DE69617220T2

DE69617220T2 - Empfänger mit fft für mfsk

Info

Publication number: DE69617220T2
Application number: DE69617220T
Authority: DE
Inventors: Panagiotis Fines; Siu Wah Wong
Original assignee: Inmarsat Ltd
Current assignee: Inmarsat Global Ltd
Priority date: 1995-04-11
Filing date: 1996-04-11
Publication date: 2002-08-22
Anticipated expiration: 2016-04-12
Also published as: US5974094A; GB9507508D0; AU5338496A; GB2300502B; WO1996032797A1; CA2218057A1; GB2300502A; JPH11503583A; EP0820674A1; DE69617220D1; EP0820674B1

Description

Die Erfindung betrifft eine elektronische Schaltung und ein Verfahren zum Decodieren eines Signals. Die Erfindung betrifft insbesondere eine elektronische Schaltung und ein Verfahren zum Decodieren eines Signals, das ein Datensignal bei einer Frequenz innerhalb eines Bereichs digitaler Frequenzschlitze, die einen vorgegebenen Bereich digitaler Werte darstellen, und ein Pilotsignal aufweist. Die Schaltung und das Verfahren sind für eine Verwendung bei Datenübertragungssystemen, bei denen Daten mit einer langsamen Rate übertragen werden, sowie bei Systemen, bei denen Daten mit einer hohen Rate übertragen werden, geeignet.
Bei Funkrufsystemen werden Daten im allgemeinen mit einer langsamen Rate übertragen. Bei solchen geringen Datenübertragungsraten treten Probleme auf, insbesondere wenn sich das empfangende Funkrufgerät bewegt. Fig. 1 der anliegenden Zeichnung veranschaulicht eine Situation, bei der sich ein Funkrufgerät (nicht dargestellt) in einem Fahrzeug 1 mit einer Geschwindigkeit v an zwei Gebäuden 2, 3 vorbei bewegt. Zu einem Zeitpunkt t = 0 befindet sich das Fahrzeug 1 an einer Position, an der eine freie Sichtlinie zu einer Quelle (beispielsweise einem Satelliten) besteht und Signale von der Quelle unter einem Einfallswinkel θ am Fahrzeug 1 ankommen. Weil sich das Fahrzeug bewegt, unterliegt die Frequenz des ankommenden Signals einer Dopplerverschiebung Δf = -v/f cosΘ. Zum Zeitpunkt t = 1 hat sich das Fahrzeug zu einer Position 1' bewegt, wo das Gebäude 2 die Quelle verdeckt und das Signal vom Gebäude 3 reflektiert wird, bevor es am Fahrzeug 1' ankommt. Demgemäß unterliegt die Frequenz des ankommenden Signals zum Zeitpunkt t = 1 einer Dopplerverschiebung Δf = v/f cosΘ.
Bei Datenübertragungssystemen werden digitale Daten häufig unter Verwendung von Frequenzumtastungstechniken (FSK- Techniken) übertragen. Bei einer m-fach FSK-Übertragung wird ein Frequenzbereich in eine Anzahl m diskreter Frequenztöne eingeteilt, die jeweils einen jeweiligen verschiedenen Digitalwert wiedergeben. Digitaldaten werden durch Senden eines Tons auf einem Trägersignal über einen vorgegebenen Zeitraum bei der dem Wert der Daten entsprechenden Frequenz übertragen. Fig. 2 der anliegenden Zeichnung zeigt das Frequenzspektrum eines 32-fach FSK-Übertragungssystems, bei dem ein Signal 4 bei einer dem Datenwert D&sub1;&sub6; entsprechenden Frequenz gesendet wird. Die Wirkung der Dopplerverschiebung auf das gesendete Signal 4 ist in Fig. 3 der anliegenden Zeichnung dargestellt. Zum Zeitpunkt t = 0 (wenn sich das Fahrzeug an der Position 1 befindet), wird das empfangene Signal 4' zu einer Frequenz heruntergeschoben, die irgendwo zwischen den Frequenzen liegt, die den Datenwerten D&sub1;&sub5; und D&sub1;&sub6; entsprechen. Zum Zeitpunkt t = 1 wird das empfangene Signal 4" zu einer Frequenz heraufgeschoben, die irgendwo zwischen den Frequenzen liegt, die den Datenwerten D&sub1;&sub6; und D&sub1;&sub7; entsprechen.
In dicht besiedelten städtischen Gebieten wird das Problem durch Mehrfachreflexionen des Signals, die bei dem Mehrwegempfang des Signals auftreten, verschlimmert. Hierdurch kann eine Frequenzverschmierung hervorgerufen werden, wenn sich der Empfänger bewegt, wie in Fig. 4 der anliegenden Zeichnung dargestellt ist. Der Mehrwegempfang bewirkt auch mehrere Spitzen über einigen Frequenztönen, wenn sich der Empfänger bewegt, wie in Fig. 5 der anliegenden Zeichnung dargestellt ist. Mehrwegeffekte können so schlimm sein, daß die Amplitude des Signals bis auf Rauschniveaus verringert wird, wobei das Signal in diesem Fall verlorengeht.
Ein zum Überwinden der Wirkungen der Doppler/Mehrweg- Signalverschlechterung vorgeschlagenes Verfahren besteht darin, ein differentielles Codieren auf die Daten anzuwenden. Das heißt, daß die gegenwärtigen Daten als die Differenz gegenüber den zuvor übertragenen Daten übertragen werden. Der Vorteil dieses Verfahrens besteht darin, daß alle Signale um denselben Betrag dopplerverschoben werden und (unter der Annahme, daß zur Quelle eine freie Sichtlinie besteht) die Dopplereffekte daher aufgehoben werden. Das Verfahren ist jedoch nicht dazu geeignet, Mehrwegeffekte zu beseitigen, weil es nicht in der Lage ist, Fehler zu kompensieren, die bei jeder auftretenden Wegänderung beim empfangenen Signal hervorgerufen werden.
