DE2800898A1

DE2800898A1 - Mit gedehntem frequenzspektrum arbeitendes nachrichtenuebertragungssystem

Info

Publication number: DE2800898A1
Application number: DE19782800898
Authority: DE
Inventors: Charles R Hewes; Jerry D Holmes; Charles R Johnson; Allen S Jones
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 1977-01-11
Filing date: 1978-01-10
Publication date: 1978-07-13
Also published as: US4112372A; JPS53108310A; IT7847557A0; IT1155759B; FR2377124A1

Description

Texas Instruments incorporated

13500 North Central Expressway
Dallas. Texas, V.St.A.

Mit gedehntem Frequenzspektrum arbeitendes Nachrichtenübertragungssystem

Die Erfindung bezieht sich auf Nachrichtenübertragungssysteme, die mit elektromagnetischen Wellen arbeiten und insbesondere auf solche Nachrichtenübertragungssysterne, bei denen ein gedehntes Frequenzspektrum angewendet wird.

Schw/Ba

In bisher eingesetzten Nachrichtenübertragungssystemen mit gedehntem Frequenzspektrum wurde ein Sender dazu benutzt, ein codiertes Sender-Kennungssignal zu einem Empfänger auszusenden, der die Fähigkeit hat, ankommende Signale nach der Sender-Kennungscodegruppe abzusuchen. Bei diesen Systemen wurde ein serieller Suchvorgang zur Erfassung der C/A-Codegruppe (Codegruppe für Freigabe und Erfassung) angewendet, die den bestimmten empfangenen Senderimpuls identifiziert. Bei diesem seriellen Such-

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verfahren werden die potentiellen Phasenzellen der Codegruppe in serieller Weise eine nach der anderen abgesucht, damit die Phasenlage der C/A-Codegruppe im ankommenden Signal bestimmt wurde. Das Problem solcher bekannter Systeme ist die für die Codegruppenerfassung erforderliche Zeitdauer. Dieses Problem existiert in vorhandenen Empfänger-Unter systemen, da der gesamte Empfänger mit der Untersuchung einer Phasenzelle befaßt ist. Dies bedeutet, daß im Verlauf der Untersuchung einer Phasenzelle nichts über die anderen Phasenzellen der Codegruppe in Erfahrung gebracht werden kann, wobei diese verbleibenden Codegruppenzellen die gesuchte Codegruppenphase enthalten könnten. Die zur Zurückweisung einer falschen Decodierungsphase unter Anwendung des seriellen Suchvorgangs > aufgewendete durchschnittliche Zeitdauer kann für manche Anwendungsfälle typischerweise etwa 7 Millisekunden betragen, was eine Suchgeschwindigkeit von etwa 14O Phasenzellen pro Sekunde ergibt. Diese Geschwindigkeit ist für viele moderne Anwendungsfälle zu langsam. Beispielsweise werden in einem ßrdumfassenden Navigationssystem 1023 Phasenzellen angewendet, und die Erfassung soll in fünf Millisekunden erzielt werden. Bei der oben angegebenen seriellen Suchgeschwindigkeit wären zur Untersuchung der aus 1023 Bits bestehenden Codegruppe etwa 7 Sekunden notwendig.

Mit Hilfe der Erfindung soll daher ein verbessertes, mit gedehntem Frequenzspektrum arbeitendes Nachrichtenübertragungssystem geschaffen werden. Bei diesem System soll zur Erzielung der Erfassung der C/A-Codegruppenphas· ein Parallel-Verfahren ("Pipeline-Verfahren") angewendet werden. Bei diesem Nachrichtenübertragungssystem

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soll ein Filter mit frequenzabhängiger Laufzeit in der Betriebsart als Laufzeitfilter und in der Betriebsart als Rekursivfilter zur Erzielung der Erfassung der C/A-Codegruppenphase benutzt werden. Der mit Hilfe der Erfindung zu schaffende Empfänger soll mit einem Detektor für die C/A-Codegruppenphase zur Sendererfassung und zur Demodulierung von Daten aus dem Senderträger ausgestattet werden, damit als Navigationshilfe Informationen zur Messung der pseudoentfernung und der Pseudoentfernungs-Änderungsgeschwlndigkeit geliefert werden. Ferner soll ein Empfänger für die C/A-Codegruppe geschaffen werden, der eine hohe Erfassungsgeschwindigkeit für die C/A-Codegruppenphase bei wirtschaftlicher und einfacher Herstellung aufweist.

Das erfindungsgemäße Nachrichtenübertragungssystem enthält einen Funksender und einen Funkempfänger. Der Sender enthält eine Datenquelle, deren Frequenz in Bits pro Sekunde gemessen wird, sowie eine geschützte Codegruppe (P-Codegruppe) und/oder eine Freigabe/Erfassungs-Codegruppe (C/A-Codegruppe), die in Phasenzellen pro Sekunde gemessen werden. Die Codegruppen bestehen aus einer Felge von "1"- oder "O"-Zeichen, die unterAnwendung der modulo-2-Addition in einem Antivalenz-Glied addiert werden; das bedeutet, daß die Codegruppen aus einer Folge von Binärzeichen mit dem Wert "1" oder dem Wert "O" bestehen, die entsprechend der nachfolgend angegebenen Wahrheitstabelle kombiniert werden.

Wahrheitstabelle.des Antivalenz-Glieds

A
O

Daten
1

B = P-ODER 0

C/A-Code 1

gruppe

0	0

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Wenn sowohl A als auch B den Wert "O" oder "1" haben, ist C falsch, während dann, wenn A den Wert "1" und B den Wert "O" haben oder umgekehrt, C wahr ist. Die addierten Codesignale werden einem Phasenumtastmodulator zur Phasenmodulation und zur Aussendung zum Empfänger-Untersystem zugeführt. Die Schaltungsanordnung zur Erzeugung der P-Codegruppe gleicht der Anordnung zur Erzeugung der C/A-Codegruppe, so daß sie hier nicht näher beschrieben wird. Die P-Codegruppe hat eine Taktfrequenz, die ein ganzzahliges Vielfaches der C/A-Codegruppe ist; beide Codegruppen weisen eine Trägerfrequenz auf, die ein ganzzahliges Vielfaches davon ist.

