DE69508250T2

DE69508250T2 - Temperaturkompensationsschaltung für ein hall-effekt element

Info

Publication number: DE69508250T2
Application number: DE69508250T
Authority: DE
Inventors: Richard Kirkpatrick
Original assignee: Honeywell Inc
Current assignee: Honeywell Inc
Priority date: 1994-07-19
Filing date: 1995-07-18
Publication date: 1999-09-02
Anticipated expiration: 2015-07-19
Also published as: EP0771424A1; US6104231A; WO1996002849A1; JPH10503019A; EP0771424B1; DE69508250D1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Anwendungsgebiet der Erfindung:

Die Erfindung betrifft allgemein einen Temperatur-Kompensationsschaltkreis für ein Hall- Effekt-Element, und insbesondere einen Temperatur-Kompensationsschaltkreis, der Temperatur-Kompensationswiderstände vor einem an diesen anliegenden Spannungspotential schützt, welches sich ändert, falls sich die Ausgangsgröße eines Hall- Elements verändert.

Beschreibung des Standes der Technik:

Hall-Effekt-Elemente sind den hier angesprochenen Fachleuten bekannt. So wurden z. B. Hall-Effekt-Elemente über viele Jahre hinweg in Vorrichtungen genutzt, die die Bewegung von magnetischem Material durch eine Detektionszone messen. Zahnrad-Sensoren und Flügel-Sensoren wurden in Automobilen benutzt, um die Position von sich drehenden Objekten zu überwachen. Zahnrad-Sensoren wurden benutzt, um die Drehung von Nockenwellen und Kurbelwellen in Verbindung mit Automobil-Motoren zu überwachen, und des weiteren wurden einige Arten von Zahnradsensoren in Verbindung mit automatischen Bremssystemen benutzt.
Ein Problem, das bei der Verwendung und Anwendung von Hall-Effekt-Elementen besteht, die mit einer konstanten Spannung versorgt werden, liegt darin, daß die Hall- Ausgangsspannung sich über der Temperatur verändert, in erster Linie als eine Funktion des Temperaturkoeffizienten oder Widerstands (TCR) des Materials, aus welchem das Hall-Element hergestellt ist. So ist z. B. die Ausgangsgröße eines typischen Hall-Effekt- Elements, welches in die N-Epitaxialschicht eingeformt ist, für ein darauf einwirkendes konstantes magnetisches Feld bei 150ºC näherungsweise doppelt so groß wie bei 25ºC. So müssen für Anwendungen, in denen Temperaturänderungen erwartet werden, Mittel bereitgestellt werden, die die durch die Temperaturänderung verursachte Änderung in der Hall-Ausgangsspannung kompensieren. Bekannte Temperatur-Kompensationsschaltkreise verwenden typischerweise temperatursensitive Widerstände als Teil eines Verstärkungs- Schaltkreises, um die Änderung der Hall-Ausgangsspannung als Funktion der Temperatur zu kompensieren. In gewissen bekannten Temperatur-Kompensationsschaltkreisen werden Epitaxial-Widerstände als Teil eines Rückführungs-Schaltkreises eines Verstärkers benutzt. Da Epitaxial-Widerstände einen Widerstand bei 150ºC aufweisen, der näherungsweise doppelt so groß ist wie der Widerstand bei 25ºC, kann die umgekehrte Beziehung zwischen der Widerstandsänderung bei Epitaxial-Widerständen und der Spannungsänderung eines Halleffekt-Elements, das in dieselbe Epitaxial-Schicht eingeformt ist, als Kompensationsmethode verwendet werden.
Das für Nelson am 26. Juli 1988 erteilte US-Patent 4,760,285 offenbart eine Hall-Effekt- Einrichtung mit Epitaxial-Schicht-Widerstandselementen, zur Bereitstellung einer temperaturunabhängigen Empfindlichkeit. In diesem linearen integrierten Hall-Effekt- Schaltkreis wird das Ausgangssignal des Hall-Elements durch einen Schaltkreis verstärkt, dessen Verstärkung durch einen Widerstand bestimmt wird, der teilweise in die gleiche Epitaxial-Schicht eingeformt ist wie das Hall-Element. Eine erste Verstärkerstufe ist als ein Spannungs-Zu-Strom-Konverter konfiguriert und über einen Stromspiegel mit einer zweiten Verstärkerstufe verbunden, die als ein Strom-Zu-Spannungs-Konverter konfiguriert ist.