Ein weiteres zum Lösen der oben erwähnten Probleme vorgeschlagenes Verfahren besteht in einer Technik, bei der Daten zusammen mit einem bekannten Ton, also einer Referenzfrequenz, die von Zeit zu Zeit zwischen Daten gesendet wird, übertragen werden. Fig. 6 der anliegenden Zeichnung zeigt ein Signal 5, das eine Folge von Datentönen 6 bis 12 aufweist. Während des Sendens des Signals 5 ist (beispielsweise) jeder dritte Ton ein bekannter Ton 8, 11. Am Empfänger wird das Signal decodiert, um die bekannten Töne zu entfernen, die verwendet werden, um zu gewährleisten, daß die richtigen Daten aus dem Signal decodiert werden. Das Einfügen eines bekannten Tons in den Datenstrom erzeugt bei der Übertragung einen Zusatzaufwand. Das heißt, daß Zeit beim Senden des bekannten Tons aufgewendet wird, der selbst keine Daten überträgt. Dieses Verfahren ist dennoch dazu geeignet, bei Systemen verwendet zu werden, bei denen Daten mit einer hohen Rate übertragen werden. Es ist weniger für Systeme mit geringeren Datenraten geeignet, weil beim Verringern der Rate der Zusatzaufwand in bezug auf die Anzahl der bekannten Töne, die in das Signal eingefügt werden müssen, im Vergleich zur Anzahl der Datentöne ansteigt.
Dopplereffekte bei m-fach FSK-Datenübertragungen können verringert werden, indem mit dem Datensignal (Ton) ein Pilotsignal gesendet wird. Diese Technik ist als pilotsignalunterstützte m-fach FSK-Übertragung oder m-PFSK-Übertragung bekannt. Fig. 7 der anliegenden Zeichnung zeigt ein m-PFSK- Schema, bei dem ein Bereich m diskreter Frequenztöne 13 bis 20, die durch eine Abstandsfrequenz fs getrennt sind, einen Frequenzbereich oder eine Bandbreite B belegen. Bei einer Frequenz fp oberhalb der höchsten Frequenz der Bandbreite B wird ein Pilotsignal 21 gesendet. Die Frequenz des Pilotsignals 21 wird so gewählt, daß das Pilotsignal 21 im wesentlichen den gleichen Wirkungen wie das Datensignal unterliegt. Auf diese Weise unterliegt das Pilotsignal den gleichen Frequenzverschiebungen, -verschmierungen und Streuungen wie das Datensignal. Das Pilotsignal kann daher als eine Referenz verwendet werden, um das richtige Decodieren des Datensignals zu ermöglichen.
Bisher erfolgte das Decodieren empfangener m-PFSK-Signale durch eine Schaltung, die auf einer phasenstarren Schleife (PLL) beruht. Wie in Fig. 8 der anliegenden Zeichnung dargestellt ist, wird ein ankommendes empfangenes Signal, das einen mit dem Datensignal und dem Pilotsignal modulierten Träger aufweist, in eine PLL 22 und einen Demodulator 23 eingegeben. Die PLL 22 wird auf die Phase des Pilotsignals 21 aufsynchronisiert und erzeugt ein Referenzsignal, das vom Demodulator 23 zum Demodulieren des empfangenen Signals verwendet wird, um die Datensignale daraus zu entnehmen. PLL- basierte Schaltungen werden weitverbreitet zum Decodieren von m-PFSK-Signalen verwendet, und sie sind hinsichtlich ihrer Genauigkeit und Zuverlässigkeit im allgemeinen akzeptabel. Eine PLL-basierte Schaltung hängt jedoch davon ab, daß sich die PLL erfolgreich auf das Pilotsignal aufsynchronisiert. Bei einem mobilen Empfänger wird die PLL aus der Synchronisation getrieben, wenn das empfangene Signal schwindet oder die Pilotphase schnell schwankt. Die PLL bleibt abhängig vom Ansprechen der Schleife, selbst nachdem das empfangene Signal von Störungen frei geworden ist, für einige Zeit außerhalb der Synchronisation. Phasenfehlerschwankungen im Pilotsignal stören auch die Demodulation, wenn die PLL synchronisiert bleibt, was zu einem weiteren Verlust an Leistungsfähigkeit führt.
Bei Satelliten-Funkrufsystemen können Daten bei sehr niedrigen Raten, beispielsweise 20 Bits je Sekunde, übertragen werden, weil herausgefunden wurde, daß hierdurch der optimale Ausgleich zwischen solchen Faktoren, wie der Verwendungsdauer des Satelliten, der Zuverlässigkeit und natürlich der Kosten erzielt wird. Die erwähnten Probleme sind gewöhnlich bei Satelliten-Funkrufsystemen wegen der niedrigen Datenraten und der beim Übertragen der Daten auftretenden Abstände größer. Die empfangenen Signale sind in jedem Fall gewöhnlich verhältnismäßig schwach, und wenn sich der Empfänger in einem dicht besiedelten städtischen Gebiet bewegt, kann die Stärke des empfangenen Signals bis auf das Hintergrundrauschen absinken, wodurch ein klarer Empfang und ein fehlerfreies Decodieren schwierig, wenn nicht unmöglich gemacht werden.
Die vorliegende Erfindung zielt darauf ab, zumindest einige der erwähnten Probleme und Beschränkungen zu überwinden.
Im Dokument "Communication at Low Data Rates - Spectral Analysis Receivers" - IEEE Transactions on Communication Technology, Band COM-16, Nr. 5, Oktober 1968, New York, S. 657-668, XP002011456 ist eine elektronische Schaltung gemäß dem Oberbegriff der Ansprüche 1 und 13 offenbart. In diesem Dokument wird ein Schnelle-Fourier-Transformations-Empfänger mit einem Empfänger mit abgeschnittener Autokorrelation zur automatischen Frequenzkontrolle (AFC) verglichen.
