigkeit die erforderliche Integrationsoberfläche kleiner als für eine Diode ist.
Die Messung der Phase in dem Schwingkreis erfolgt beispielsweise auf der Grundlage einer Messung des Stroms I in diesem Schwingkreis. Hierzu verwendet man beispielsweise bei der in 4 veranschaulichten Ausführungs form eine Schaltung 23 aus einem in Reihe mit dem Element 24 und der Induktivität L1 geschalteten Intensitätstransformator. Ein derartiger Intensitätstransformator besteht allgemein aus einer Primärwicklung 23' zwischen dem Element 24 und dem Masse-Anschluss 2m und einer Sekundärwicklung 23'', von der ein erster Anschluss direkt mit der Masse 2m verbunden ist und der andere Anschluss ein Signal MES als das Messergebnis liefert, wobei ein Widerstand R14 zur Strom-Spannungs-Umwandlung parallel zu der Sekundärwicklung 23'' vorgesehen ist.
Das Messergebnis MES wird dem Phasenkomparator 21 zugeführt, welcher dann die Phase des durch den Block 23 gemessenen Stroms mit dem Referenzsignal REF vergleicht und sodann das kapazitive Element 24 vermittels des Signals CTRL servosteuert.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform verwendet der Komparator 21 denselben (nicht dargestellten) Phasendemodulator wie der zur Demodulation des von dem Transponder kommenden Signals, das schließlich dem Schwingkreis zugeführt wird. Daher liefert der Komparator 21, wie 4 veranschaulicht, das Signal Rx, welches eine eventuelle von dem Transponder kommende Retromodulation wiedergibt.
Man erkennt, dass die Phasenregelschleife genügend langsam sein muss, um nicht die Phasenmodulation bei 847,5 kHz zu behindern, jedoch ausreichend schnell relativ bezüglich der Bewegungsgeschwindigkeit eines Transponders in dem Feld des Terminals sein muss, die im allgemeinen mit der Geschwindigkeit einer Handbewegung verknüpft ist. Beispielsweise reicht eine Ansprechzeit in der Größenordnung von einer Millisekunde aus, da die Passiergeschwindigkeit eines Transponders mehreren Hundert Millisekunden entspricht.
Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass man durch Regelung der Phase des Schwingkreises bezüglich einem Referenzwert gleichzeitig frei wird von eventuellen Problemen von Abmessungstoleranzen der Bauteile des Schwingkreises und der Abdrift dieser Bauteile im Betrieb.
Die Tatsache der Phasenregelung des Schwingkreises bezüglich einem Referenzwert ermöglicht es, dass die Änderung des Abstands bzw. der Entfernung eines in das Feld des Terminals eintretenden Transponders sich nicht in eine Modifikation des Realteils der Impedanz dieses Schwingkreises übersetzt. Tatsächlich werden alle Änderungen bzw. Schwankungen, welche tendenziell den Imaginärteil dieser Impedanz modifizieren könnten durch die von dem Transponder gebildete Last, durch die Phasenregelschleife kompensiert.
Man kann annehmen, dass, wenn ein Transponder in das Feld eines Lese-Schreib-Terminals eintritt, die Impedanz des Schwingkreises des Terminals dann eine Funktion nicht nur der Beträge der Bauteile R1, L1 und der Kapazität des Elements 24 (das mit C1 bezeichnet wird) ist, sondern auch eine Funktion der entsprechenden Werte der Induktivität L2 und des Kondensators C2 (1) des Transponders und des äquivalenten Widerstands der Schaltungen (Mikroprozessor usw.) und der Retromodulationsmittel (beispielsweise der Widerstand R, 1) in Parallel-Rückwirkung auf den Kondensator C2 und die Induktivität L2. Im folgenden wird dieser Äquivalentwiderstand mit R2 bezeichnet.
Die Scheinimpedanz des Schwingkreises des Terminals lässt sich dann ausdrücken in der Form: Z1 = R1a + jX1a, worin R1a und X1a jeweils die Real- und Imaginärteile der Scheinimpedanz bedeuten.
Der Imaginärteil X1a lässt sich ausdrücken in der Form: X1a = X1 – a²X2, X1 = ωL1 – 1/ωC1 und worin X2 = ωL2 – 1/ωC2 und wobei a² ein Term ist, der von der Kreisfrequenz ω, der Gegeninduktivität zwischen den beiden Schwingkreisen, von X2 und von einem Term R'2 in L2/R2C2 abhängt.
Der Realteil R1a lässt sich ausdrücken in der Form R1a = R1 + R1 + a²R'2, worin R1 den parasitären Widerstand der Induktivität L1 darstellt.