Der Empfänger enthält eine Antenne zum Empfangen der kontinuierlich ausgesendeten Signale, die in mehreren ZF-Mischstufen in d_as Grundband umgesetzt werden. Die Differenzsignale werden einem Filter mit frequenzabhängiger Laufzeit vom Typ eines später noch . genauer zu beschreibenden Ladungsübertragungsbauelements zugeführt, damit eine ausgedehnte Spektralanalyse der Datenfrequenz und der C/A-Codefrequenzen durchgeführt wird. Das Filter bestimmt die Anwesenheit der ausgesendeten C/A-Codegruppe .sowie ihre Phase für die Verwendung in verschiedenen, anschliessend noch zu beschreibenden Empfängerausführungen. Die festgestellten Datencodesignale werden in einer Abtasteinheit abgetastet, in einer Integrationsschaltung integriert und dann mit einer Spannung mit dem Wert 0 in einem Komparator verglichen, der mit der Frequenz der Datencodegruppe getaktet ist. Das resultierende Signal bildet die demodulierten Daten. Die Daten werden dann in einem Mikroprozessor verarbeitet, damit

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Informationen, beispielsweise die Pseudoentfernung zum Satellitensender zur exakten Bestimmung der Position eines Fahrzeugs,erhalten werden.

Die Erfindung wird nun an Hand der Zeichnung beispielshalber er läutert. Es zeigen:

Fig.1 ein Blockschaltbild eines mit gedehntem Spektrum arbeitenden Nachrichtenübertragungssystems,

Fig.2 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform des Empfängers des Nachrichtenübertragungssystems von Fig.1,

Fig.3 ein Blockschaltbild zur Veranschaulichung der Einfügung eines Filters mit frequenzabhängiger Laufzeit in den Empfänger von Fig.1,

Fig.4 ein Blockschaltbild mit einer Ausführungsform des Filters mit frequenzabhängiger Laufzeit für den Empfänger von Fig.3,

Fig.5 ein Blockschaltbild mit einer weiteren Ausführungsform des Filters mit frequenzabhängiger Laufzeit für den Empfänger von Fig.3,

Fig.6 ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform des Empfängers von Fig.3 und

Fig.7 ein Blockschaltbild einer dritten Ausführungsform des Empfängers von Fig.3.

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In Fig.1 ist das nach der Erfindung ausgebildete, mit gedehntem Spektrum arbeitende Nachrichtenübertragungssystem 10 dargestellt; das Nachrichtenübertragungssystem 10 enthält ein Senderuntersystem 12 und ein Empfänger-Untersystem 14. Das Sender-Untersystem gleicht grundsätzlich dem System, das beispielsweise in mehreren NavigationsSatelliten mitgeführt wird, die in einem erdumspannenden Ortungssystem benutzt werden. Der Sender kann irgendein Sendertyp sein; für die hier vorliegende Beschreibung sei Jedoch ein Sender mit Direktfolge benutzt, In einem solchen Sender wird die ankommende Information, wenn sie noch nicht digitalisiert ist, in einem Analog-Digital-Umsetzer 16 mit einer gewünschten Datengeschwindigkeits-Codegruppe (D) digitalisiert. Die bevorzugte Datengeschwindigkeit beträgt beispielsweise 50 Bit pro Sekunde.

Die Datenfolge wird in einer modulo -2-Addition zu einer P-Codegruppe (geschützte Codegruppe) oder zu einer C/A-Codegruppe (Freigabe/Erfassungs-Codegruppe) oder zu beiden Codegruppen addiert. In einem erdumspannenden Navigationssystem wird die P-Codegruppe nur einmal jede Woche wiederholt und sie wird zur Feinnachführung des Sendeträgers benutzt; die C/A-Codegruppe wird kontinuierlich zur Identifizierung des Trägers benutzt. Da der Aufbau des erfindungsgemäßen Systems für die P-Codegruppe mit dem Aufbau des Systems für die C/A-Codegruppe übereinstimmt, wird der Aufbau nur unter Verwendung der C/A-Codegruppe beschrieben. Die P-Codegruppe hat eine Frequenz von beispielsweise 10,23 Millionen Phasenzellen pro

12 Sekunde und eine Länge von ungefähr 6 χ 10 Phasenzellen;

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sie ist periodisch. Die C/A-Codegruppe hat eine Frequenz von 1,023 Millionen Phasenzellen pro Sekunde und eine Länge von 1023 Phasenzellen; ihre Periodendauer beträgt 1 ms. Die C/A-Codegruppe wird in einem Schieberegister-Codegenerator 18 erzeugt, und sie wird in einem Antivalenz Glied 20 unter Anwendung der modulo-2-Addition zur Datenfolge addiert.

Zur Dehnung des Spektrums eines digitalen Signals können viele Kurvenformen benutzt werden. Für die hier vorliegende Beschreibung wird der HF-Träger mit der Datenfolge, die über die Antivalenz-Funktion mit der C/A-Codefolge verknüpft ist, durch Phasenumtastung in einem Phasenumtastsender 22 moduliert. Die Trägerfrequenz kann für dieP-Codegruppe und auch für die C/A-Codegruppe den Wert 154 f_Q (10,23 MHz) haben. Der von der Antenne 24 ausgesendete Signalverlauf hat in jedem Fall das in Fig.1 angegebene Frequenzspektrum, beidem die Bandbreite der Hauptkeule des Signals gleich dem zweifachen Wert der Codetaktfrequenz ist, während die Breite jeder Seitenkeule gleich der Codetaktfrequenz ist. Die S^gnalhüllkurve hat den Verlauf sin x/x. Genauer gesagt besteht die ausgesendeteSignalform aus einer Folge gleichlanger TrägerSignalsegmente ., die sich nur hinsichtlich derPhasenlage unterscheiden. Wenn die Phase 0° oder 180° beträgt, ist das Signal ein Signal mit Zweiphasenumtastung. In der hier vorliegenden Beschreibung wird dieser Signalverlauf angenommen. Das Phasenumtastsignal hat die Dauer T-g , und es besteht aus N_c gleichlangen phasenzellen, die irgendeine vorgeschriebene Phasenlage in Bezug auf einen Referenzträger

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haben (für eine Zwe!phasenumtastung 0°-180°). Die Phasen sind entsprechend einer Codefolge zugeordnet, jedoch definieren sie ein bestimmtes Symbol. Eine Sammlung solcher Codegruppen kann ein Symbolalphabet festlegen, wobei in diesem Fall die erfolgreiche Übertragung eines Symbols zur Aussendung serieller Informationsbits führt.Zur Datenübertragung mit der Bit-Frequenz f_b = 1/T_ß auf einem Träger f_Q wird das Signal oder dessen Komplement mit folgendem Verlauf benutzt

V+ (t) = 2 cos[2tt f_Qt + O₁ (t)]

wobei gilt: Ci₁Ct) = + π/2 für jede phasenzelle, abhängig von der angewendeten Codefolge. Die Bandbreite wird von der Dauer des Verhältnisses Tg/N_c der Phasenzelle, und nicht von der Symboldauer bestimmt. Die Bandbreite ist also um den Faktor N_

vergrößert worden, was zu einem Signal mit gedehntem Spektrum führt. Die C/A-Codegruppe, die vom Sägezahngenerator 18 erzeugt wird, besteht aus einer Folge von ^M+1^l!-und "-1 "-Impulsen, die unter Anwendung der modulo-2-Addition im Antivalenz-Glied 20 addiert werden; das bedeutet, daß C dann wahr ist, wenn A wahr und B falsch ist oder wenn A falsch und B wahr ist. Der Zweck dieses CodierungsVerfahrens wird im Laufe der folgenden Beschreibung noch erkennbar.