Gemäß einer Erscheinungsform der Erfindung ist eine elektronische Schaltung vorgesehen, die aufweist: einen Empfänger zum Empfangen eines Signals, das ein Datensignal auf einer Frequenz innerhalb eines Bereichs diskreter Frequenztöne, die einen vorgegebenen Bereich von Digitalwerten wiedergeben, und ein Pilotsignal enthält, einen Wandler zum Umwandeln des empfangenen Signals in einen Satz von Frequenztastwerten des Pilotsignals und einen Satz von Frequenztastwerten des Datensignals, gekennzeichnet durch einen Korrelator zum Korrelieren des Satzes von Frequenztastwerten des Pilotsignals mit dem Satz von Frequenztastwerten des Datensignals bei jedem der diskreten Frequenztöne, um denjenigen diskreten Frequenzton, dem die Frequenz des Datensignals entspricht, zu identifizieren und damit den von dem Datensignal wiedergegebenen Digitalwert zu identifizieren.
Die elektronische Schaltung kann in ein Funkrufgerät zum Empfangen von Datensignalübertragungen von einer fernen Quelle, die ein Satellit sein kann, aufweisen.
Gemäß einer weiteren Erscheinungsform der Erfindung ist ein Verfahren zum Decodieren eines Signals, das ein Datensignal auf einer Frequenz innerhalb eines Bereichs diskreter Frequenztöne, die einen vorgegebenen Bereich von Digitalwerten wiedergeben, und ein Pilotsignal enthält, vorgesehen, wobei das Signal in einen Satz von Frequenztastwerten des Pilotsignals und einen Satz von Frequenztastwerten des Datensignals umgewandelt wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Satz von Frequenztastwerten des Pilotsignals mit dem Satz von Frequenztastwerten des Datensignals bei jedem der diskreten Frequenztöne korreliert wird, um den diskreten Frequenzton, dem die Frequenz des Datensignals entspricht, zu identifizieren und damit den von dem Datensignal wiedergegebenen Digitalwert zu identifizieren.
Die Erfindung betrifft auch ein Funkrufverfahren, bei dem Funkrufdaten als Rundfunksignal ausgesendet werden, das ein Datensignal bei einer Frequenz innerhalb eines Bereichs diskreter Frequenztöne, die einen vorgegebenen Bereich von Digitalwerten wiedergeben, und mindestens ein Pilotsignal enthält, wobei die von Funkrufgeräten empfangenen Rundfunkdaten unter Verwendung des oben erwähnten Verfahrens decodiert werden.
Die oben angegebenen und weitere Merkmale der Erfindung werden eingehend in den anliegenden Ansprüchen dargelegt, und sie werden zusammen mit ihren Vorteilen beim Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung einer als Beispiel dienenden Ausführungsform der Erfindung mit Bezug auf die anliegende Zeichnung besser verständlich werden.
Es zeigen:
Fig. 1 eine schematische Draufsicht eines sich bewegenden Fahrzeugs, das ein Signal in der Nähe von Gebäuden empfängt,
Fig. 2 ein m-fach FSK-Spektrum mit einem gesendeten Signal,
Fig. 3 ein m-fach FSK-Spektrum, bei dem das gesendete Signal Dopplereffekten unterliegt,
Fig. 4 das m-fach FSK-Spektrum, bei dem das gesendete Signal einer Frequenzverschmierung unterliegt,
Fig. 5 ein m-fach FSK-Spektrum, bei dem das gesendete Signal einer Mehrweg-Frequenzverschmierung und Dopplereffekten unterliegt,
Fig. 6 eine schematische Darstellung in ein gesendetes Signal eingefügter bekannter Töne,
Fig. 7 ein m-PFSK-Spektrum,
Fig. 8 ein schematisches Systemdiagramm eines m-PFSK- Empfängers,
Fig. 9 ein m-PFSK-Spektrum mit zwei Pilotsignalen,
Fig. 10 ein schematisches Diagramm einer Schaltung gemäß der Erfindung und
Fig. 11 ein m-PFSK-Spektrum eines Mehrwegeffekten unterliegenden gesendeten Signals.
In Fig. 9 der anliegenden Zeichnung ist ein m-PFSK- Übertragungsspektrum dargestellt, das einen Bereich von m diskreten Frequenzschlitzen oder -tönen (D&sub0; bis Dm-1) 25 bis 35 aufweist, die voneinander durch eine Abstandsfrequenz fs getrennt sind und alle innerhalb eines Frequenzbereichs oder einer Bandbreite B liegen. Ein hohes Pilotsignal PH 36 hat eine Frequenz oder einen Ton, die oder der durch eine Frequenz fp getrennt oberhalb der höchsten Frequenz (Dm-1) der Bandbreite B liegt. Ein niedriges Pilotsignal PL 37 hat eine Frequenz oder einen Ton, die oder der durch eine Frequenz fp getrennt unterhalb der niedrigsten Frequenz (D&sub0;) der Bandbreite B liegt. Daten werden durch Modulieren eines Trägers (nicht dargestellt) mit einem Datensignal Dm bei einem der Töne m 25 bis 35 innerhalb der Bandbreite B und mit beiden Pilotsignalen 36, 37 von einer Quelle gesendet. Wenngleich zwei Pilotsignale 36, 37 dargestellt sind, wird beim Lesen der folgenden Beschreibung verständlich werden, daß nur ein Pilotsignal erforderlich ist, wobei das Übertragungsspektrum in diesem Fall dem zuvor erörterten und in Fig. 7 der Zeichnung dargestellten gleichen kann.