Durch Servoregelung der Phase mit Hilfe des Regelsystems gewährleistet man, dass im statischen Betrieb (d. h. für die Frequenzen kleiner als die Frequenz des Sub-Trägers) der Imaginärteil X1a Null wird, d. h. dass X1 = a²X2.
Außerdem kann man unter einer gegebenen Betriebsbedingung, die durch die Last des Transponders, d. h. einen gegebenen Wert für den Widerstand R2 charakterisiert ist, annehmen, dass die Impedanz nur von der Gegeninduktivität abhängt. Tatsächlich ist nicht nur die Kreisfrequenz ω unveränderlich, sondern die Werte der Widerstände R1 und R1 der Induktivität L2 und des Kondensators C2 sowie alle anderen den Term a² bedingenden Parameter können als konstant betrachtet werden. Ihre eventuellen Änderungen oder Schwankungen sind an eventuelle technologische Driften gebunden und vernachlässigbar im Vergleich zu der an den Widerstand R2 gebundenen Änderung bzw. Schwankung in der Rückwirkung auf den Primärkreis betrachtet (= R'2), und diese ist durch die von dem Transponder in dem Feld gebildete Last bedingt. Daraus folgt, dass für diesen gegebenen Betriebs- und Funktionszustand die einzige Variable, die in dem Term a² verbleibt, die Gegeninduktivität m ist. Nun ist diese Gegeninduktivität eine Funktion des Abstands bzw. der Entfernung zwischen dem Terminal und dem Transponder. Daher kann man aus einer Änderung der Impedanz und speziell des Realteils dieser Impedanz eine Information als Funktion des Abstands, welcher den Transponder von dem Terminal trennt, gewinnen.
Man erkennt, dass dank des Vorhandenseins der Phasenschleife die Änderung der Impedanz monoton mit der Entfernung ist und dass der Bereich der Veränderung stets derselbe ist, ob die Schaltung auf die Frequenz des Trägers abgestimmt ist oder fehlabgestimmt ist relativ bezüglich dieser Entfernung.
Die Gewinnung der Information über die Impedanz der Schwingkreise kann auf verschiedene Weisen erfolgen. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird es vorgezogen, diese Information in Form einer Spannungs- oder Strommessung zu gewinnen, wie dies im folgenden in Verbindung mit drei in den 5, 7 und 9 veranschaulichten Ausführungsformen beschrieben wird. Diese Ausführungsformen sehen die Gewinnung und Abnahme der Information jeweils an Knotenpunkten 30, 34 und 35 in 4 vor.
5 zeigt eine erste Ausführungsform eines Entfernungs- bzw. Distanzdetektors gemäß der Erfindung. Gemäß dieser Ausführungsform misst man die Spannung an den Anschlüssen des Schwingkreises, genauer zwischen dem Mittel- bzw. Zwischenpunkt 30 der Reihenschaltung aus dem Widerstand R1 mit der Induktivität L1 und Masse (2m). Die verwendete Messvorrichtung umfasst beispielsweise einen Speicherkondensator C zur Speicherung der in dem Punkt 30 gemessenen Spannung. Ein erster Anschluss des Kondensators C ist über eine Diode D mit dem Punkt 30 verbunden, während sein zweiter Anschluss mit Masse 2m verbunden ist. Die Rolle der Diode D besteht darin, eine Gleichrichtung des an dem Anschluss 30 abgenommenen Signals vorzunehmen. Ein Widerstand Rd liegt parallel über dem Kondensator C, um die Entladung des Kondensators zu gewährleisten, wenn der gemessene Wert sich verringert. Die Diode D, der Kondensator C und der Widerstand Rd bilden einen Hüllkurvendetektor, und es können andere Mittel zur Realisierung eines derartigen Detektors Anwendung finden. Die in dem Kondensator C gespeicherte Spannung wird gegebenenfalls durch einen Verstärker 31 verstärkt vor der Auswertung durch einen Analog-Digital-Wandler 32 (A/D), dessen Ausgangsgrößen 33 dem Prozessor 6 des Terminals zugeführt werden. Der Verstärker 31, dessen Eingang mit dem Mittel- bzw. Zwischenpunkt der Reihenschaltung aus der Diode D und dem Kondensator C verbunden ist und dessen Ausgangsgröße dem Wandler 32 zugeführt wird, hat einfach die Rolle, erforderlichenfalls die Amplitude der Änderungen des Mess-Signals zu verstärken, je nach dem Änderungsbereich, der gemessen werden soll.
