DE69529258T2

DE69529258T2 - Verfahren und Einrichtung zur Demodulation eines auf mehreren Trägern übermittelten Signals

Info

Publication number: DE69529258T2
Application number: DE69529258T
Authority: DE
Inventors: Makoto Natori; Mitsuhiro Suzuki
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1994-10-05
Filing date: 1995-10-02
Publication date: 2003-09-25
Anticipated expiration: 2015-10-03
Also published as: US5541552A; MY115783A; CN1128922A; KR100375906B1; JP3421880B2; CN1284339C; DE69529258D1; KR960016231A; JPH08107431A; EP0706273B1; TW288242B; EP0706273A2; EP0706273A3

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Übertragungssystem, welches bei der Kommunikation zwischen einer Basisstation und einer Mobilstation verwendet wird.
Die WO92/16063 offenbart beispielsweise ein System zum Senden und zum Empfangen von Digitaldaten innerhalb von Zeitmultiplexkanälen, die in Rahmen gruppiert sind, wobei jeder Rahmen Multiträgersymbole umfaßt, die Datensymbole und Systemsymbole umfassen, wobei jedes Symbol einen Satz orthogonaler Frequenzmultiplexträger an Trägerpositionen innerhalb eines Frequenzrasters mit einem regulären Trägerabstand umfaßt. Dieses Dokument befaßt sich jedoch nicht mit mobilen Kommunikationssystemen.
Eine Vielzahl von mobilen Kommunikationssystemen, beispielsweise ein Mobiltelefon oder ein tragbares Telefon zum Ausführen einer Kommunikation zwischen einer Ba¬ sisstation und einer Mobilstation sind heutzutage in die Praxis umgesetzt worden. Das mobile Kommunikationssystem ist grundsätzlich das gleiche Kommunikationssystem, um Kommunikation zwischen festen Stationen auszuüben.
Bei einem mobilen Kommunikationsendgerät, beispielsweise einem Mobiltelefon oder einem portablen Telefon neigt ein Empfangssignal dazu, aufgrund des Einflusses des sogenannten Selektivschwunds gestört zu werden. Wenn insbesondere der Selektivschwund auftritt, vergrößert sich eine Verbreitungsverzögerung zwischen Pfaden, wodurch eine Intersymbolstörung verursacht wird. Als Konsequenz überlappen sich vorhergehende und nachfolgende Codes einander, so daß die Übertragungskennlinien verschlechtert werden.
Um ein Empfangssignal zufriedenstellend zu empfangen, sogar dann, wenn die Übertragungskennlinie verschlechtert wird, muß eine Synchronisationsermittlungsschaltung, die aus einem adaptiven Entzerrer oder einer PLL-Schaltung besteht, für den Empfänger verwendet werden. Daher wird der Empfänger bezüglich der Anordnung komplex und wird vom monitären Standpunkt aus teuer.
Um die obige Schwierigkeit zu lösen, hat die gleiche Anmelderin der vorliegenden Anmeldung vor kurzem ein Kommunikationssystem vorgeschlagen, wo die Information auf der Basis einer Phasendifferenz zwischen den Trägern gemäß einem sogenannten multiplen Trägersystem übertragen wird, um simultan mehrere Träger zu übertragen (siehe japanische Patentanmeldung Nr.. 6-216311). Dieses vorher vorgeschlagene Kommunikationssystem wird anschließend in der Beschreibung der beispielhaften Ausführungsform der Erfindung beschrieben.
Das oben erwähnte Mehrfachträger-Kommunikationssystem trifft auf die folgenden Probleme, wenn ein Empfangssignal empfangen wird:
1) es ist schwierig, den Zeitablauf genau zu synchronisieren, bei dem eine empfangene Welle mit einer Modulationssymboldauer eines Übertragungssignals demoduliert wird, so daß ein Offset in einem Demodulationszeitablauf auftritt. Wenn der Offset im Demodulationszeitablauf auftritt, tritt ein Fehler in Abhängigkeit von einer Trägerfrequenz in der demodulierten Phaseninformation auf. Als Konsequenz vergrößert sich eine Fehlerrate bezüglich der Beurteilung. Wenn außerdem Synchronisationsdaten dem Übertragungssignal hinzugefügt werden, um den Demodulationszeitablauf mit der Modulationssymboldauer des Übertragungssignals zu synchronisieren, entsteht dann der Nachteil, daß eine Informationsmenge, die hier zu übertragen ist, reduziert wird, was zur Folge hat, daß die Übertragungseffektivität vermindert wird; und
2) es ist schwierig, einen Frequenz-Offset der Empfangwelle zu beseitigen. Wenn dieser Frequenz-Offset existiert, tritt ein Fehler eines konstanten Werts in der demodulierten Phasendifferenzinformation auf, mit dem Ergebnis, daß eine Fehlerrate bei der Beurteilung ansteigt.
Im Hinblick auf den obigen Gesichtspunkt ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Demodulationsgerät zur Verwendung bei einem Multiträger-Systemkommunikationssystem bereitzustellen, bei dem ein Zeitablauf-Offset und ein Frequenz-Offset mit Leichtigkeit beseitigt werden können.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Demodulationsgerät zum Demodulieren übertragener Daten durch Empfangen eines Übertragungssignals bereitgestellt, wobei vorher festgelegte Bits der Übertragungsdaten als Modulationssymbol verwendet werden, mehrere Träger, die unterschiedliche Frequenzen haben, moduliert sind und eine vorher festgelegte Zeitschwingungsform mit einem modulierten Signal multipliziert wird, dessen Mo¬ dulationssymbol aus den vorher festgelegten Bits besteht, wobei das Demodulationsgerät aufweist:
eine Abtastschaltung, um ein Empfangssignal mit einem zeitlichen Verlauf abzutasten, der dem Modulationssymbol entspricht;
eine Demodulationsschaltung, um Daten durch Frequenz-Analysieren des Empfangssignals, welches von der Abtastschaltung ausgegeben wird, als Antwort auf das Modulationssymbol zu demodulieren;
eine Korrelationsermittlungsschaltung, um den Korrelationsgrad zwischen dem Empfangssignal, welches von dei Abtastschaltung ausgegeben wird, und einem Empfangssignal, welches aus einer Verzögerung des Empfangssignals, welches von der Abtastschaltung ausgegeben wird, um eine vorher festgelegte Zeit, die der Modulationssymboldauer entspricht, resultiert;
eine Integrationsschaltung, um ein Signal, welches von der Korrelationsermittlungsschaltung ausgegeben wird, zu integrieren; und
eine Spitzenwertpositions-Unterscheidungsschaltung, um eine Spitzenwertposition des integrierten Signals, welches von der Integrationsschaltung ausgegeben wird, zu unterscheiden, wobei eine Korrektur bezüglich Demodulation des Empfangssignals durch die Demodulationsschaltung auf der Basis der Spitzenwertpositionsinformation ausgeführt wird, die durch die Spitzenwertpositions-Unterscheidungsschaltung unterschieden wird.
Die Erfindung liefert außerdem ein Verfahren zur Demodulation übertragener Daten durch Empfangen eines Übertragungssignals, wobei vorher festgelegte Bits der Übertragungsdaten als ein Modulationssymbol verwendet werden, mehrere Träger, die verschiedene Frequenzen haben, moduliert werden und eine vorher festgelegte Zeitschwingungsform mit einem modulierten Signal multipliziert wird, dessen Modulationssymbol aus den vorher festgelegten Bits besteht, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist:
a) Abtasten eines Empfangssignals mit einem zeitlichen Verlauf entsprechend dem Modulationssymbol;
b) Demodulieren von Daten durch Frequenzanalyse des Empfangssignals, welches im Abtastschritt ausgegeben wird, als Antwort auf das Modulationssymbol;
c) Ermitteln des Korrelationsgrads zwischen dem Empfangssignal, welches im Abtastschritt ausgegeben wird, und einem Empfangssignal, welches vom Verzögern des Empfangssignals resultiert, welches durch den Abtastschritt ausgegeben wird, mit einer vorher festgelegten Zeit, die der Modulationssymboldauer entspricht;
d) Integrieren eines Signals, welches vom Korrelationsermittlungsschritt ausgegeben wird; und
e) Unterscheiden einer Spitzenwertposition des integrierten Signals, welches von der Integration ausgegeben wird, wobei eine Korrektur in der Demodulation des Empfangssignals im Schritt b) auf der Basis der Spitzenwertpositionsinformation ausgeführt wird, die im Spitzenwertpositions-Unterscheidungsschritt unterschieden wird.
Ein Abtastzeitablauf, mit dem die Abtasteinrichtung ein Empfangssignal abtastet, welches zu demodulieren ist, wird auf der Basis der Spitzenwertposition korrigiert, die durch die Spitzenwert-Positionsermittlungseinrichtung unterschieden wird.
Außerdem umfaßt das Demodulationsgerät eine Phaseninformations-Unterscheidungseinrichtung, um eine Spitzenwertposition, welche durch die Spitzenwert-Positionsermittlungseinrichtung unterschieden wird, zu unterscheiden, und wobei ein Frequenz-Offset auf der Basis der Phaseninformation korrigiert wird, die durch die Phaseninformations-Unterscheidungseinrichtung unterschieden wird.
Außerdem wird die Information auf der Basis eiern Phasendifferenz zwischen mehreren Trägern übertragen.
Die Erfindung wird nun weiter mittels eines nicht einschränkenden Beispiels mit Hilfe der beiliegenden Zeichnungen beschrieben, in denen:
Fig. 1 eine Blockdarstellung ist, welche ein Übertragungssystem eines Mehrfachträgersystems gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 2 ein Diagramm von Schwingungsformen von Trägern ist;
Fig. 3 eine Diagramm ist, welches eine Zeitschwingungsform zeigt;
Fig. 4 eine Blockdarstellung ist, welche ein Demodulationsgerät gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 5A bis 5D Diagramme sind, die dazu verwendet werden, um die Art und Weise zu erläutern, mit der ein Offset ermittelt wird; und
Fig. 6 eine Blockdarstellung ist, die ein Empfangssystem gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
Die vorliegende Erfindung wird nun mit Hilfe der Zeichnungen beschrieben.
Die folgende Erfindung wird bei einem Demodulationsgerät eines Empfangssystems eines Kommunikationssystems angewandt, wo Digitaldaten übertragen werden und über Funkwellen gemäß einem Multiträgersystem empfangen werden. Fig. 1 zeigt ein Übertragungssystem eines Multiträgersystems.