Bei einer alternativen Anordnung (nicht dargestellt) kann im Spektrum zwischen zwei benachbarten Tönen Dn und Dn+1 ein Zwischenraum 2fp erzeugt werden, und das Pilotsignal kann mit einer Frequenz fp oberhalb der Frequenz des Tons Dn verwendet werden. Im Fall mehrerer Pilotsignale können in ähnlicher Weise mehrere Zwischenräume im Spektrum erzeugt werden, um den mehreren Pilotsignalen Rechnung zu tragen. Es ist wählbar, ob das Pilotsignal oder die Pilotsignale bei jeweiliger Frequenz innerhalb oder außerhalb des Frequenzbereichs B liegen.
Bei Verwendung eines m-PFSK-Übertragungsschemas ergeben sich im Vergleich zu dem üblicheren m-FSK-Schema mehrere Vorteile. Erstens bedeutet das Vorhandensein von mindestens einem Pilotsignal, daß der Frequenz- oder Tonabstand (fs) im Vergleich zu dem bei einem m-FSK-Schema erforderlichen Abstand verhältnismäßig klein sein kann (beispielsweise 20 Hz). Dies bedeutet, daß in einer gegebenen Bandbreite mehr Daten übertragen werden können oder daß für eine gegebene Datenmenge eine kleinere Bandbreite erforderlich ist. Zweitens ist kein bekannter Ton erforderlich, und es ist daher kein Zusatzaufwand erforderlich, um bekannte, keine Daten tragenden Signale (beispielsweise Töne) in den gesendeten Signalen unterzubringen. Das Pilotsignal bietet einen Bezug, gegenüber dem die Frequenz des Datensignals bestimmt werden kann. Drittens tritt kein Fehleruntergrund auf, und die Leistungsfähigkeit erhöht sich stetig mit der Sendeleistung. Das heißt, daß es keine minimale Bitfehlerrate gibt, unterhalb von der Verbesserungen des Signal-Rausch- Verhältnisses (SNR) keine Wirkung haben. Stattdessen nimmt die Bitfehlerrate auf Null ab, wenn das SNR erhöht wird. Viertens erhöht sich die Leistungsfähigkeit bei Erhöhungen der Schwundrate, weil die Datensignalenergie durch die räumlichen Änderungen ansteigt, die eine an einem sich schnell bewegenden Fahrzeug montierte Antenne hervorruft. Mit anderen Worten nimmt die Schwundrate des empfangenen Signals zu, wenn die Geschwindigkeit des Fahrzeugs zunimmt. Die Dauer jedes Schwunds nimmt jedoch ab, und das empfangene Signal geht daher für kürzere Zeiträume verloren und ist für längere Zeiträume stärker, wodurch die Anzahl der Fehler in den empfangenen Daten verringert wird. Die herkömmliche m-FSK kann diese zusätzliche Energie jedoch nicht ausnutzen, und ihre Leistungsfähigkeit verringert sich folglich beim Erhöhen der Schwundrate.
Wie weiter unten in näheren Einzelheiten beschrieben wird, werden die Daten im empfangenen Signal durch Signalverarbeitung entnommen. Zum Vereinfachen der komplexen Mathematik wird das m-PFSK-Signal unter den folgenden Bedingungen aufgebaut. Erstens werden die Frequenzschlitze D&sub0; bis Dm-1 so gewählt, daß im Frequenzspektrum des gesendeten m-PFSK-Signals die Spitze eines Schlitzes, beispielsweise D&sub8;, mit den Nullstellen der benachbarten Schlitze, beispielsweise D&sub7; und D&sub9;, übereinstimmt. Dies wird durch derartiges Wählen der Abstandsfrequenz erreicht, daß sie einen Wert fs = (Baudrate · K) Hz aufweist, wobei K eine ganze Zahl ist. Das Datensignal hat eine Leistung A. Zweitens werden die Pilotsignale phasenstarr mit dem Datensignal verbunden. Bei einem Pilotsignal liegt die Pilotfrequenz um 4 Hz unterhalb der niedrigsten oder oberhalb der höchsten m-PFSK-Frequenz (Dm-1). Bei zwei Pilotsignalen liegt das erste Pilotsignal bei einer Frequenz fp1 Hz, die (beispielsweise) um fp Hz unterhalb der niedrigsten m-PFSK-Frequenz (D&sub0;) liegt. Die zweite Pilotfrequenz liegt bei einer Frequenz fp2 Hz, die (beispielsweise) um fp Hz höher liegt als die höchste m-PFSK- Frequenz (Dm-1). Bei drei oder mehr Pilotsignalen kann die m-PFSK-Bandbreite in mehrere durch Pilotsignale getrennte Teile eingeteilt werden. Der Abstand fp wird so gewählt, daß die Orthogonalität erhalten bleibt, also so, daß fp = (Baudrate · L) ist, wobei L eine ganze Zahl ist. Der minimale fp-Abstand ist durch fp = 2Vh/λ Hz gegeben, wobei Vh die maximale Geschwindigkeit des mobilen Empfangens ist und λ die Trägerwellenlänge ist. Die Pilotsignale haben die gleiche Leistung, und ihre Gesamtleistung ist B.
Die gesamte Sendeleistung ist die Summe aus der Datensignalleistung A und der gesamten Pilotsignalleistung B. Das als A/B definierte Träger-zu-Pilot-Leistunsgverhältnis (CPR) gibt an, wie die gesamte Sendeleistung zwischen dem Datensignal und den Pilotsignalen aufgeteilt wird. Wenn der CPR-Wert sehr groß ist, wird das gesendete Signal im wesentlichen in ein herkömmliches m-fach FSK-moduliertes umgewandelt. Das CPR sollte daher auf einem niedrigen Wert gehalten werden.