Das für Nelson am 29. März 1988 erteilte US-Patent 4,734,594 beschreibt eine Ableich- Kompensationsmethode für einen Sensor mit temperaturabhängiger Empfindlichkeit. Die in diesem Patent beschriebene Hall-Effekt-Einrichtung verfügt über eine Null-Offset- Spannungskompensation (z. B. null-magnetische Flußdichte). Die Ausgangsanschlüsse diese Hall-Effekt-Elements, die in eine Epitaxial-Schicht eingeformt sind, sind an eine Differentialstromquelle angeschlossen. Die Summe der ersten und zweiten durch diese Quelle erzeugten Ströme wird durch einen Widerstand bestimmt, der in die Epitaxialschicht eingeformt ist, in welche auch das Hall-Effekt-Element eingeformt ist. Er wird durch die gleiche elektrische Quelle wie das Hall-Effekt-Element versorgt, um so einen Strom zu erzeugen, der den Strom durch das Hall-Effekt-Element als eine Funktion der Temperatur und der elektrischen Quelle bestimmt. Der Strom durch den Widerstand wird durch ein Paar von einstellbaren temperatur-unempfindlichen Widerständen aufgespaltet und zu einem Paar von kreuzgekoppelten Stromspiegeln geführt, die die Ströme den Ausgangs-Anschlüssen des Hall-Effekt-Elements bereitstellen.
Wenn Epitaxial-Widerstände im Signalpfad genutzt werden, um die Ausgangsspannung in einem Hall-Effekt-Element als eine Funktion der Temperatur zu kompensieren, wird ein zusätzliches Problem in den Hall-Schaltkreis eingeführt. Da Epitaxial-Widerstände eine Änderung ihres Widerstands als Funktion der an diesen anliegenden Spannung aufweisen, kann deren Verwendung in einem Rückführschaltkreis eines Verstärkers Fehler in dem sich ergebenden Ausgangssignal des Hall-Schaltkreises einführen. Obwohl der Effekt auf den Widerstand eines Epitaxial-Widerstands als Funktion der anliegenden Spannung relativ gering ist, kann diese Veränderlichkeit des Widerstands einen Hall-Effekt- Verstärkungsschaltkreis mit extrem hohen Linearitätsanforderungen schleichend negativ beeinflussen.
Die deutsche Patentschrift 3827606 zeigt einen Temperatur-Kompensationsschaltkreis für ein Hall-Effekt-Element, welcher einen temperaturabhängigen Widerstand benutzt, um einen veränderlichen Strom durch das Element zu leiten.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung stellt einen Temperatur-Kompensationsschaltkreis bereit, wie er nachfolgend in Patentanspruch 1 definiert ist.