Wie in Fig. 1 gezeigt ist, werden 8-Bit-Daten sequentiell zu einem Übertragungsdaten-Eingangsanschluß 1 geliefert. Dieses Systemmodulationsgerät verarbeitet die 8-Bit- Daten als ein Modulationssymbol. Die 8-Bit-Daten werden in jeweils 2-Bit-Daten unterteilt. Die unterteilten 2-Bit-Daten werden zu Übertragungsdaten-/Phasendatenumsetzern 2, 3, 4, 5 geliefert. Die Übertragungsdaten-/Phasendatenumsetzer 2 bis 5 erzeugen Phasendaten auf der Basis der Zustände von 2-Bit-Daten [X, Y], die dahin geliefert werden. Als Zustände der 2- Bit-Daten [X, Y] können vier Zustände in Betracht gezogen werden, die in der folgenden Tabelle 1 zum Ausdruck kommen. Die Übertragungsdaten-/Phasendatenumsetzer 2 bis 5 erzeugen unterschiedliche Phasendaten Δφ bei jeweils vier Zuständen. Tabelle 1
Δφ&sub0;, Δφ&sub1;, Δφ&sub2;, Δφ&sub3; nehmen Phasendaten an, welche die vier Übertragungsdaten- Phasendatenumsetzer 2, 3, 4, 5 ausgeben.
Ein Referenzphasen-Datengenerator 6 erzeugt Referenzanfangs-Phasendaten Δφ&sub0; und liefert die Anfangsphasendaten Δφ&sub0; zu einem Phasenmultiplizierer 7 und zu einem Trägermultiplizierer 11. Die Phasendaten Δφ&sub0;, welche vom Übertragungsdaten- /Phasendatenumsetzer 2 ausgegeben werden, werden zum Phasenmultiplizierer 7 geliefert, der die Anfangsphasendaten φ&sub0; mit den Phasendaten Δφ&sub0; multipliziert, die dahin geliefert werden, um Phasendaten φ&sub1; bereitzustellen. Die resultierenden Phasendaten φ&sub1; werden zu einem Phasenmultiplizierer 8 und zu einem Trägermultiplizierer 12 geliefert.
Die Phasendaten Δφ&sub1;, welche vom Übertragungsdaten-/Phasendatenmultiplizierer 3 ausgegeben werden, werden zum Phasenmultiplizierer 8 geliefert, welcher Phasendaten φ&sub1; und die Phasendaten Δφ&sub1; multipliziert, die dahin geliefert werden, um Phasendaten Δφ&sub2; bereitzustellen. Die resultierenden Phasendaten φ&sub2; werden zu einem Phasenmultiplizierer 9 und einem Trägermultiplizierer 13 geliefert.
Die Phasendaten Δφ&sub2;, welche vom Übertragungsdaten-/Phasendatenumsetzer 4 ausgegeben werden, werden zum Phasenmultiplizierer 9 geliefert, der die Phasendaten φ&sub2; mit den Phasendaten Δφ&sub2; multipliziert, die dahin geliefert werden, um die Phasendaten φ&sub3; bereitzustellen. Die resultierenden Phasendaten φ&sub3; werden zu einem Phasenmultiplizierer 10 und einem Trägermultiplizierer 14 geliefert.
Die Phasendaten Δφ&sub3; welche vom Übertragungsdaten-/Phasendatenumsetzer 5 ausgegeben werden, werden zum Phasenmultiplizierer 10 geliefert, der die Phasendaten φ&sub3; mit den Phasendaten Δφ&sub3; multipliziert, die dahin geliefert werden, um die Phasendaten φ&sub4; bereitzustellen. Die resultierenden Phasendaten φ&sub4; werden zu einem Trägermultiplizierer 15 geliefert.
Daher multiplizieren die Multiplizierer 7, 8, 9, 10 die Phasendaten Δφ&sub0; bis Δφ&sub3; mit den Anfangsphasendaten φ&sub0; in dieser Reihenfolge, um die Phasendaten φ&sub1; bis φ&sub4; bereitzustellen.
Die Trägersignale, die unterschiedliche Frequenzen haben, werden zu dem ersten, zweiten, dritten., vierten und fünften Trägereingangsanschluß 16, 17, 18, 19, 20 entsprechend geliefert. Die Frequenzen der Trägersignale, die zu den Eingangsanschlüssen 16, 17, 18, 19 20 geliefert werden, sind jeweils um eine konstante Winkelfrequenz ωs verschieden. Insbesondere wird das erste, zweite, dritte, vierte und fünfte Trägersignal geändert, wie bei A, B, C, D, E in Fig. 2 gezeigt ist. In der Praxis ist jedes Trägersignal ein komplexes Zahlensignal.
Betrachtet man nun wieder Fig. 1, so multipliziert der Trägermultiplizierer 11 das Trägersignal, welches zum ersten Trägereingangsanschluß 16 geliefert wird, mit den (Anfangs)-Phasendaten φ&sub0;. Der Trägermultiplizierer 12 multipliziert das Trägersignal, welches zum zweiten Trägereingangsanschluß 17 geliefert wird, mit den Phasendaten φ&sub1;. Der Trägermultiplizierer 13 multipliziert das Trägersignal, welches zum dritten Trägereingangsanschluß 18 geliefert wird, mit den Phasendaten φ&sub2;. Der Trägermultiplizierer 14 multipliziert das Trä¬ gersignal, welches zum vierten Trägereingangsanschluß 19 geliefert wird, mit den Phasendaten φ&sub3;. Der Trägermultiplizierer 15 multipliziert das Trägersignal, welches zum vierten Trägereingangsanschluß 20 geliefert wird, mit den Phasendaten φ&sub4;. Als Folge davon leiten die jeweiligen Multiplizierer die Phasen des Trägersignals um die Beträge, welche durch die Phasendaten angezeigt werden, weiter.
Die Multiplikationsausgangssignale von den Trägermultiplizierern 11 bis 15 werden zu einem Mischer 21 geliefert und dort gemischt. Ein Mischsignal, welches vom Mischer 21 ausgegeben wird, wird zu einem Multiplizierer 24 geliefert.
Der Multiplizierer 24 multipliziert ein Übertragungssignal mit einer Zeitschwingungsform, welches von einem Zeitschwingungsformgenerator 23 ausgegeben wird, der später beschrieben wird. Das Übertragungssignal, welcher mit der Zeitschwingungsform multipliziert wurde, wird zu einem Übertragungssignal-Ausgangsanschluß 22 geliefert. Die Zeitschwingungsform wird ausführlich später beschrieben.