Das ausgesendete HF-Signal des Sender-Untersystems 12 wird vom Empfänger-Untersystem 14 empfangen. Da ein Ausführungsbeispiel einen Sender mit Direktfolge enthält, wird auch ein DLrektfolgeenp fänger 14 benutzt. Der Direktfolgeempfänger arbeitet dadurch, daß er das HF-Signal mit gedehntem Spektrum an der Antenne 26 empfängt. Die Signale werden in einer oder in mehreren Filterverstärkerstufen 28 gefiltert und verstärkt und in der Multipliziereinheit 30 mit einer Nachbildung der

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omon-iAL inspected

betrachteten P-oder C/A-Codegruppe multipliziert, die von einer Schieberegister-Codegeneratoreinheit 32 erzeugt wird. Da die nachgebildete Codegruppe Signalwerte "+1" und"-1" enthält, die den ausgesendeten C/A-Codegruppen entsprechen, ist das Ergebnis ein Zusammendrängen des Breitbandsignals auf eine Bandbreite, die im wesentlichen der Bandbreite der Daten allein entspricht. Dieses Zusammen drängen der Signalbandbreite führt zu einer Dämpfung von Störsignalen, die in der Datenbandbreite erscheinen. Die resultierenden Datensignale werden in einem Integrator 34 integriert, und die integrierten Signale werden in einem getakteten Komparator 36 mit einer Spannung mit dem Wert V zur Bestimmung ihrer Polarität verglichen. Die Polarität legt fest, ob die integrierten Signale Signale mit dem Wert "1" oder Signale mit dem Wert "0" sind. Auf Grund des Taktens des !Comparators mit der Folgefrequenz der Datencodegruppe von 50 Hz ist das Empfängerausgangssignal eine digitalisierte Nachbildung der Datenfolge für die Verarbeitung in einem Mikroprozessor zur Erzielung einer Information wie der Satellitenpositionen.

Das in Fig.1 dargestellte System arbeitet nur genau, wenn die ankommenden Signale hinsichtlich der Frequenzdrift korrigiert werden und wenn die im Codegenerator des Empfängers erzeugte C/A-Codegruppe die gleiche Phasenlage wie die im Codegenerator des Senders erzeugte Codegruppe hat. Eine Ausführungsform der Erfindung zur Einstellung der empfangenen Signale hinsichtlich einer Frequenzverschiebung ist in Fig.2 dargestellt. Eine Ausführungsform der Erfindung zur Erzielung der gewünschten Phasenbeziehung der P-oder C/Α-Codegruppe ist in Fig.3 dargestellt. In den Figuren 2 und 3 sind

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wie in allen anderenFiguren zur Bezeichnung gleicher Teile die gleichen Bezugsζeichen verwendet.

Die in Fig.2 dargestellte Ausführungsform enthält eine Antenne 26 für den Empfang des modulierten HF-Signals, das vom Sender 12 ausgesendet wurde. Das empfangene HP-Signal wird in einer ersten HF-Stufe aus einem Filterverstärker 28 und einem Mischer 38 auf das Grundband reduziert, wobei als Überlagerungsoszillator des Mischers ein geeigneter Frequenzausgang eines mit Frequenzsynthese arbeitenden Frequenzgenerators A-O dient. Falls es notwendig ist, können zur Reduzierung des modulierten HF-Signals auf das Grundband eine oder mehrere solcher Stufen benutzt werden.Das Grundbandsignal wird dadurch auf die Datencodefrequenz reduziert, daß das Grundbandsignal aus den Daten und der damit nach der Antivalenz-Funktion verknüpften C/A-Codegruppe mit einer Nachbildung der C/A-Codegruppe multipliziert wird, die die P- und C/A-Codegeneratoreinheit 32 erzeugt. Das Ausgangssignal wird vom Filterverstärker 28 einer Bandfilterung unterzogen und den Kanälen 44 und 46 zugeführt. Der Kanal 44 enthält eine Multipliziereinheit 48, die das Datensignal mit einer Frequenz einer Phasenlage (0°) aus dem Frequenzgenerator 40 multipliziert. Das Ausgangssignal der Multipliziereinheit 48 wird durch ein Tiefpaßfilter 50 übertragen, und dac gefilterte Ausgangssignal wird als ein Eingangssignal einem Phasendetektor 52 zugeführt. Der Kanal 46 enthält einen Mischer 54 zum Mischen der Daten mit dem Frequenzsignal,das dem Mischer 54 über einen Phasenschieber 56 um 90° phasenverschoben zugeführt wird. Das um 90 phasenverschobene Ausgangssignal des Mischers 54 wird durch ein Tiefpaßfilter 58 übertragen und einer Integrier-

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iind Abspeicherschaltung 34 sowie dem Phasendetektor 52 als zweites Eingangssignal zugeführt. Das Differenzausgangssignal des Phasendetektors ist ein Maß für eine Frequenz- und/oder Phasendrift. Das Ausgangssignal des Phasendetektors 52 wird einem Tiefpaßfilter 60 zugeführt, 3,n dem es gefiltert wird; anschliessend wird es an den Frequenzgenerator 40 angelegt. Die Steuerspannung am Frequenzgenerator ändert die Frequenzen in einer solchen Richtung, daß die Phasendifferenz zwischen dem Eingangssignal und den Ausgangsfrequenzen des Frequenzgenerators reduziert wird. Die Integrations- und Abspeicherschaltung 34 summiert das Ausgangssignal des Kanals 46 für eine vorbestimmte Zeitperiode, die von der Datenfrequenz (1/50 = 20 ms)bestimmt wird, und das Integratorausgangssignal wird im getakteten Komparator 36, der zur Reproduzierung der ausgesendeten Datenfolge mit einer Frequenz von 50 Hz getaktet wird, mit einer Spannung mit dem Wert 0 Volt verglichen.

Der Empfänger von Fig.13 enthält ein Filter 62 mit frequenzabhängiger Laufzeit zur Erzielung der gewünschten Phaflenbeziehung der C/A-Codegruppe. Das Filter 62 ist beispielsweise ein Ladungsübertragungsbauelement wie ein Eimerkettenbauelement (BBD) oder ein Ladungskopplungsbauelement (CCD), das zur Bildung eines Transversalfilters bewertet ist. Der Aufbau geeigneter Ladungsübertragungsbaueleraente wie eines Eimerketten- oder eines Ladungskopplungs-Transversalfilters ist in der USA_Patentschrift 3 935 439 beschrieben. Für die hier yorliegende Beschreibung sei ein bewertetes Ladungskopplungsbauelement (CCD) benutzt.