Fig. 10 der anliegenden Zeichnung zeigt eine elektronische Schaltung 40 zum Empfangen des gesendeten Signals und zum Decodieren von diesem zum Entnehmen der Daten aus ihm. Die Schaltung 40 weist eine mit einem rauscharmen Verstärker 42 gekoppelte Antenne 41 auf. Die vom Verstärker 42 ausgegebenen empfangenen Signale werden durch ein IF- Untersystem 43 zusammen mit einem Lokaloszillator 44, einer Phasenverzögerungseinheit 44a, Mischern 45, 46 und Tiefpaßfiltern 47, 48 gefiltert und herunterkonvertiert, um ein komplexes Signal bereitzustellen, das zwei quadraturdemodulierte Signale (sogenannte I- und Q-Kanäle) aufweist, die jeweils das Datensignal (Dm) 25 bis 35 und zwei Pilotsignale (PL, PH) 36, 37 auf den Leitungen 47, 48 aufweisen. Die I- und Q-Kanal-Signale auf den Leitungen 47, 48 werden in die jeweiligen Abtastschaltungen 49, 50 (Analog- zu-Digital-Wandler) eingegeben, die durch einen bei einer Abtastfrequenz Fs arbeitenden Abtastzeitgeber 51 gesteuert werden.
Die Abtastschaltungen 49, 50 weisen gemeinsam einen Satz von N komplexen Signaltastwerten bei der Abtastrate Fs zum Speichern in einem Eingangspuffer 52 auf. Jeder Ton wird für einen festen vorgegebenen Zeitraum gesendet. Eine Symbol- Zeitsteuerungs- und Rückgewinnungsschaltung 52a gewährleistet, daß die N Tastwerte über diesen Zeitraum genommen werden, so daß sie zusammen nur den einen Ton vollständig wiedergeben und keinen Teil des vorhergehenden oder folgenden gesendeten Tons wiedergeben. Die Anzahl N zum Speichern im Puffer 52 genommener komplexer Tastwerte hängt natürlich von der Gesamtbandbreite des gesendeten Signals und aller Pilotsignale (beispielsweise B + 2fp Hz) und von der zur Verwendung in der Schaltung 40 gewählten speziellen Hardware ab. Normalerweise ist ein Satz von 1024 Tastwerten annehmbar.
Sobald alle N Tastwerte im Eingangspuffer 52 gespeichert wurden, werden sie durch einen Prozessor 53 zur diskreten Fourier-Transformation (DFT) verarbeitet, der die N komplexen Tastwerte durch schnelle Fourier-Transformationen (FFTs) aus dem Zeitbereich in einen Satz N komplexer Tastwerte im Frequenzbereich umwandelt. FFTs sind auf dem Fachgebiet wohlbekannt und erfordern hier keine weitere Erklärung. Die durch den DFT-Prozessor 53 erzeugten N komplexen Frequenztastwerte werden in einem Ausgangspuffer 54 gespeichert. Demgemäß wird das ankommende Signal digitalisiert und in eine digitale Darstellung seines Spektrums umgewandelt.
Das in Fig. 9 dargestellte Frequenzspektrum ist eine ideale Darstellung des Spektrums des Signals in der Art, in der es von der Quelle gesendet wird. Fig. 11 der anliegenden Zeichnung zeigt das Spektrum eines Signals in der Art, in der es empfangen werden könnte. Während der Übertragung wird das Signal durch Mehrwegeffekte, Doppler-Frequenzverschiebungen und Oszillatorinstabilitäts-Frequenzverschiebungen verzerrt und weiter durch Rauschen verunreinigt. Innerhalb einer als Kohärenzbandbreite bekannten begrenzten Bandbreite sind alle gesendeten Frequenzen dergleichen Verzerrung und Verunreinigung ausgesetzt. Die Kohärenzbandbreite hängt von der Frequenz des Trägersignals ab, wobei die Bandbreite um so schmaler ist, je höher die Trägerfrequenz ist. Bei einer Trägerfrequenz von 1,5 GHz beträgt die Kohärenzbandbreite beispielsweise etwa 10 kHz. Die Frequenzen der beiden Pilotsignale sollten so gewählt werden, daß sie innerhalb der Kohärenzbandbreite des Übertragungssystems liegen, so daß, wie in Fig. 11 dargestellt ist, die Einhüllenden 55, 56, 57 der Frequenztastwerte des unteren Pilotsignals %, des Datensignals D und des oberen Pilotsignals PH einander im wesentlichen gleichen. Bei einem Wert von fs = 20 Hz und einem Wert von fp = 80 Hz ergibt sich ein angemessener Abstand zwischen Tönen und den Pilotfrequenzen, und es ergibt sich eine Gesamtbandbreite von weniger als 1 kHz, was gut innerhalb der Kohärenzbandbreitengrenze von 10 kHz für einen 1,5-GHz-Träger liegt.
Zu Fig. 10 zurückkehrend sei bemerkt, daß die N komplexen Frequenztastwerte im Ausgangspuffer 54 folgendermaßen durch einen Prozessor 58 verarbeitet werden. Die Frequenztastwerte der zwei Pilotsignale 55, 57 haben unterschiedliche Phasen, und sie werden daher so phasenverschoben, daß sie in Phase miteinander sind. Die phasenverschobenen Pilotsignal-Tastwerte werden dann addiert, um ein Signal mit einem verringerten Rauschen zu erhalten. Das Rauschen ist stochastisch (als weißes und Gaußsches Rauschen angenommen), und es wird daher durch Addieren der phasenverschobenen Tastwerte gewöhnlich das Signal-Rausch- Verhältnis des Pilotsignals durch Erhöhen der Stärke der Pilotsignalkomponenten verbessert. In einer weniger rauschbehafteten Umgebung können ein oder mehrere Pilotsignale geringerer Gesamtleistung ausreichen, und in einer stärker rauschbehafteten Umgebung können ein stärkeres Pilotsignal und/oder mehr als ein Pilotsignal erforderlich sein.