Bei der Modulation, die durch Multiplikation in allen Trägermultiplizierern 11 bis 15 ausgeübt wird, wird unter der Annahme, daß T eine Zeit ist, während welcher eine Winkelfrequenz ωs ist, die eine Frequenzdifferenz zwischen Trägern ist, um 2π weitergeleitet, wonach eine Modulationssymboldauer durch die folgende Gleichung ausgedrückt wird:
Tm = (1 + α)T ... (1)
Insbesondere wird eine Modulationssymboldauer als eine Zeit bezeichnet, in welcher die Zeit T, während der die Winkelfrequenz ωs um 2π vorgeschritten ist, zu einer Reservezeit, αT hinzugefügt. Fig. 2 ist ein Diagramm, welches Träger zeigt, die während einer Modulationssymboldauer erhalten werden. Wie in Fig. 2 gezeigt ist wird, obwohl eine Phasendifferenz lediglich durch eine Periode T gezeigt werden kann, welche am Mittelbereich einer Modulationssymboldauer angeordnet ist, die gleiche Modulation während Perioden (α/2) T durchgeführt, die vor und hinter der Zentralperiode T in Wirklichkeit angeordnet ist.
Fig. 3 zeigt eine Zeitschwingungsform, die vom Zeitschwingungsformgenerator 23 ausgegeben wird. Diese Zeitschwingungsform wird mit den Übertragungssignal bei jeder Modulationssymboldauer multipliziert. Ein Datenformat einer Modulationssymboldauer wird beschrieben. Wie durch die obige Gleichung (1) gezeigt ist, hat eine Modulationszeichendauer Tm die Reservezeit αT. Diese Reservezeit αT wird mit der Hälfte unterteilt (α/2)T und vor und hinter dem Zentraldatenbereich T angeordnet.
In der in Fig. 3 gezeigten Zeitschwingungsform hält der Zentraldatenbereich T ei¬ nen konstanten Pegel. Von den Reservezeiten (α/2)T, die vor und hinter dem Datenbereich T angeordnet sind, sind vorher festgelegte Intervalle (Intervall, welches vom -TG bis 0 reicht, und Intervall, welches von T bis T + TG reicht) benachbart zum Datenbereich T den Sicherheitszeitbereichen zugeteilt. Die Sicherheitszeitbereiche haben die Schwingungsformen, wo der gleiche konstante Pegel wie der des Datenbereichs beibehalten werden kann. Die verbleibenden Reservezeiten sind Flankenbereichen zugeteilt (Intervall, welches von -TG -TR bis - TG reicht, und Intervall, welches von T + TG bis T + TG + TB reicht). Die Flankenbereiche haben Schwingungsformen, die zu einem konstanten Pegel ansteigen. Die ansteigende Schwingungsform ist eine Kurve, die durch eine ungeradzahlige Funktion (ungeradzahlig-symmetrische Kurve in bezug auf die ansteigende Flanke und eine abfallende Flanke) der Sinusfunktion (oder Kosinusfunktion) erster Ordnung angezeigt wird.
Ein Ausgangssignal vom Übertragungssignal-Ausgangsanschluß 22, bei dem das Übertragungssignal mit der Zeitschwingungsform multipliziert wurde, wird in ein Signal eines vorher festgelegten Übertragungskanals frequenz-umgesetzt (Übertragungsfrequenz) und zu einer Antenne (nicht gezeigt) geliefert, von welcher dieses über Funkwellen übertragen wird.
Ein Demodulationsgerät zum Empfangen und Demodulieren eines Übertragungssignals gemäß der vorliegenden Erfindung wird mit Hilfe von Fig. 4 beschrieben.
Wie in Fig. 4 gezeigt ist, wird ein Empfangssignal zu einem Eingangsanschluß 101 geliefert. Das zum Eingangsanschluß 101 gelieferte Empfangssignal wird zu einem Frequenzumsetzer 102 geliefert, der als Frequenzmischer dient, in welchem es mit einem Frequenzsignal gemischt wird, welches dorthin von einem Frequenzgenerator 103 geliefert wird, um das Signal zu demodulieren, welches in das Signal des Übertragungskanals frequenz-umgesetzt wurde, um ein Basisbandsignal bereitzustellen.
Das Basisbandsignal mit den Mehrfachträgern, welches vom Frequenzumsetzer 102 ausgegeben wird, wird zu einer Abtasteinrichtung (Abtaster) 104 geliefert, und das Basisbandsignal wird dadurch mit einem vorher festgelegten Zeitablauf abgetastet. Ein abgetastetes Empfangssignal wird zu einer Schnellen Fourier-Transformationsschaltung 105 (an¬ schließend als FFT-Schaltung bezeichnet) geliefert. Die FFT-Schaltung 105 führt eine Be¬ rechnung der schnellen Fourier-Transformation durch, um die Phaseninformation zu erzielen die von mehreren Trägern demoduliert und den Trägern überlagert wurde, bei jedem Träger während jeder Modulationssymboldauer unter Verwendung von Daten von vorher festgelegten Abtastpunkten. Die Phaseninformation jedes Trägers wird zu einem Differenzmodulator 106 geliefert, der dann Phasenunterschiede unter den Trägern ermittelt. Dann wird jede ermittelte Phasendifferenz auf 2-Bit-Daten gemäß der Umsetzungsregel demoduliert, die in der Tabelle 1 gezeigt ist. Vier 2-Bit-Daten, die von vier Phasendifferenzen unter den fünf Trägern erhalten werden, werden als 8-Bit-Daten künstlich erzeugt. Dann werden die demodulierten 8- Bit-Daten vom Differenzdemodulator 106 zu einem Ausgangsanschluß 107 geliefert.
Das Empfangssignal, welches durch die Abtasteinrichtung 104 abgetastet wird, wird zu einer Datenhalteeinheit 111 geliefert, in welcher es eine Zeitdauer lang gehalten wird, die der Datenbereichs-Übertragungszeit T innerhalb einer Modulationssymboldauer entspricht. Das Signal, welches die Zeit T gehalten und verzögert wird, und ein Realzeitsignal werden zu einem Korrelationsdetektor 112 geliefert.