Die vorliegende Erfindung kann ein oder mehrere der Elemente der abhängigen Patentansprüche 2 bis 12 umfassen.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG

Die vorliegende Erfindung wird sich beim Lesen der Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels in Verbindung mit den Zeichnungen insgesamt erschließen, in welchen:
Fig. 1 eine Beziehung zwischen einer Hall-Ausgangsspannung und einer magnetischen Flußdichte, die auf das Hall-Effekt-Element einwirkt, zeigt;
Fig. 2 eine Kompensationstechnik für die Ausgangsgröße einer Hall-Einrichtung nach dem Stand der Technik zeigt;
Fig. 3 eine andere Technik nach dem Stand der Technik zeigt, die eine Temperaturkompensation für eine Hall-Einrichtung gewährleistet;
Fig. 4 ein Hall-Element mit ersten, zweiten und dritten Verstärkern zeigt;
Fig. 5 den vierten und fünften Verstärker zeigt, der im Zusammenhang mit dieser Erfindung benutzt wird;
Fig. 6 einen sechsten Verstärker zeigt, der benutzt wird, um eine Ausgangsgröße einer Hall-Einrichtung bereitzustellen und ebenfalls eine abschließende Trimmeinstellung erlaubt, um die Linearität der Einrichtung zu verbessern;
Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt, welches ein Mittel zum Festlegen der Ausgangsspannung bei einem vorbestimmten Prozentwert der Versorgungsspannung umfaßt;
Fig. 8 die Beziehung der Hall-Ausgangsspannung zur magnetischen Flußdichte für das in Fig. 7 gezeigte Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 9 ein funktionales Blockdiagramm der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 10 die Hall-Vierer-Eingangsstufe der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 11 die ersten Temperatur-Kompensations-Verstärker der Erfindung zeigt;
Fig. 12 die Spannungsreferenz und Stromquellen der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 13 die Temperatur-Kompensations-Einstellverstärker der vorliegenden Erfindung zeigt; und
Fig. 14 die Ausgangsverstärker und die Klemmstufe der vorliegenden Erfindung zeigt.

BESCHREIBUNG DES BEVORZUGTEN AUSFÜRUNGSBEISPIELS

Durch die Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels hinweg werden gleiche Komponenten mit gleichen Bezugsziffern bezeichnet. In der Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels werden Komponenten generell durch daruntergesetzte Bezugsziffern und Buchstaben bezeichnet. In den Zeichnungen werden jedoch die gleichen Komponenten ähnlich bezeichnet, jedoch ohne die daruntergesetzten Zeichen. Obwohl die gleichen Buchstaben und Zahlen zur Identifizierung gleicher Komponenten benutzt werden, werden sie in den Zeichnungen in einer nicht-daruntergesetzten Form gezeigt, jedoch in der Beschreibung in einer daruntergesetzten Form. Dies wurde getan, um die Zeichnungen zu vereinfachen und zu verdeutlichen, da in vielen Fällen eine Vielzahl von Komponenten vorgesehen sind, was anderenfalls deren Identifikation möglicherweise erschweren könnte, falls die Daruntersetzung benutzt werden würde. Zusätzlich werden viele der Schaltkreis-Elemente, die in Fig. 9 bis 14 gezeigt sind, individuell durch andere Zeichen dargestellt. Dies wurde getan, damit die individuellen Unterschaltkreise in größerem Detail beschrieben werden können, und um zu vermeiden, daß jede Komponente in den komplexeren Schaltkreisen der Fig. 9 bis 14 beschrieben werden muß, die sich nicht direkt auf den Betrieb oder die Verwendung der vorliegenden Erfindung beziehen. Durch die Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels hinweg wird wiederholt auf ein Hall-Effekt-Element bezug genommen. Es soll jedoch verstanden werden, daß in den meisten Anwendungsfällen der vorliegenden Erfindung eine Vierer-Hall-Einrichtung benutzt wird, in der vier individuelle Hall-Elemente miteinander verschaltet sind. Die Technik der Verwendung von vier Hall-Elementen ist für diese Zwecke den hier angesprochenen Fachleuten bekannt und wird daher nicht in größerem Detail beschrieben werden.
Fig. 1 zeigt das der vorliegenden Erfindung zugrundeliegende Problem. Durch die Linie 10 in Fig. 1 wird eine beispielhafte Beziehung zwischen der Hall-Spannung und dem auf das Hall-Element einwirkenden magnetischen Feld gezeigt. Wie oben beschrieben, können Temperaturänderungen die Größe der Hall-Spannung beeinflussen. Die Einwirkung kann in wenigstens zwei Arten auftreten. Zuerst kann sich die Hall-Spannung für alle Werte des magnetischen Felds ändern, wie dies durch den Pfeil A dargestellt ist, und das Ergebnis ist eine Beziehung, wie sie durch die Linie 12 dargestellt ist. Die Beziehung zwischen der Hall-Spannung und dem magnetischen Feld kann sich auch in der durch den Pfeil B dargestellten Art verändern, was in der durch die Linie 14 dargestellten Beziehung resultiert. Der Pfeil B stellt eine Änderung in der Sensitivität oder der Verstärkung des Hall-Elements dar, und Pfeil A repräsentiert eine Änderung in dem Offset oder dem Nullwert der Einrichtung. Bezugszeichen 20 stellt eine erste Nullspannung und Bezugszeichen 22 stellt die Nullspannung dar, die sich aus einer Temperaturänderung ergibt. Die Beziehungen, die durch die Linien 12 und 14 dargestellt sind, würden einen fehlerhaften Ausgang des Hall-Verstärkungsschaltkreises bewirken, falls keine Mittel bereitgestellt würden, um solche Temperaturänderungen zu kompensieren.