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Wegen genauerer Einzelheiten des Aufbaus eines bewerteten Eimerkettenbauelements oder Ladungskopplungsbauelements (Transversalfilter) sei auf die oben erwähnte Patentschrift verwiesen. Die nachfolgende Beschreibung reicht im Rahmen der Erfindung für den Fachmann aus. Die Länge des Ladungskopplungsbauelements hängt teilweise von der Länge der c/A-Codegruppe ab. Für eine C/A-Codegruppe mit einer Periodendauer von 1ms und mit 1023 Phasenzellen beträgt die Suchfolgefrequenz 1,023 χ 10 Phasenzellen pro Sekunde. Wenn also das von dem Ladungskopplungsbauelement gebildete Filter geladen ist, wird jede neue Phasenzelle mit der Taktfolgefrequenz von 1,023 MHz abgesucht. Dies gleicht einem sogenannten "Pipeline"-Digitalrechner. Wie in Fig.3 dargestellt ist, wird eine dem Filter 62 zugeführte codierte Folge von Phasenzellen gefiltert und in korrelierter Form am Ausgang des Filters wiedergegeben. Wenn die Codekoeffizienten des Filters die gleiche Phasenlage wie die ankommende C/A-Codegruppe haben, dann wird diese Tatsache vom Ausgangssignal zum Ausdruck gebracht, und die Amplitude des Filterausgangssignals wird vergrößert. Dies erfolgt einmal in jeder Millisekunde, in deren Verlauf 1023 Phasenzellen abgesucht worden sind. Die Spitzen des in Fig.3 dargestellten Filterausgangssignals zeigen die hervorgehobenen Signale an, wenn die Codegruppen phasengleich sind. Die Filterausgangssignale werden in der Abtasteinheit 64 in Intervallen von einer Millisekunde abgetastet und für die Dauer von 20 Millisekunden in der Integriereinheit 34-integriert. Die integrierten Abtastwerte werden im getakteten Komparator 36 mit einer Spannung mit dem

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¥ert O Volt verglichen, damit ihre Polarität zur Reproduzierung der mit der Datenfolgefrequenz ausgesendeten Codegruppe bestimmt wird.

Die beschriebene Ausführungsform eignet sich nur für den Fall, daß im wesentlichen kein Rauschen vorhanden ist. Wo ein Rauschen vorhanden ist, hat sich gezeigt, daß die Rauschamplitude im wesentlichen gleich der Amplitude des Resonanzsignals ist, das die Phasengleichheit der C/A-Codegruppe aus dem Filter anzeigt. Zur Feststellung dieees Signals aus dem Filter ist es daher notwendig, seine Amplitude über den Rauschpegel zu vergrößern. In den Figuren 4 und sind CCD-Filterstrukturen mit frequenzabhängiger Laufzeit zur Verbesserung des Resonanzsignals der C/A-Codegruppe dargestellt. Nach Fig.4 weist das von einem Ladungskopplungsbauelement gebildete Transversalfilter 62 eine größere Filterlänge auf, damit es mehr als eine Periode (1 ms) der C/A-Codegruppe aufnehmen kann. Bei Anwendung dieser Ausführungsform hat sich gezeigt, daß 5 Perioden (5 ms) der C/A-Codegruppenfolge angemessen ist. Die Amplitude der Resonanzspitze wird mit jeder Periode vergrößert, bis sie über das Rauschen angehoben ist,dessen Amplitude mit jeder Periode abnimmt,da es sich vorwiegend um weißes Rauschen handelt. Folglich erhält das Filter mit frequenzabhängiger Laufzeit eine Länge, die gleich der Folgefrequenz der Phasenzellen multipliziert mit der Integrationszeit ist. Im angewendeten Beispiel beträgt die Länge 1,023 MHz χ 5 ms oder 5115 Stufen. Da diese Anzahl von Stufendie nach dem Stand der Technik für Ladungskopplungsbauelemente verfügbaren Möglichkeiten übersteigt, muß entweder die Länge der Codegruppe oder die

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Anzahl der Perioden herabgesetzt werden, oder es muß die Ausführungsform nach Pig.5 angewendet werden.

In Fig.5 ist eine zweite Axtführungsform des Filters 62 mit frequenzabhängiger Laufzeit dargestellt, bei dem das Ladungskopplungsbauelement zwei Funktionen ausführt. Die erste Funktion ist die Funktion eines Transversalfilters (Laufzeitfilter), und die zweite Funktion ist die Funktion eines Rekursivfilters. Damit das Ladungskopplungsbauelement als Rekursivfilter wirkt, müssen die Stufen des Ladungskopplungsbauelements eine Laufzeit ergeben, die gleich der C/A-Codeperiode ist, und es ist eine Rückkopplungsschaltung (Rekursivschleife) 64 vorgesehen. Die Rückkopplungsschaltung 64 enthält einen Verstärker 66, der mit einem Ende an den Verzögerungsausgang des Ladungskopplungsbauelements und mit dem anderen Ende an einem Summierverstärker 82 angeschlossen ist. Der Verstärkungsfaktor K des Verstärkers 66 dient der Einstellung der Anzahl der zur Signalfeststellung erforderlichen Rückkopplungsvorgänge. Der Ausgang des Verstärkers 66 in der Rückkopplungsschaltung 64 ist mit dem Summierverstärker 82 verbunden, damit die Rückkopplungssignale phasengleich zu den empfangenen C/A-CodeSignalen addiert werden, die im Filter 62 bewertet werden. Nach einigen Zyklen ist die Spannung des Filters auf einen feststellbaren Spannungswert über dem Wert der Rauschamplitude angehoben.

Die sich aus der Übertragungszeit ergebende Phasenverschiebung und der Dopplereffekt, der bei einem von einem sich bewegenden Fahrzeug getragenen Sender eintritt, sind bei den oben beschriebenen Systemen mit ihren Filtern mit frequenzabhängiger Laufzeit nicht berücksichtigt.