Der Korrelationsdetektor 112 ermittelt eine, Korrelation zwischen dem Signal, welches um die Zeit T verzögert wurde, und dem Realzeitsignal. Im Übertragungssystem gemäß der vorliegenden Erfindung werden, da der Träger ein komplexes Signal ist, wenn eine Korrelation ermittelt wird, das um die Zeit T verzögerte Signal und das Realzeitsignal in komplexer Konjugation multipliziert.
Ein korrelations-ermitteltes Signal vom Korrelationsdetektor 112 wird zu einem Intervallintegrator 113 geliefert. Der Intervallintegrator 113 integriert das korrelations-ermittelte Signal und liefert einen Integralwert zu einem Spitzenwert-Positionsdiskriminator 114. Der Spitzenwert-Positionsdiskriminator 114 unterscheidet die Spitzenwertposition des rotegrierten Werts.
Insbesondere unterscheidet der Spitzenwert-Positionsdiskriminator 114 auf der Basis des Zeitablaufs der unterschiedenen Spitzenwertposition eine Grenze zwischen dem Datenbereich und dem Sicherheitszeitbereich des Übertragungssignals. Wenn der Abtastzeitablauf der Abtasteinrichtung 104 von der unterschiedenen Position versetzt ist, liefert der Spitzenwert-Positionsdiskriminator 114 ein Befehlssignal zur Abtasteinrichtung 104, wodurch die Abtasteinrichtung 104 einen Abtastzeitverlauf und einen Zeit-Offset korrigiert.
Die Daten, welche durch die Spitzenwertposition des integrierten Werts gezeigt werden, der durch den Spitzenwert-Positionsdiskriminator 114 unterschieden wird, werden zu einem Phasendiskriminator 115 geliefert. Der Phasendiskriminator 115 unterscheidet die Phase des integrierten Werts der Spitzenwertposition, der vom Intervallintegrator 113 ausgegeben wird. Dann wird ein unterschiedener Phasenwert zu einem Teiler 116 geliefert, der die Normierung durch Teilen des gelieferten Phasenwerts durch die Datenbereichszeit T durchführt. Dann wird ein geteilter Wert zum Frequenzgenerator 103 geliefert, in welchem der Frequenz-Offset als Antwort auf einen Phasenwert, der durch den geteilten Wert gezeigt wird, korrigiert wird.
Die Art und Weise, mit der der Frequenz-Offset korrigiert wird, wird mit Hilfe von Fig. 5A bis 5D erläutert.
Da im Signal, welches durch das Übertragungssystem gemäß der Erfindung übertragen wird, mit einer Zeitschwingungsform, die in Fig. 5A gezeigt ist, bei jeder Modulationssymboldauermultipliziert wird, wird die Änderung dieses Empfangspegels in jeder Modulationssymboldauer ermittelt.
Fig. 5B zeigt das Signal, welches durch die Datenhalteeinheit 111 um die Zeit verzögert wurde, die der Datenbereichs-Übertragungszeit T innerhalb einer Modulationszeit entspricht. Wenn ein Startbereich 0 des Datenbereichs des verzögerten Signals als Referenz hergenommen wird, wird das ermittelte Korrelationssignal durch den Korrelationsdetektor 112 zu einem Signal, welches in Fig. 5C gezeigt ist. Wenn insbesondere die Empfangsfrequenz mit der Übertragungsfrequenz übereinstimmt, stimmt eine Datenflanke des Startbereichs des Datenbereichs und eine Datenflanke des Endbereichs T des Datenbereichs miteinander überein. Als Ergebnis verbleiben lediglich Daten des Sicherheitszeitbereichs TG und des Flankenbereichs TR als ermitteltes Korrelationssignal.
Dann kann durch Integration des ermittelten Korrelationssignals mit dem Intervall (d. h., der Dauer im Bereich von -[TG + TR] bis TG + TR, wie in Fig. 5C gezeigt ist), des Sicherheitszeitbereichs TG und des Flankenbereichs TR ein integriertes Signal erhalten werden, wo der Staubereich 0 des Datenbereichs des verzögerten Signals zu einer Spitzenwertposition wird, wie in Fig. 5D gezeigt ist. Wenn eine Differenz zwischen dem Zeitablauf der ermittelten Spitzenwertposition und dem beurteilten Zeitablauf als Startbereich 0 des Datenbereichs größer ist als die Zeit T oder kleiner ist als die Zeit T, wird der Abtastzeitablauf und der Zeitablauf Offset durch eine resultierende Differenz korrigiert, wonach die übertragenen Daten mit dem genauen Zeitablauf abgetastet werden können.
Da der Zeit-Offset unter Verwendung der Zeitschwingungsform korrigiert wird, die dem Übertragungssignal überlagert wird, können, sogar wenn die Zeitermittlungsdaten, beispielsweise ein Synchronisationssignal, nicht dem Übertragungssignal überlagert wird, Zeitabläufe, bei denen Empfangswellen demoduliert werden, genau miteinander synchronisiert werden. Daher ist es möglich, Übertragungsdaten mit hoher Übertragungswirksamkeit durch die einfache Anordnung ohne die Zeitermittlungsdaten wie das Synchronisationssignal zu empfangen.