Die summierten Pilotsignale werden mit den restlichen N Frequenztastwerten bei jeder der m Frequenzen oder Töne 25 bis 35 in der Bandbreite B kreuzkorreliert. Der Prozessor 58 erzeugt auf diese Weise für jede Frequenz oder jeden Ton 25 bis 35 eine Korrelationszahl. Sobald für jede Frequenz 25 bis 35 eine Korrelationszahl erzeugt worden ist, wird die Frequenz mit der größten Korrelationszahl als die Frequenz des Datensignals D gewählt.
Das heißt, daß der Prozessor 58 einen Satz von Korrelationszahlen durch Verarbeiten der komplexen Tastwertdaten im Ausgangspuffer nach dem folgenden Algorithmus erzeugt:
Si = Re{Xb+1n+k·ej(b+i)n2π/N( XPv+k·ejPv2π/N)*}
wobei
i = 0 bis m - 1,
Si = Korrelationszahl für die i-te Frequenz,
v = Anzahl der Pilotsignale,
b = (f&sub0;/fd) + (N/2), wobei f&sub0; die niedrigste Frequenz in der Bandbreite ist, fd = Fs/N ist und Fs die Abtastrate ist,
n = fs/fd ist, wobei fs die Baudrate x k ist und k eine ganze Zahl ist,
Pv = (fpv/fd) + (N/2) ist, wobei fpv die Frequenz des v-ten Pilotsignals ist,
R = int{(Vh/λ)/fd} ist, wobei Vh die Geschwindigkeit des mobilen Empfängers ist, λ die Trägerwellenlänge ist und int{...} eine Funktion ist, die auf die nächste ganze Zahl rundet,
&epsi; = int{fe/fd} ist, wobei fe = eine Trägerfrequenzverschiebung ist und
(...)* die komplex Konjugierte ist.
Die Energieverbreiterung des gesendeten Signals infolge von Mehrwegeffekten wird durch den oben erwähnten Prozeß kombiniert, bevor eine Entscheidung hinsichtlich des Frequenztons des Datensignals getroffen wird. Solange R und &epsi; vorab bekannt sind, tritt kein Verlust an Leistungsfähigkeit und damit keine Beeinträchtigung der decodierten Daten infolge der Energieverbreiterung des Datensignals auf. Die Phase der empfangenen Pilotsignal-Tastwerte ist ebenso wie die Phase des empfangenen Datensignals rauschbehaftet. Die Phasen sind daher nicht kohärent, sondern halbkohärent, was annehmbar ist, weil die mittlere Phase jedes Signaltastwerts durch die mittlere Phase der jeweiligen mittleren Phase des Pilotsignal-Tastwerts korrigiert wird. Das heißt, daß die Erfassung halbkohärent ist, weil jeder Signaltastwert abhängig von der Phase des jeweiligen Pilotsignal-Tastwerts um einen anderen Betrag korrigiert wird. Um dem Pilotsignal oder den Pilotsignalen im gesendeten Signal Rechnung zu tragen, ist es erforderlich, die Leistung des Datensignals (im Vergleich zur Leistung, bei der es bei einer herkömmlichen m-FSK-Übertragung unter Verwendung des gleichen Senders gesendet werden würde) zu verringern. Bei einer herkömmlichen m-FSK-Übertragung und bei einem herkömmlichen m-FSK-Empfang würde ein solcher Leistungsverlust zu einem gleichen Verlust an Leistungsfähigkeit führen. Beim oben beschriebenen Verfahren und bei der oben beschriebenen Schaltung tritt jedoch ein geringerer Verlust an Leistungsfähigkeit auf.
Dieses Verfahren zum Abtasten empfangener Signale, zum Umwandeln der Signaltastwerte in den Frequenzbereich und zum Kreuzkorrelieren mit dem Pilotsignal oder den Pilotsignalen zum Identifizieren der richtigen Frequenz ist daher schon an sich zuverlässig. Anders als bei einem PLL-basierten Decodierer tritt keine Rückkopplung und folglich keine Verzögerung und kein Verlust an Daten, während sich der Empfänger auf ein Signal aufsynchronisiert, auf. Die Kreuzkorrelation ermöglicht das bei einer viel größeren Genauigkeit erfolgende Entnehmen eines schwachen Signals aus dem Hintergrundrauschen als dies bei einem PLL-basierten Decodierer der Fall ist, und Mehrwegeffekte werden aufgehoben.
Das oben beschriebene Verfahren und die oben beschriebene Schaltung sind daher gut für eine Verwendung in einem Satelliten-Funkrufsystem geeignet, bei dem Daten bei sehr langsamen Datenraten über eine lange Strecke übertragen werden. Dabei werden Funkrufdaten vom Satelliten in dem oben mit Bezug auf Fig. 9 beschriebenen Format gesendet und von mobilen Funkrufgeräten empfangen, die die hier mit Bezug auf Fig. 10 beschriebene Schaltung zusammen mit anderen Verarbeitungsschaltungsanordnungen (nicht dargestellt), die auf die decodierten Daten ansprechend gemacht worden sind, aufweisen. Ein System, bei dem die oben erörterten Übertragungsparameterwerte verwendet werden, ist gut in der Lage, Daten erfolgreich zu einem mobilen Funkrufgerät in einem Auto zu senden, das sich mit Geschwindigkeiten von mehr als 100 km/h in einem dicht besiedelten Gebiet bewegt.
Nachdem die vorliegende Erfindung hiermit mit Bezug auf eine bevorzugte Ausführungsform beschrieben wurde, sei bemerkt, daß die angesprochene Ausführungsform nur als Beispiel dient und daß Modifikationen und Abänderungen, die Durchschnittsfachleuten einfallen werden, vorgenommen werden können, ohne vom in den anliegenden Ansprüchen dargelegten Schutzumfang der Erfindung abzuweichen.