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In Fig.6 ist das Empfänger- Untersystem mit der zweiten Filterausführungsform (Fig.5) zur Identifizierung der C/A-Codegruppe und zur Feststellung ihrer Phasenlage dargestellt, wobei die phasendetektorschaltung (Fig.2) zur Erzielung einer Frequenzverschiebungsregelung eingefügt ist. In dem Untersystem von Fig.6 werden die von der Antenne 26 empfangenen Signale in einer ZF-Stufe aus einem Filterverstärker- urn einer mit einer Eingangsklemme daran angeschlossenen Mischeinheit 68 zu niedrigeren Frequenzwerten umgesetzt. Ein mit Frequenzsynthese arbeitender Frequenzgenerator 40 führt dem anderen Eingang der Mischeinheit 68 eine Frequenz f>, zu. Das Differenzsignal der Mischeinheit 68 wird einem Filterverstärker 70 zugeführt. Das Ausgangssignal des Filterverstärkers 70 ist ein erstes ZF-Signal; es enthält die Datenfrequenz-Codegruppe und die C/A-Codegruppe.Das ZF-Signal aus dem Filterverstärker 70 wird den Eingangsklemmen der Mischeinheiten 72, 74 und 76 zugeführt. Dem anderen Eingang der Mischeinheit 72 wird die Frequenz f₂ des Frequenzgenerators 40 zugeführt; ihr Ausgang ist mit einem Tiefpaßfilter 78 verbunden, damit Rauschsignale und die Frequenz fp entfernt werden. Der Ausgang des Tiefpaßfilters 78 ist mit einer Abtasteinheit 80 verbunden, und die abgetasteten Signale werden der Addiereinheit 82 des Filters 62 zugeführt. Die Abtasteinheit 80 ist mit dem Frequenzgenerator 40 verbunden, damit die 1023 Stufen des Filters 62 mit der Folgefrequenz von 1,023 MHz getaktet werden. Das Filter 62 mit Trequenzabhängiger Laufzeit ist ein bewertetes Transversalfilter, das eine Rückkopplungsschleife 64 aufweist,. Das Filter enthält

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mehrere Stufen, die hinsichtlich ihrer Anzahl und ihres Werts der empfangenen C/A-Codegruppe entsprechen. Beispielsweise hat das Filter 1023 Stufen, die mit den Signalen aus der Addiereinheit 82 gefüllt werden. Die Werte der Filterausgangssignale werden in der Addiereinheit 84 addiert, und die Summe wird in der Quadriereinheit 86 quadrier^.

Dem anderen Eingang der Mischeinheit 74 wird über einen 9O°-Phasenschieber 56 die Frequenz f₂ des Frequenzgenerators 40 unter Erzielung einer Phasenverschiebung um 90° zugeführt. Das Ausgangssignal der Mischeinheit 74 wird im Tiefpaßfilter 88 gefiltert, und das gefilterte Signal wird in der Abtasteinheit 90 abgetastet. Die Abtasteinheit 90 ist ebenfalls mit dem Frequenzgenerator 40 verbunden, damit das Abtasten mit der Frequenz von 1,023 MHz erfolgt. Die abgetasteten Signale werden in der Addiereinheit 92 addiert und einem Filter 62' mit frequenzabhängiger Laufzeit zugeführt. Das Filter 62^f entspricht dem Filter62, so daß es hier nicht erneut beschrieben wird. Das summierte Filterausgangssignal wird in der Quadriereinheit 86' quadriert. Die quadrierten Werte aus den Quadriereinheiten 86 und 86» werden in der Addiereinheit 94 addiert, undin der Baueinheit 96 wird die Quadratwurzel gebildet. Die Quadriereinheiten und 86', die Addiereinheit 94» und die Baueinheit 96 zur Bildung der Quadratwurzel sind vom Schaltungsbauelement des Typs AD532M der Firma Analog Devices Corporation gebildet. Das Ausgangssignal der Baueinheit 96 wird im Komparator 98 mit einem Schwellenspannungswert verglichen. Die Schwellenspannung wird auf einen vorgewählten

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Wert eingestellt, der über dem Wert des erwarteten Rauschens liegt. Wenn die Stufen der Filter 62 und 62» gefüllt sind, wird jeder zusätzliche Abtastwert mit einem entsprechenden verstärkten Abtastwert aus den Filtern 62 und62· summiert. He entsprechenden verstärkten Signale sind- die Signale, die die Filter erregen und die Rückkopplungsschleifen 64 und 64¹ durchlaufen, in denen sie von den Verstärkern 66 und 66* verstärkt werden, bevor sie zu den in der nächsten Periode ankommenden Signalen addiert werden. Wenra die ankommende C/A-Codegruppe die gleiche Phasenlage wie die entsprechende C/A-Codegruppe aus dem Filter hat, dann werden die Ausgangssignalamplituden angehoben. Die Rückkopplungsschleife von Fig.6 hat abhängig von der Rekursivfilterverstärkung K einen wesentlich größeren Rauschabstand SNR als das periodische CCD-Transversalfilter von Fig.4. Die Rückkopplungsschleifen 64 und 64· wirken als Tiefpaßfilter. Der Rauschabstand des Ausgangssignals ist umso besser, je näher der Verstärkungsfaktor dem Wert 1liegt und je niedriger die Eckfrequenz i£, wenn die Überlagerungsoszillatorfrequenz auf die Signalfrequenz innerhalb der Bandbreite des Filters mit frequenzabhängiger Laufzeit abgestimmt ist. Bis zur Abstimmung wird die Signalgröße' der Korrelationshüllkurve entsprechend der nachfolgenden Gleichung gedämpft:

Faktor = sin (>rf_dT._nt)/ «f_dT_int ;

dabei sind f_d = Dopplerfrequenzfehler zwischen dem Überlagerungsoszillator und der ankommenden Signalfrequenz;

= gesamte Integrationszeit des Transversalfilters und des Rekursivfliters £* ¹/^2tTf3dB mit

^f3dB = 3dB-Eckfrequenz des als Tiefpaßfilter wir-

jiyiilters.

tea

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Venn sich der Verstärkungsfaktor K weiter an den Einheitswert annähert, wird der Rauschabstand besser, wenn die Signalfrequenz innerhalb der kleiner werdenden Bandbreite bleibt, und die Bandbreite des als Tiefpaß wirkenden Rekursivfliters schrumpft. Demnach nimmt die Anzahl der Dopplerzellen, die abgesucht werden muß, für eine gegebene Frequenzunsicherheit proportional zu. Wenn der Verstärkungsfaktor des Rekursivfilters auf einen Wert eingestellt ist, der einen Rauschabstand von +10 dB (für ein Verhältnis von Träger zu Rauschen von +28dB Hz) ergibt, beträgt die effektive Integrationszeit (T.) etwa 16 ms, was sich folgendermaßen ausdrücken läßt:

Rauschabstand SNR = CT₁/^ = 28 dB + 10 1Og₁ _Q T_± = + 10 dB

10 1Og₁₀T₁ = 10 - 28 = - 18dB - sek;

Dies ist gleich - 18 dB sek, was eine Integrationszeit T₁ von etwa 16 Millisekunden ergibt.