Wenn das Basisbandsignal, welches vom Frequenzumsetzer 102 in Fig. 4 ausgegeben wird, den Frequenz-Offset hat, stimmen die Datenflanke des Startbereichs 0 des Datenbereichs und die Datenflanke des Endbereichs T des Datenbereichs nicht miteinander überein, und die Phase der Daten am Endbereich T des Datenbereichs wird um den Offset-Betrag der Frequenz gedreht. Folglich unterscheidet der Phasendiskriminator 115 die Phase des integriertem Werts der Spitzenwertposition, und der Teiler 116 teilt den unterschiedenen Phasenwert durch die Zeit T, um dadurch die Phaseninformation zu normieren, wodurch die Offset- Höhe der Frequenz als Phaseninformation ermittelt wird und der Frequenz-Offset beseitigt werden kann.
Daher können die Empfangsfrequenzen leicht synchronisiert werden, und es kann eine Empfangsverarbeitung genau durch die einfache Anordnung durchgeführt werden.
Die Art und Weise, mit der der Zeit-Offset und der Frequenz-Offset durch die Schaltung, gemäß der vorliegenden Erfindung korrigiert werden, wird mit Hilfe der folgenden Gleichungen erläutert.
Zunächst sei angenommen, daß δ ein Zeit-Offsetwert ist und σ ein Frequenz-Offsetwert ist. Dann wird das Empfangssignal durch die folgende Gleichung (2) ausgedrückt:
y'(t) = u(t + δ)x'(t + δ)
x'(i) x(t)e-j t ... (2)
Ein Korrelationswert Z' (t), der durch die Zeit T beabstandet ist, wird durch die folgende Gleichung (3) ausgedrückt:
Z'(t) = y'(t) · y (t + T) = u(t + δ)·u(t + T + δ)·x(t + δ) · xφ(t + T + δ) · e T = z(t + δ)e T ... (3)
Die Art und Weise, mit der der Wert Z(t) erhalten wird, wird anschließend erläutert. Zunächst ist ω(t) durch die folgende Gleichung (4) definiert:
Da ωsT = 2π, wird die folgende Gleichung (5) so definiert:
x(t + T) = ejφl e-jlωs(t + T) = ejφl e-jlωst = x(t) ... (5)
Daher erhalten wir die folgende Gleichung (6):
Z(t) = u(t)u(t + T)x(t)x·(t + T) = ω(t) · x(t) ² ... (6)
Da die Erwartung E { x(t) ² = 1, wird die folgende Gleichung (7) erhalten:
E{Z(t)} = ωT
Dagegen wird die Erwartung, die aus dem Integrieren eines korrelierten Werts Z'(t) durch eine Dauer 2 (TG + TR) resultiert, durch die folgende Gleichung (8) ausgedrückt:
S(γ) nimmt den Maximalwert an, wenn γ = 0. Daher wird, wenn γ, welches erhalten wird, wenn die obige Funktion auf ihren Spitzenwert ist, als γmax hergenommen wird, δ = - γmax. Weiter ist die Phaseninformation konstant im integrierten Wert V(γ) enthalten und kann, leicht aus dem integrierten Wert in der folgenden Gleichung (9) getrennt werden:
δ = Arg{V(γ)}/T ... (9)
Der Zeit-Offsetwert δ und der Frequenz-Offsetwert σ werden wie oben beschrieben erhalten. Da der Zeitoffsetwert δ die Erwartung verwendet, kann, wenn die Abtasteinrichtung viel mehr empfangene Signale, die zu dem zu modulieren sind, empfängt, die Ermittlungsgenauigkeit verbessert werden.
Obwohl der Frequenz-Offset durch unmittelbares Korrigieren des Frequenzsignal wie oben beschrieben korrigiert wird, ist die vorliegende Erfindung nicht darauf beschränkt, so daß die folgende Modifikation ebenfalls möglich ist.
Fig. 6 ist eine Blockdarstellung, die ein modifiziertes Beispiel zeigt. In Fig. 6 sind Elemente und Teile, die identisch mit denjenigen von Fig. 4 sind, mit den gleichen Bezugszeichen versehen und müssen daher nicht mehr ausführlich beschrieben werden. Wie in Fig. 6 gezeugt ist, wird das Phasenwertausgangssignal vom Teiler 116 zu einem Frequenzgenerator 118 geliefert. Dann wird das Ausgangssignal vom Frequenzgenerator 118 zu einem Multiplizierer 117 geliefert, in welchem es mit dem Abtastwert multipliziert wird, um so den Frequenz-Offset zu korrigieren.
Obwohl die vorliegende Erfindung bei einem Mehrfachträgersystem angewandt wird, um Daten auf der Basis der Phasendifferenzen unter den mehreren Trägern, die zu übertragen sind, wie oben beschrieben angewandt wird, kann ein Prinzip der vorliegenden Erfindung bei einem Mehrfachträgersystem anderer Systeme angewandt werden solange Kommunikationssysteme anderer Systeme Daten mit ähnlicher Zeitschwingungsform, die überlagert darauf wurden, übertragen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung kann die Offset-Information des Empfangssignals von der unterschiedenen Spitzenwertposition ermittelt werden, und der Frequenz-Offset kann korrigiert werden. Daher wird es möglich, das Empfangssignal genau zu demodulieren, ohne das Synchronisationssignal zu überlagern, um den Offset gegenüber den Übertragungsdaten zu ermitteln.
Außerdem kann die Abtastzeit unter Verwendung der Spitzenwertpositionsinformation als Offset korrigiert werden. Daher kann die Fehlerrate, die durch den Offset der Abtastzeit verursacht wird, verringert werden. Da der Frequenz-Offset unter Verwendung der Phaseninformation der Spitzenwertposition korrigiert werden kann, kann die Fehlerrate, die durch den Frequenz-Offset verursacht wird, verringert werden.
Obwohl eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung mit Hilfe der beiliegenden Zeichnungen beschrieben wurde, ist es klar, daß die Erfindung nicht auf diese genaue Ausführungsform beschränkt ist und das verschiedene Änderungen und Modifikationen durch den Fachmann durchgeführt werden können, ohne den Rahmen der Erfindung, wie er in den beigefügten Patentansprüchen definiert ist, zu verlassen.