Wie 6 an einem Beispiel einer Spannungs-Entfernungs-Kennlinie gemäß der ersten Ausführungsform von 5 veranschaulicht, nimmt die Spannung an den Anschlüssen des Kondensators C mit zunehmender Entfernung zwischen dem Terminal und dem Transponder ab. Die Spannung V hat einen maximalen Wert (Vm) für eine Entfernung Null und nimmt nicht-linear auf eine asymptotische Spannung (Spannung Va) ab, welche der bei Fehlen eines Transponders in dem Feld des Terminals gemessenen Spannung entspricht. In der Praxis ist die Spannung Va nahezu Null.
7 stellt eine zweite Ausführungsform eines Entfernungs- bzw. Distanzdetektors gemäß der vorliegenden Erfindung dar. Gemäß dieser Ausführungsform misst man die Spannung an den Anschlüssen des kapazitiven Elements 24, genauerhin zwischen dem Mittel- bzw. Zwischenpunkt 34 der Reihenschaltung aus der Induktivität L1 mit dem Element 24 und der Masse 2m. Diese Messung erfolgt mittels einer Vorrichtung ähnlicher Art wie der in 5 veranschaulichten, d. h. einer Vorrichtung, welche eine Diode D zwischen dem Punkt 34 und einem ersten Anschluss eines Kondensators C, dessen zweiter Anschluss mit Masse verbunden ist, und einen Widerstand Rd in Parallelanordnung zu dem Kondensator C aufweist. Die Spannung an den Anschlüssen des Kondensators C wird gemessen, gegebenenfalls unter Einschaltung eines Verstärkers 31, durch einen Analog/Digital-Wandlers 32, dessen Ausgangsgrößen 33 durch den Prozessor 6 ausgewertet werden.
8 zeigt den Verlauf der Spannung V' an den Anschlüssen des Kondensators C als Funktion bzw. in Abhängigkeit von der Entfernung zwischen dem Terminal und dem Transponder. Diese Spannung V' hat einen zu der Spannung V von 6 inversen Verlauf, d. h. dass sie nicht-linear von einem Minimalwert V0 auf einen asymptotischen Wert Va' zunimmt, der dem Fehlen eines Transponders in dem Feld des Terminals entspricht.
9 zeigt eine dritte Ausführungsform eines Entfernungsdetektors gemäß der vorliegenden Erfindung. Gemäß dieser Ausführungsform misst man den Strom in dem Schwingkreis des Terminals. Diese Messung erfolgt vorzugsweise mit Hilfe der Strommessvorrichtung 23, wie sie anderweitig für die Phasenregelung verwendet wurde. So erfolgt die Strommessung, wie in 9 veranschaulicht, mit Hilfe desselben Intensitätstransformators. Der Anschluss 35 des Widerstands R14, der in 4 das für den Phasenkomparator 21 bestimmte Mess-Signal MES lieferte, ist mit der Anode einer Diode D der erfindungsgemäßen Messvorrichtung verbunden. Wie in den anderen Ausführungsformen ist die Kathode der Diode D mit einem ersten Anschluss eines Kondensators C verbunden, dessen anderer Anschluss mit Masse verbunden ist, unter Parallelanordnung eines Widerstands Rd mit dem Kondensator C. Die Kathode der Diode D ist ebenfalls gegebenenfalls über einen Verstärker 31 mit einem Eingangsanschluss eines Analog/Digital-Wandlers 32 verbunden, dessen Ausgangsgrößen 33 durch den Prozessor 6 ausgewertet werden.
10 veranschaulicht den Verlauf des Stroms I in dem Schwingkreis in Abhängigkeit bzw. als Funktion der Entfernung. Dieser Strom I nimmt von einem Minimalwert I0 bis auf einen asymptotischen Wert Im zu, welcher dem Zustand des Schwingkreises in Abwesenheit eines Transponders in seinem Feld entspricht.
Man erkennt, dass, welche Ausführungsform auch verwendet wird, die Änderung der Entfernung sich in einer Modifikation des Realteils der Impedanz des Primär-Schwingkreises äußert. In dieser Impedanz kann, wie weiter oben dargelegt, der Beitrag des Widerstands R1 und des parasitären Widerstands der Selbstinduktivität als konstant hinsichtlich einer Abhängigkeit von der Entfernung angesehen werden. Genauer gesagt, sind ihre Änderungen vernachlässigbar und im wesentlichen mit technologischen Streuungen verknüpft. Daher ändern sich nur die Gegeninduktivität und eventuell der von dem Transponder herrührende Widerstand R2. Für den Widerstand R2 ist zu beachten, dass in der Mehrzahl der Fälle seine Änderung im Fall von Retromodulation vernachlässigbar ist. Ist dies nicht der Fall, so reicht es aus, den Kondensator C so zu dimensionieren, dass der Hüllkurvendetektor (Diode D, Kondensator C, Widerstand Rd) unempfindlich für die Frequenz des Sub-Trägers ist, oder die Retromodulation zu detektieren.