Claims

1. Elektronische Schaltung (40) mit

einem Empfänger (41 bis 52) zum Empfangen eines Signals, das ein Datensignal auf einer Frequenz innerhalb eines Bereichs diskreter Frequenztöne (Do bis Dm-1), die einen vorgegebenen Bereich von Digitalwerten wiedergeben, und ein Pilotsignal (PH; PL) enthält;

einem Wandler (53, 54) zum Umwandeln des empfangenen Signals in einen Satz von Frequenztastwerten des Pilotsignals (PH; PL) und einen Satz von Frequenztastwerten des Datensignals,

gekennzeichnet durch einen Korrelator (58) zum Korrelieren des Satzes von Frequenztastwerten des Pilotsignals (PH; PL) mit dem Satz von Frequenztastwerten des Datensignals bei jeder der diskreten Frequenztöne (Do bis Dm-1), um denjenigen diskreten Frequenzton, dem die Frequenz des Datensignals entspricht, und damit den von dem Datensignal wiedergegebenen Digitalwert zu identifizieren.

2. Elektronische Schaltung nach Anspruch 1, wobei das Pilotsignal (PH; PL) eine Frequenz außerhalb des Frequenzbereichs ist.

3. Elektronische Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Signal mehrere Pilotsignale (PH; PL) enthält, der Wandler (53, 54) so ausgelegt ist, daß er das empfangene Signal in einen Satz von Frequenztastwerten jedes der Pilotsignale (PH; PL) umwandelt, und der Korrelator (58) so ausgelegt ist, daß er den Satz von Frequenztastwerten der Pilotsignale mit dem Satz von Frequenztastwerten des Datensignals korreliert.

4. Elektronische Schaltung nach Anspruch 3 mit ferner einem Summierglied zum Aufsummieren der Sätze von Frequenztastwerten der Pilotsignale unter Erzeugung eines Satzes von Summen- Frequenztastwerten, wobei der Korrelator (58) so ausgelegt ist, daß er den Satz von Summen-Frequenztastwerten mit dem Satz von Frequenztastwerten des Datensignals korreliert.

5. Elektronische Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Empfänger eine Taststufe (49, 50, 51) zum Abtasten des empfangenen Signals in regelmäßigen Zeitintervallen und zur Ausgabe einer Folge komplexer Digitaltastwerte zur Umwandlung in den Satz von Frequenztastwerten mittels des Wandlers (53, 54) aufweist.

6. Elektronische Schaltung nach Anspruch 5, wobei der Wandler eine Einrichtung (53) zur Durchführung einer diskreten Fourier-Transformation der Folge von komplexen Digitaltastwerten aufweist, um als jeweiligen Satz komplexer Werte den Satz von Frequenztastwerten des oder jedes Pilotsignals (PH; PL) und des Satzes von Frequenztastwerten des Datensignals zu erzeugen.