Claims

1. Demodulationsgerät zum Demodulieren übertragener Daten durch Empfangen eines Übertragungssignals, wobei vorher festgelegte Bits der Übertragungsdaten als Modulationssymbol verwendet werden, mehrere Träger, die unterschiedliche Frequenzen haben, moduliert sind und eine vorher festgelegte Zeitschwingungsform mit einem modulierten Signal multipliziert wird, dessen Modulationssymbol aus den vorher festgelegten Bits besteht, wobei das Demodulationsgerät aufweist:

eine Abtastschaltung (104), um ein Empfangssignal mit einem zeitlichen Verlauf abzutasten, der dem Modulationssymbol entspricht;

eine Demodulationsschaltung (105, 106), um Daten durch Frequenz-Analysieren des Empfangssignals, welches von der Abtastschaltung (104) ausgegeben wird, als Antwort auf das Modulationssymbol zu demodulieren;

eine Korrelationsermittlungsschaltung (112), um den Korrelationsgrad zwischen dem Empfangssignal, welches von der Abtastschaltung (104) ausgegeben wird, und einem Empfangssignal, welches aus einer Verzögerung des Empfangssignals, welches von der Abtastschaltung (104) ausgegeben wird, um eine vorher festgelegte Zeit, die der Modulationssymboldauer entspricht, resultiert;

eine Integrationsschaltung (113), um ein Signal, welches von der Korrelationsermittlungsschaltung (112) ausgegeben wird, zu integrieren; und

eine Spitzenwertpositions-Unterscheidungsschaltung (114), um eine Spitzenwertposition des integrierten Signals, welches von der Integrationsschaltung (113) ausgegeben wird, zu unterscheiden, wobei eine Korrektur bezüglich Demodulation des Empfangssignals durch die Demodulationsschaltung (105, 106) auf der Basis der Spitzenwertpositionsinformation ausgeführt wird, die durch die Spitzenwertpositions-Unterscheidungsschaltung (114) unterschieden wird.