Demgemäß muß das Rekursivfilter eine Integration über 16 Impulse (16 ms) durchführen, was mit einem RekursivverStärkungsfaktor K von etwa 0,94 möglich ist. Mit der Integration von 16 Impulsen erhält die 3 dB-Bandbreite der als Tiefpaßfilter wirkenden Rekursivfilter einseitig etwa 10 Hz; die abgesuchte Dopplerzelle beträgt daher nur + 10 Hz = 20 Hz. Bei der Tiefpaßfilterbandbreite von 10 Hz benötigt das Einschwingen des Filters etwa 100 bis 200 ms bis es verschwunden ist. An dieser Stelle ist eine weitere Millisekunde zur Untersuchung aller 1023 Phasenzellen der C/A-Codegruppe erforderlich . Im ungünstig sten Fall beträgt die Absuchfrequenz etwa 5090 Phasenzellen pro Sekunde, was sich folgendermaßen ausdrücken läßt:

Absuchfrequenz= 1023 Phasenzellen/201 ms

<s 5090 Phasenzellen pro Sekunde.

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ORiGf.MAL ^SrECTED

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Auf diese Weise wird die Amplitude des Resonanzsignals über die Schwellenspannung des Komparators 98 angehoben, und die resultierenden Signale werden als Synchronisierungssignale für die C/A-Codegruppe an den Codegenerator 32 angelegt.

Der C/A-Codegenerator benützt ein Frequenzsignal (F,) aus dem Frequenzgenerator 40 dazu, der Mischeinheit 76 ein synchronisiertes C/A-Codesignal zuzuführen, das eine Kopie des ankommenden C/A-Codesignals ist. Das Ausgangssignal der Mischeinheit 76, das aus dem Datensignal und aus Rauschen besteht, wird durch einen Filterverstärker den Mischeinheiten 54 und 48 zugeführt, in denen es dem Signal mit der Frequenz f~ aus dem Frequenzgenerator überlagert wird, das der Mischeinheit 48 phasengleich und der Mischeinheit 54 über den Phasenschieber 56 um 90° phasenverschoben zugeführt wird. Die Ausgangssignale der Mischeinheiten 48 und 54 sind Signale im Grundband, die die in Wechsel schrift geschriebenen Daten repräsentieren; sie werden über Tiefpaßfilter 50 und 58 dem Phasendetektor 52 zugeführt. Das Ausgangs signal des Tiefpaßfilters 58 wird auch der Integrations- und Abspeicherschaltung 34 zugeführt. Das Signal aus dem Phasendetektor, der einen Teil einer Costas-Schleife bildet, wird durch das Schleifenfilter übertragen, damit ein Signal mit gewünschten Parametern an den Frequenzgenerator 40 zu dessen Einstellung auf irgendwelche Frequenz- und/oder Phasenverschiebungen des ankommenden Signals angelegt wird. Der mit Frequenzsynthese arbeitende Frequenzgenerator wirkt als spannungsgesteuerter Oszillator.

Die Integrations- und Abspeieherschaltung 34 integriert schließlich das Datenfrequenz-Codeausgangssignal des Tiefpaßfilters 58 in einem vorgewählten Zeitintervall, das bei einer Datenfrequenz von 50 Bit pro Sekunde 20 Millisekunden

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"beträgt, und sie gibt das Ausgangs signal zur erneuten Abtastung an den getakteten Komparator 36 ab. Der getaktete Komparator wird mit der Frequenz von 50 Hz getaktet, und jedes Signal wird mit einer Spannung mit dem Wert 0 Volt verglichen, damit die Polarität des verglichenen Signals für die Entscheidung, ob es sich um ein Datenbit mit dem Wert "0" oder "1" handelt, bestimmt wird und damit die ausgesendete Datenbitfolge wieder hergestellt wird.

In Fig. 7 ist eine weitere Ausführungsform des Empfängers von Fig.6 dargestellt, bei der der Ausgang von der Verbindungsstelle zwischen dem Tiefpaßfilter 58 und dem Phasendetektor 52 zum Ausgang des Filters 62· mit frequenzabhängiger Laufzeit verlegt ist. Diese Verlegung des Ausgangs wird folgendermaßen durchgeführt: Das Ausgangssignal des Filters 62· wird einem Eingang einer Torschaltung 102 zugeführt. Die Torschaltung wird mit der C/A- Codefrequenz von 1 ms getaktet, indem ihr das 1,023 MHz-Signal aus dem Frequenzgenerator 40 über eine Teilerschaltung 104 mit dem Teilerfaktor 1023 zugeführt wird. Das Ausgangs signal wird von der Integrations- und Abspeicherschaltung 34 in ZeitIntervallen von 20 ms integriert und abgespeichert, die mit der Datenfrequenz von 50 Hz der C/A-Codegruppe getaktet wird. Das Abspeichersignal wird dadurch erhalten, daß einer Abtastspeicherschaltung 106 die 1 kHz-Ausgangssignale der Torschaltung 102 zugeführt werden, von denen eines aus 20 Ausgangssignalen den Datenbitsynchronisierungs- oder Datenbitabspeicherimpuls repräsentiert. Die Abtastspeicherschaltung 106 wird vom 1 kHz-Aus gangs signal der Teiler schaltung mit dem Teilerfaktor 1023 gesteuert, und das Ausgangs signal der Abtastspeicherschaltung wird in jeder Millisekunde in einem Analog-Digital-Umsetzer 108 digitalisiert. Das digitalisierte Ausgangssignal wird einem Mikroprozessor 110 zugeführt, der so programmiert ist, daß der Datenbitsynchronisierungsimpuls und seine Lage (Phase) bezüglich

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der ersten Zählung festgestellt werden und daß ein Phasenkorrektur signal an den Steuereingang der Teilerschaltung mit dem Teilungsfaktor 20 zugeführt wird. Die Teilerschaltung 112 ist auch mit dem 1 kHz-Ausgang der Teilers chaltung 104 verbunden. Das phasenmässig korrigierte Ausgangssignal der Teilerschaltung 112 wird der Integrationsund Abspeicherschaltung 34 als das Abspeiehersignal zugeführt. Die Ausgangssignale der Integrations- und Abspeicherschaltung 34 werden dem Komparator 36 zugeführt, in dem sie mit einer Spannung mit dem Wert 0 Volt verglichen werden, damit ihre Polarität zur Durchführung der Entscheidung, ob es sich um ein Datenbit mit dem Wert ¹¹O" oder mit dem Wert "1" handelt bestimmt wird und damit die Datenbitfolge wieder hergestellt wird.