Wie oben beschrieben, ist es hinreichend bekannt, Epitaxial-Widerstände in einem Temperatur-Kompensationsschaltkreis für ein Hall-Element zu benutzen. Fig. 2 ist ein vereinfachtes Schema eines bekannten Verfahrens zur Temperaturkompensation. In einer Art, die den hier angesprochenen Fachleuten bekannt ist, ist eine Hall-Einrichtung 26 zwischen einer Versorgungsspannung VS und einem Grundpotential angeschlossen. Wenn die Hall-Einrichtung einem senkrecht auf dieselbe einwirkenden magnetischen Feld ausgesetzt ist, ist die Spannung zwischen den Leitungen 30 und 32 repräsentativ zur Stärke des magnetischen Felds. Die Spannungen werden durch die Widerstände RA und RB dem invertierenden und nicht-invertierenden Eingang eines Verstärkers 34 bereitgestellt. Eine Biasspannung wird dem nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 34 durch einen Epitaxial-Widerstand REPI bereitgestellt, und ein anderer Epitaxial-Widerstand REPI wird in der Rückführschleife des Verstärkers 34 benutzt. Wie oben beschrieben, ändern sich die Widerstände der Epitaxial-Widerstände als eine Funktion der Temperatur inversiv zu den Änderungen in der Ausgangsspannung der Hall-Einrichtung 26. In dieser Art kann der Bias und die Sensitivität des in Fig. 2 dargestellten Schaltkreises im Hinblick auf Temperaturänderungen kompensiert werden. Es sollte verstanden werden, daß Fig. 2 ein vereinfachtes Schema eines Temperatur-Kompensationsschaltkreises ist und nicht alle notwendigen Komponenten darstellt, die notwendig sind, um einen tatsächlichen Sensor bereitzustellen, der eine Hall-Effekt-Einrichtung verwendet.
Fig. 3 zeigt einen Temperatur-Kompensationsschaltkreis, der eine vereinfachte Darstellung des Typs eines Schaltkreises ist, der in den oben beschriebenen US-Patenten dargestellt ist. Die präzise Beziehung dieser Signale ist natürlich abhängig von der Richtung des magnetischen Feldes. Zwei Verstärker 40 und 42 sind an die Ausgänge einer Hall-Einrichtung 26 angeschlossen. Ein Widerstand R&sub1; ist zwischen die Verstärker geschaltet, und die Ausgänge der zwei Verstärker sind an einen Stromspiegel 44 angeschlossen. Ein temperatursensitiver Epitaxial-Widerstand ist zwischen die Ausgänge des Stromspiegels 44 geschaltet, und zwei Transistoren 50 und 52 sind zwischen die Ausgänge des Stromspiegels 44 und die Eingänge eines Verstärkers 56 geschaltet. Der Verstärker 56 stellt eine Ausgangsspannung bereit, die repräsentativ für das auf das Hall- Element 26 einwirkende magnetische Feld ist, mit einer durch den Epitaxial-Widerstand bereitgestellten Temperaturkompensation. Die in den Fig. 2 und 3 dargestellten Schaltkreise sind den einschlägigen Fachleuten bekannt.