2. Demodulationsgerät nach Anspruch 1, welches einen Abtastzeitverlauf, mit dem die Abtastschaltung (104) das Empfangssignal abtastet, auf der Basis der Spitzenpositionsinformation, die durch die Spitzenpositions-Unterscheidungsschaltung (114) unterschieden wird, steuert.

3. Demodulationsgerät nach Anspruch 1 oder 2, welches außerdem eine Phaseninformations-Unterscheidungsschaltung (115) aufweist, um eine Phase der Spitzenwertposition zu unterscheiden, welche durch die Spitzenwertposition-Unterscheidungsschaltung (114) unterschieden wurde, und wobei ein Frequenz-Offset des Empfangssignals auf der Basis der Phaseninformation korrigiert wird, die durch die Phaseninformations-Unterscheidungsschaltung (115) unterschieden wird.

4. Demodulationsgerät nach Anspruch 3, welches außerdem einen Frequenzoszillator (103), der mit einem Ausgangssignal von der Phaseninformations-Unterscheidungsschaltung (115) beliefert wird und ein Signal mit einer Frequenz ausgibt, welche dem Ausgangssignal entspricht, und einen Mischer (102) aufweist, der mit dem Ausgangssignal vom Frequenzoszillator (103) und dem Empfangssignal beliefert wird und wobei ein Frequenz- Offset des Empfangssignals durch Liefern eines Ausgangssignals des Mischers zur Abtastschaltung (104) korrigiert wird.

5. Demodulationsgerät nach Anspruch 3, welches außerdem einen Frequenzoszillator (118), der mit einem Ausgangssignal von der Phaseninformations-Unterscheidungsschaltung (115) beliefert wird und ein Signal mit einer Frequenz ausgibt, die dem Ausgangssignal entspricht, und einen Mischer (117) aufweist, der mit einem Ausgangssignal vom Frequenzoszillator (118) und einem Ausgangssignal von der Abtastschaltung (104) und dem Empfangssignal beliefert wird, und wobei ein Frequenz-Offset des Empfangssignals durch Liefern eines Ausgangssignals des Mischers (117) zur Demodulationsschaltung (105, 106) korrigiert wird.

6. Demodulationsgerät nach Anspruch 4, welches so betreibbar ist, daß die Phaseninformation durch Teilen der Phaseninformation normiert wird, die durch die Phaseninformations-Unterscheidungsschaltung (115) unterschieden wird, mit einer vorher festgelegten Zeit, welche der Modulationssymboldauer entspricht, und eine Oszillatorfrequenz des Frequenzoszillators (103) auf der Basis der normierten Phaseninformation gesteuert wird.

7. Demodulationsgerät nach Anspruch 5, welches so betreibbar ist, daß die Phaseninformation durch Teilen der Phaseninformation normiert wird, die durch die Phaseninformations-Unterscheidungsschaltung (115) unterschieden wird, mit einer vorher festgelegten Zeit, welche der Modulationssymboldauer entspricht, und eine Oszillatorfrequenz des Frequenzoszillators (118) auf der Basis einer normierten Phaseninformation gesteuert wird.

8. Verfahren zur Demodulation übertragener Daten durch Empfangen eines Übertragungssignals, wobei vorher festgelegte Bits der Übertragungsdaten als ein Modulationssymbol verwendet werden, mehrere Träger, die verschiedene Frequenzen haben, moduliert werden und eine vorher festgelegte Zeitschwingungsform mit einem modulierten Signal multipliziert wird, dessen Modulationssymbol aus den vorher festgelegten Bits besteht, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist:

a) Abtasten eines Empfangssignals mit einem zeitlichen Verlauf entsprechend dem Modulationssymbol;

b) Demodulieren von Daten durch Frequenzanalyse des Empfangssignals, welches im Abtastschritt ausgegeben wird, als Antwort auf das Modulationssymbol;

c) Ermitteln des Korrelationsgrads zwischen dem Empfangssignal, welches im Abtastschritt ausgegeben wird, und einem Empfangssignal, welches vom Verzögern des Empfangssignals resultiert, welches durch den Abtastschritt ausgegeben wird, mit einer vorher festgelegten Zeit, die der Modulationssymboldauer entspricht;

d) Integrieren eines Signals, welches vom Korrelationsermittlungsschritt ausgegeben wird; und

e) Unterscheiden einer Spitzenwertposition des integrierten Signals, welches von der Integration ausgegeben wird, wobei eine Korrektur in der Demodulation des Empfangssignals im Schritt b) auf der Basis der Spitzenwertpositionsinformation ausgeführt wird, die im Spitzenwertpositions-Unterscheidungsschritt unterschieden wird.