Für den Fachmann ist erkennbar, daß der Aufbau der in den beschriebenen Ausführungsbeispielen verwendeten Baueinheiten bekannt ist, so daß sie hier im einzelnen nicht näher beschrieben worden sind. Die Erfindung ist hier im Zusammenhang mit verschiedenen Ausführungsbeispielen beschrieben worden, doch kann der Fachmann erkennen, daß im Rahmen der Erfindung auch Abwandlungen und Änderungen dieser Ausführungsbeispiele möglich sind.

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Leerse ite

Claims

Patentanwalt ' 280 0398

Dipl.-Ing. Dipl.-Chem. Dipl.-Ing.

E. Prinz - Dr. G. Hauser - G. Leiser

Ernsbergerstrasse 19

8 München 60

Unser Zeichen: T 3053 10.Januar 1978

TEXAS INSTRUMENTS INCORPORATED
13500 North Central Expressway
Dallas,Texas, V.St.A.

Patentansprüche

1, Nachrichtenübertragungssystem mit gedehntem Frequenzspektrum, gekennzeichnet durch

(a) einen mit gedehntem Frequenzspektrum arbeitenden HF-Sender zum Aussenden von Codesignalen mit gedehntem FrequenzSpektrum, die eine erste Codegruppe (Datencodegruppe) enthalten, die unter Anwendung einer modulo-2-Addition zu einer zweiten Codegruppe addiert ist, und

(b) einen mit gedehntem Frequenzspektrum arbeitenden HF-Empfänger mit einer HF-Signalempfangsanordnung zum Empfangen der ausgesendeten Codesignale mit gedehntem Frequenzspektrum, einer an die HF-Signalempfangsanordnung angeschlossenenMischeranordnung zum Umsetzen der ausgesendeten Codesignale in das Grundband, einem von einem Ladungsübertragungsbauelement gebildeten Filter mit frequenzabhängiger Laufzeit,des zur Feststellung der Anwesenheit der zweiten Codegruppe an die Mischeranordnung

Schw/Ba

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angeschlossen ist, und einer an das Filter angeschlossenen Signalverarbeitungsanordnung zur Wiederherstellung der ersten Codegruppe.
2. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter ein Ladungskopplungsbauelement ist.
3. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter ein Eimerkettenbauelement ist.
4. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter ein Ladungskopplungsbauelement enthält, das eine vorgewählte Anzahl von Abschnitten aus bewerteten Stufen aufweist, wobei jeder Abschnitt mehrere bewertete Stufen enthält, die jeweils einer Periode der zweiten Codegruppe entsprechen.
5. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter eine Eingangsaddiereinheit, mehrere bewertete Stufen eines Ladungskopplungsbauelements, eine Ausgangaaddiereinheit, einen Verzögerungsleitungsausgang und eine Rückkopplungsschleife aufweist, daß die Eingangsaddiereinheit eine erste Eingangsklemme, eine zweite Eingangsklemme und eine Ausgangsklemme aufweist, daß die erste Eingangsklemme an die Signalempfangsanordnung angeschlossen ist, daß die zweite Eingangsklemme an den Ausgang der Rück» kopplungsschleife angeschlossen ist, daß die Ausgangsklemme seriell an die mehreren bewerteten Stufen angeschlossen ist, daß die mehreren bewerteten Stufen hinsichtlich ihrer Anzahl der Periode der zweiten Codegruppe entsprechen, daß die

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mehreren bewerteten Stufen die Signalerfassung und die Verzögerumgsperiode bestimmen, wobei die Verzögerungsperiode gleich wenigstens einer Periode der zweiten Codegruppe ist, daß die Ausgangsaddiereinheit die Ausgangssignale der bewerteten Stufen addiert und daß. die Rückkopplungsschleife an den Verzögenngsleitungsausgang angeschlossen ist, damit die empfangenen codierten Signale zur Anhebung der phasengleichen Amplitude der Ausgangssignale der bewerteten Stufen des Ladungsübertragungsbauelements zur Eingangsaddiereinheit zurückgekoppelt werden.
6. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsschleife des Filters einen Verstärker enthält, dessen Verstärkungsfaktor kleiner als 1 ist.
7. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Stufen des Ladungsübertragungsbauelements in selektiver Weise zur Identifizierung eines vorgewählten zweiten Codesignals zur Trägeridentifizierung bewertet sind.
8. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,.daß der Empfänger _ei_n Antivalenzglied zur Durchführung der modulo-2-Addition der ersten Codegruppe und der zweiten Codegruppe enthält.
9. Nachrichtenübertragungssystem nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger einen Phasenumtastmodulator zum Modulieren einer Trägerfrequenz mit den gemäß der modulo-2-Addition addierten ersten und zweiten Codegruppen enthält.

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10. HF-Empfänger für Signale mit gedehntem Frequenzspektrum gekennzeichnet durch

(a) eine HF-Empfangsanordnung zum Empfangen eines HF-Signals, das mit einer ersten Codegruppe und mit einer zweiten Codegruppe moduliert ist,

(b) eine an die HF-Empfangsanordnung angeschlossene erste Mischanordnung zum Umsetzen des empfangenen HF-Signals in das Grundband,

(c) eine Codeerfassungs- und Synchronisierungsechaltung, die an die erste Mischanordnung angeschlossen ist und ein von einem Ladungsübertragungsbauelement gebildetes Filter mit frequenzabhängiger Laufzeit zur Bestimmung der Anwesenheit einer vorgewählten zweiten Codegruppe im empfangenen HF-Signal und zur Erzeugung eines Synchronisierungsimpulses enthält,

(d) eine FrequenzgeneratoranOrdnung, die abhängig von dem Synchronisierungsimpuls aus der Codeerfassungs- und Synchronlsierungsschaltung eine Nachbildung der vorgewählten zweiten Codegruppe erzeugt,

(e) eine an die Frequenzgeneratoranordnung und die erste Mischanordnung angeschlossene zweite Mischanordnung zum Umsetzen des Grundbandsignals in das erste Codesignal,

(f) eine an die zweite Mischanordnung angeschlossene Frequenzdrift-Kompensatimsschaltung zur Erzeugung eines an die Frequenzgeneratoranordnung zur Frequenz-und/oder Phasen-

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regeliang angelegten Phasendifferenzsignals und

(g) eine an den Empfänger angeschlossene Einrichtung zum Umsetzen des ersten Codesignals in eine binäre Codegruppe .

ο HF-Empfänger nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Umsetzen des ersten Codesignals in eine binäre Codegruppe an die Frequenz-und/oder Phasendrift-Kompensationsschaltung angeschlossen ist.

12. HF-Empfänger nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Umsetzen des ersten Codesignals in eine binäre Codegruppe mit dem Ausgang eines von einem Ladungsübertragungsbauelements gebildeten Filters mit frequenzabhängiger Laufzeit der Codeerfassungs- und Synchroni...ierungsschaltung verbunden ist.