Fig. 4 zeigt ein vereinfachtes Schema eines Unterschaltkreises der vorliegenden Erfindung. Ein erster Verstärker A1a und ein zweiter Verstärker A1b sind zwischen die Ausgangsspannungen an den Leitungen 30 und 32 geschaltet. Der erste Verstärker vertilgt über einen Rückführkreis mit einem Transistor Q&sub3;&sub6;. Der zweite Verstärker verfügt über einen Rückführkreis mit einem Transistor Q&sub3;&sub7;. Zwischen den invertierenden Eingängen des ersten Verstärkers A1a und dem invertierenden Eingang des zweiten Verstärkers A1b ist ein Widerstand R&sub1;&sub4; geschaltet. Falls die Spannung an der Leitung 30 von der Spannung an der Leitung 32 abweicht, fließt ein Strom IH durch den Verstärker R&sub1;&sub4;. Die Basen der Transistoren Q&sub3;&sub6; und Q&sub3;&sub7; sind an eine Biasspannung angeschlossen. Der durch den Emitter des Transistors Q&sub3;&sub6; fließende Strom entspricht IA1 plus IH, während der durch den den Emitter des Transistors Q&sub3;&sub7; fließende Strom IA1 minus IH entspricht. Die Polarität von IH hängt ab von der Polarität des magnetischen Felds.
Die Ausgangsgrößen des ersten und zweiten Verstärkers sind an einen dritten Verstärker A&sub2; angeschlossen. Eine Stromquelle ist bereitgestellt, die den dritten Verstärker mit einem Strom IA2 versorgt. Der dritte Verstärker A&sub2; verfügt über einen differentiellen Stromausgang, der zwei Ströme I&sub1; und I&sub2; bereitstellt, die über Widerstände 60 und 62 an ein Erdepotential angeschlossen sind. Hierdurch werden die gezeigten Spannungspotentiale V&sub1; und V&sub2; bereitgestellt.
Die beiden Signale V&sub1; und V&sub2; in Fig. 4 werden einem vierten Verstärker 70 der Fig. 5 als Eingangsgrößen bereitgestellt. Der vierte Verstärker 70 verfügt über einen Rückführkreis, der zusätzlich den Widerstand 72 und zwei temperatursensitive Widerstände R&sub5;&sub9; und R&sub5;&sub8; umfaßt. Die temperatursensitiven Widerstände werden an den Ausgang des Verstärkers 70 angepaßt, um Verstärkungs-Veränderungen in den Signalen V&sub1; und V&sub2; zu kompensieren, die als ein Ergebnis von Temperaturänderungen die Hall- Einrichtung 26 beeinflussen. Um es dem Ausgang VC zu erlauben, an spezielle Eigenschaften einer jeden Hall-Einrichtung angepaßt zu werden, werden einstellbare Widerstände RSC1 und RSC2 auf einem externen Chip bereitgestellt und wie dargestellt verschaltet. Die Widerstände 76 und 78 sind zwischen die Eingänge des Verstärkers 70 und die Ausgänge des in Fig. 4 dargestellten dritten Verstärkers geschaltet. Die Widerstände RSC1 und RSC2 sind externe Filmwiderstände, die einen thermischen Koeffizienten oder Widerstand (TCR) von näherungsweise Null aufweisen.
Unter weiterer Bezugnahme auf Fig. 5 wird ein fünfter Verstärker 80 bereitgestellt, dessen Ausgang VNB an den nicht-invertierenden Eingang des fünften Verstärkers 70 über den Widerstand R75 angeschlossen ist. Der invertierende Eingang des fünften Verstärkers 80 ist direkt mit seinem Ausgang verbunden, in einer dargestellten Spannungsfolger- Konfiguration. Der nicht-invertierende Eingang des fünften Verstärkers 80 ist an zwei temperatursensitive Widerstände R&sub4;&sub8; und R&sub4;&sub9; angeschlossen. Einstellbare Widerstände RNC1 und RNC2 sind als externe Filmwiderstände ausgebildet, die einen thermischen Koeffizienten oder Widerstand (TCR) von näherungsweise Null aufweisen. Die externen einstellbaren Widerstände erlauben es, jede individuelle Hall-Einrichtung derart einzustellen, daß dieselbe auf ihre eigenen speziellen Charakteristiken abgestimmt ist. Temperatursensitive Widerstände R&sub4;&sub8; und R&sub4;&sub9; werden benutzt, um den Schaltkreis- Ausgang einzustellen, zur Kompensation von Offset-Änderungen in der Einrichtung als Ergebnis von Temperaturänderungen, die die Offsetspannungen der Hall-Einrichtung 26 und der Verstärker A1-6 beeinflussen.