7. Elektronische Schaltung nach Anspruch 6, wobei die diskrete Fourier-Transformation mittels einer schnellen Fourier- Transformation erfolgt.

8. Elektronische Schaltung nach Anspruch 5, 6 oder 7, mit ferner einem Eingangspuffer (52) für den Wandler zur Aufnahme der Folge von Tastwerten aus der Taststufe und einem Ausgangspuffer (54) zur Aufnahme des Satzes von Frequenztastwerten aus dem Wandler.

9. Elektronische Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Korrelator (58) so ausgelegt ist, daß er für jeden diskreten Frequenzton einen Korrelationskoeffizient erzeugt, und eine Wählstufe zum Auswählen des Frequenztons mit dem höchsten Korrelationskoeffizent aufweist.

10. Elektronische Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das empfangene Signal ein mit dem Datensignal und den Pilotsignalen (PH; PL) moduliertes Trägersignal enthält und der Empfänger einen Demodulator zum Demodulieren des Datensignals und der Pilotsignale P,) aus dem Träger aufweist.

11. Funkrufgerät zum Empfang von Datensignalübertragungen von einer entfernten Quelle, mit einer elektronischen Schaltung (40) nach einem der vorhergehenden Ansprüche zum Dekodieren der empfangenen Signale.

12. Funkrufgerät nach Anspruch 11, wobei die elektronische Schaltung (40) zum Empfang von über Satellit übertragenen Datensignalen ausgelegt ist.

13. Verfahren zum Dekodieren eines Signals, das ein Datensignal auf einer Frequenz innerhalb eines Bereichs diskreter Frequenztöne (Do bis Dm-1), die einen vorgegebenen Bereich von Digitalwerten wiedergeben, und ein Pilotsignal (PH; PL) enthält, wobei:

das Signal in einen Satz von Frequenztastwerten des Pilotsignals (PH; PL) und einen Satz von Frequenztastwerten des Datensignals umgewandelt wird,

dadurch gekennzeichnet, daß der Satzes von Frequenztastwerten des Pilotsignals (PH; PL) mit dem Satz von Frequenztastwerten des Datensignals bei jeder der diskreten Frequenztöne (Do bis Dm-1) korreliert wird, um denjenigen diskreten Frequenzton, dem die Frequenz des Datensignals entspricht, und damit den von dem Datensignal wiedergegebenen Digitalwert zu identifizieren.

14. Verfahren nach Anspruch 13, wobei das Pilotsignal (PH; PL) eine Frequenz außerhalb des Frequenzbereichs ist.

15. Verfahren nach Anspruch 13 oder 14, wobei das Signal mehrere Pilotsignale (PH; PL) enthält, und wobei das empfangene Signal in einen Satz von Frequenztastwerten jedes der Pilotsignale (PH; PL) umgewandelt und der Satz von Frequenztastwerten der Pilotsignale mit dem Satz von Frequenztastwerten des Datensignals korreliert wird.

16. Verfahren nach Anspruch 15, wobei ferner die Sätze von Frequenztastwerten der Pilotsignale unter Erzeugung eines Satzes von Summen-Frequenztastwerten aufsummiert werden und der Satz von Summen-Frequenztastwerten mit dem Satz von Frequenztastwerten des Datensignals korreliert wird.

17. Verfahren nach einem der Ansprüche 13 bis 16, wobei das empfangene Signal in regelmäßigen Zeitintervallen abgetastet und eine Folge komplexer Digitaltastwerte zur Umwandlung in den Satz von Frequenztastwerten mittels des Wandlers ausgegeben wird.

18. Verfahren nach Anspruch 17, wobei ferner eine diskrete Fourier-Transformation der Folge von komplexen Digitaltastwerten durchführt wird, um als jeweiligen Satz komplexer Werte den Satz von Frequenztastwerten des oder jedes Pilotsignals (PH; PL) und des Satzes von Frequenztastwerten des Datensignals zu erzeugen.

19. Verfahren nach Anspruch 18, wobei die diskrete Fourier- Transformation mittels einer schnellen Fourier-Transformation durchführt wird.

20. Verfahren nach einem der Ansprüche 13 bis 19, wobei ferner für jeden diskreten Frequenzschlitz ein Korrelationskoeffizient erzeugt und der Frequenzschlitz mit dem höchsten Korrelationskoeffizent ausgewählt wird.

21. Verfahren nach einem der Ansprüche 13 bis 20, wobei das empfangene Signal ein mit dem Datensignal und den Pilotsignalen (PH; PL) moduliertes Trägersignal enthält, und wobei das Datensignal und die Pilotsignale (PH; PL) aus dem Träger demoduliert werden.

22. Funkrufverfahren, bei dem Funkrufdaten als Rundfunksignal ausgesendet werden, das ein Datensignal bei einer Frequenz innerhalb eines Bereichs diskreter Frequenztöne (Do bis Dm-1), die einen vorgegebenen Bereich von Digitalwerten wiedergeben, und mindestens ein Pilotsignal (PH; PL) enthält, wobei die von Funkrufgeräten empfangenen Rundfunkdaten unter Verwendung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 13 bis 21 dekodiert werden.

23. Verfahren nach Anspruch 22, wobei die Funkrufdaten über Satellit ausgesendet werden.