13· 1IF-Empfanger nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter ein von einem Ladungskopplungsbauelement gebildetes Filter mit frequenzabhängiger Laufzeit ist.

14. HF-Empfänger nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter ein von einem Eimerkettenbauelement gebildetes Filter mit frequenzabhängiger Laufzeit ist.

15. HF-Empfänger nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter ein von einem Ladungskopplungsbauelement gebildetes Filter mit frequenzabhängiger Laufzeit ist und eine vorgewählte Anzahl von Abschnitten aus Stufen enthält, wobei jeder Abschnitt mehrere Stufen aufweist, deren Anzahl der Anzahl der Grundelemente (Phasenzellen)in der zweiten Codegruppe entspricht.

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16. HP-Empfänger nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter ein Ladungskopplungsbauelement ist, das mehrere Stufen enthält, deren Anzahl der Anzahl der Grundeinheiten (Phasenzellen) der zweiten Codegruppe entspricht, wobei es eine Verzögerungszeit aufweist, die gleich der Periode der zweiten Codegruppe ist, und daß das Filter außerdem eine Rekursivfilterschleife enthält, die verstärkte Signale zu entsprechenden Eingangssignalen zur Verstärkung tfes Filterausgangssignals zurückkoppelt.

17. HF-Empfänger nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Codeerfassungs- und Synchronisierungsschaltung einen ersten Schaltungsabschnitt und einen dazu parallel geschalteten zweiten Schaltungsabschnitt enthält, daß die Schaltungsabschnitte Jeweils Mischer enthalten, die jeweils an die Ausgangsklemme der ersten Mischanordnung zur Erzeugung der Grundbandsignale angeschlossen sind, daß eine Frequenzgenerator^nordnung vorgesehen ist, die an den einen Mischer phasengleich und an den anderen Mischer nach einer Phasenverschiebung um 90° angeschlossen ist, daß an die Mischerausgänge Tiefpaßfilter zum Ausfiltern von Rauschsignalen aus den Grundbandsignalen angeschlossen sind, daß an die Tiefpaßfilter Abtasteinheiten angeschlossen sind, daß an die Abtasteinheiten eine Frequenzgeneratoranordnung angeschlossen ist, die eine Frequenz zur Betätigung der Abtasteinheiten mit der Frequenz des zweiten Codesignals erzeugt, daß an die Abtasteinheiten Addiereinheiten angeschlossen sind, daß von Ladungskopplungsbauelementen gebildeteFilter mit frequenzabhängiger Laufzeit vorgesehen sind, die Jeweils einen ersten, an Rekursivfilter angeschlossenen Ausgang aufweisen, daß die Addiereinheiten an die Rekursivfilterausgänge zum Addieren der abgetasteten Ausgangssignale mit den Ausgangssignalen des Rekursivfilters

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angeschlossen sind, daß die Filteraddiereinheiten aufweisen, die die Ausgangssignale der Filterstufen summieren, daß an die Addiereinheiten der Filter Quadriereinheiten angeschlossen sind, die die Ausgangssignale dieser Addiereinheiten quadrieren, daß an die Ausgänge der Quadriereinheiten des ersten und des zweiten Schaltungsabschnitts eine weitere Addiereihheit angeschlossen ist, die die quadrierten Ausgangssignale addiert, daß an den Ausgang der Addiereinheit der zwei parallelen Schaltungsabschnitte eine Quadratwurzelschaltung angeschlossen ist, die ein resultierendes Hüllkurvensignal der zweiten Codegruppe erzeugt, und daß an die Quadratwurzelschaltung ein Komparator angeschlossen ist,der dieAmplitude des resultierenden Hüllkurvensignals zur Feststellung der Anwesenheit der zweiten Codegruppe mit einem Schwellenwertsignal vergleicht und den Synchronisierungsimpuls erzeugt.

18_e HF-Empfänger nach Anspruch 17, gekennzeichnet durch eine Torschaltung mit einem am Ausgang der Addiereinheit zum Summieren der Ausgangssignale der Stufen des Filters im zweiten Schaltungsabschnitt angeschlossenen ersten Eingang und einem zweiten Eingang,eine an den zweiten Eingang der Torschaltung angeschlossene Frequenzerzeugungsanordnung zum Durchschalten des Filterausgangssignals mit seiner Periodenfrequenz, eine getaktete Integrationsund Abspeicherschaltung zum Addieren der Datenausgangssignale mit der ersten Codefrequenz und einen Komparator zum Vergleichen des Ausgangssignals der getakteten integrations- und Abspeicherschaltung mit einer Spannung mit dem Wert Null zur Bestimmung der Polarität des verglichenen Signals für die Wiedergabe der ersten Codegruppe in binärer Form,

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19. HF-Empfänger nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz- und/oder Phasendrift-Kompensationsschaltung eine an die zweite Mischeinheit angeschlossene Schleifenschaltung zur Erzeugung eines Phasendifferenzsignals enthält, daß die Schleifenschaltung erste und zweite Mischer enthält, deren erste Eingangsklemmen an den Ausgang der zweiten Mischeinheit angeschlossen sind, während die zweiten Eingänge phasengleich bzw. über eine Phasenverschiebung um 90° an eine Frequenz-. generatoranordnung angeschlossen sind, daß Tiefpaßfilter vorgesehen sind, die an die Ausgänge der Mischer in der Schleifenschaltung angeschlossene Eingänge und Ausgänge aufweisen, daß ein Phasendetektor vorgesehen ist, der an die Ausgänge der Tiefpaßfilter angeschlossene Eingänge zur Erzeugung eines Phasendtfferenzsignals und eine Ausgangsklemme aufweist, daß an den Ausgang des Phasendetektors ein Filter angeschlossen ist, das ein Phasendifferenzsignal aus dem Phasendetektor einer Tiefpaßfilterung unterzieht, und daß die Frequenzgeneratoranordnung an das Filter angeschlossen ist, so daß das Phasendifferenzsignal ihre Ausgangsfrequenzen hinsichtlich einer Frequenzdrift korrigiert.

20. HF-Empfänger nach Anspruch 19, gekennzeichnet durch eine getaktete Integrations- und Abspeicherschaltung, die am Verbindungspunkt eines der Tiefpaßfilter mit dem Phasendetektor zur Addition der ersten Codesignale mit der Datenfrequenz der ersten Codegruppe angeschlossen ist, und einen Komparator, der das Ausgangssignal der getakteten Integraiims- und Abspeicherschaltung zur Bestimmung der Polarität des verglichenen Signals und zur Erzeugung der ersten Datencodegruppe in binärer Form mit einer Spannung mit dem Wert 0 vergleicht.

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