Unter den vorstehend dargelegten Realisierungsformen bildet die Messung des Stroms eine bevorzugte Ausführungsform, da dieser Strom niemals Null ist, gleichgültig, ob sich ein Transponder in dem Feld des Terminals befindet oder nicht.
Es sei als mögliche Abwandlung darauf hingewiesen, dass man eine Spannungs- mit einer Strommessung kombinieren kann. Beispielsweise verwendet man den Strom als Hauptmessung, und nach Erreichen des asymptotischen Stromwerts, bei dem die Auswertung der Messung schwierig wird, verwendet man dann eine Spannungsmessung zur Validierung oder Invalidierung des Vorhandenseins eines Transponders in dem Feld des Terminals, und damit der erfolgten Entfernungsmessung.
Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass keine Übertragung des Transponders erforderlich ist, um die ihn von dem Terminal trennende Entfernung zu bestimmen. Tatsächlich erfolgt bei der Erfindung die Entfernungsbestimmung ausschließlich auf der Grundlage der Last, welche der Transponder für den Schwingkreis darstellt, und ohne dass es erforderlich wäre, eine Botschaft des Transponders zu demodulieren.
Ersichtlich liegt die Übertragung bzw. Übersetzung der Information von Spannung oder Strom in einen Wert auf der Grundlage einer in dem Terminal gespeicherten Korrespondenztabelle im Rahmen des fachmännischen Handelns auf der Grundlage der vorstehend hier gegebenen funktionellen Hinweise. Bei der Aufstellung der Tabelle wird selbstverständlich den Spannungsamplituden und dem Änderungsbereich von Spannung oder Strom in Abhängigkeit von der Entfernung Rechnung getragen.
Ein anderer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass die Entfernungsmessung ausschließlich auf der Grundlage des einzigen permanenten Signals des Übertragungssystems erfolgt, nämlich dem Träger der Fernspeisung (beispielsweise bei der Frequenz 13,56 MHz).
Die Wahl der für die Messung verwendeten Information hängt von der jeweiligen Anwendung und insbesondere von der Abmessung der verschiedenen Bestandteile der Schwingkreise ab, welche die Amplitude von Änderungen von Spannung oder Strom in Abhängigkeit von der Entfernung bedingen. Des weiteren liegt die praktische Realisierung der Mess-Schaltungen und der Schaltungen zur Phasenregelung im Bereich des fachmännischen Könnens, auf der Grundlage der vorstehend hier gegebenen funktionellen Hinweise.
Unter den Anwendungen der vorliegenden Erfindung seien besonders hervorgehoben Lesevorrichtungen (beispielsweise Terminals oder Porticos zur Zugangskontrolle, Verkaufsautomaten, Computer-Terminals, Telefon-Terminals, Fernsehvorrichtungen oder Satellitendecoder usw.) für kontaktlose Chipkarten (beispielsweise Identifizierungskarten zur Zugangskontrolle, elektronische Portemonnaie-Karten, Karten zur Informationsspeicherung über den Karteninhaber, Karten zur Pflege der Konsumententreue, Gebührenfernsehkarten usw.).

Claims

Terminal (1') zur Erzeugung eines elektromagnetischen Feldes, das mit wenigstens einem Transponder bei dessen Eintritt in dieses Feld zusammenwirken kann, das Terminal umfassend einen Schwingkreis (R1, L1, 24) zum Empfang einer hochfrequenten Anregungs- bzw. Antriebs-Wechselspannung sowie Mittel zum Messen einer Größe, welche eine Funktion der Last ist, die der Transponder für den Schwingkreis des Terminals darstellt, zur Bestimmung der den Transponder von dem Terminal trennenden Entfernung, ohne das Erfordernis einer für das Terminal bestimmten Übertragung des Transponders, dadurch gekennzeichnet, dass das Terminal Mittel (21, 24, 23) zur Regelung der Phase des Signals in dem Schwingkreis relativ bezüglich einem Referenzwert aufweist.
Terminal nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Mittel den Strom in dem Schwingkreis (R1, L1, 24) oder die Spannung an den Anschlüssen eines oder mehrerer seiner Elemente messen.
Terminal nach einem der Ansprüche 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Mittel zur Messung einen Analog/Digital-Wandler (32) des gemessenen Stroms oder der gemessenen Spannung umfassen sowie eine digitale Schaltung (6) zum Vergleichen des Messwerts relativ bezüglich einer in dem Terminal gespeicherten Korrespondenztabelle.