Fig. 6 zeigt die Endstufe eines Temperatur-Kompensationsschaltkreises in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung. Die Ausgangsgröße des Schaltkreises in Fig. 5, die als VC identifiziert wird, wird als Eingang einem sechsten Verstärker 100 zugeführt, wie in Fig. 6 gezeigt. Das VC-Signal wird an den invertierenden Eingang des sechsten Verstärkers 100 über den Widerstand RG2 geschaltet, und der nicht-invertierende Eingang ist mit dem VNB-Signal verschaltet, welches als Ausgang des fünften Verstärkers 80 in Fig. 5 identifiziert ist. Die einstellbaren Widerstände RN1, RN2 und RG2 werden bereitgestellt, um die Raumtemperatur-Übertragungsfunktion hinsichtlich des Offsets und der Sensitivität einzustellen, um die Nebenabweichungen einer speziellen Hall-Effekt- Einrichtung von der idealen Übertragungsfunktion zu minimieren. Obwohl die Kompensationsmethoden, die in Verbindung mit Fig. 2 bis 6 beschrieben wurden, geeignet sind, die Einrichtung hinsichtlich von Temperatureffekten und nicht-idealen Einrichtungscharakteristiken zu kompensieren, sollte verstanden werden, daß jede individuelle Hall-Effekt-Einrichtung einige Nebenabweichungen über einen zentralen Wert für jede spezielle Eigenschaft oder jeden Parameter aufweisen kann. Die einstellbaren Widerstände ermöglichen es, Nebenmodifikationen durchzuführen, um diese Veränderungen vom zentralen Wert zu minimieren.
Fig. 7 ist eine Darstellung der Fig. 6 mit einigen zusätzlichen Komponenten. Diese zusätzlichen Komponenten beziehen sich auf den Verstärker AMPC1 und dessen zugeordnete Widerstände R&sub6;&sub4; - R&sub6;&sub7;. Durch Vergleichen der Fig. 6 und 7 kann erkannt werden, daß der Verstärker AMPC1 mit seinem Ausgang an den invertierenden Eingang des sechsten Verstärkers 100 verknüpft ist. Die Gründe für den zusätzlichen Verstärker in Fig. 7 werden in Verbindung mit Fig. 8 erklärt werden.
In Fig. 8 ist die Beziehung zwischen der Hall-Schaltkreis-Ausgangsspannung VOUT und der einwirkenden magnetischen Flußdichte gezeigt. Linie 10, die im wesentlichen der Linie 10 in Fig. 1 entspricht, stellt die Beziehung zwischen der Hall-Schaltkreis- Ausgangsspannung und dem magnetischen Feld dar, nachdem das Signal hinsichtlich von Veränderungen in der zuvor beschriebenen Art und Weise kompensiert wurde. Fig. 8 zeigt eine konstante Ausgangsspannung, die durch die Linie 120 dargestellt ist, für magnetische Flußdichten oberhalb einer vorbestimmten Größe, die in Fig. 8 als G1 dargestellt ist.
Es ist bekannt, daß Ausgangssignale bei einem vorbestimmten Wert abgeklemmt oder abgeschnitten werden können. Dies kann aus einer Vielzahl von Gründen geschehen und durch verschiedene bekannte Techniken erreicht werden. Falls z. B. ein Umwandler eine Ausgangsspannung von 0 bis 10 V abhängig von einem überwachten Parameter bereitstellt, kann die Ausgangsspannung des Umwandlers z. B. bei 8,7 V abgeklemmt werden, um einer speziellen Anwendung des Umwandlers zu entsprechen. Die vorliegende Erfindung stellt auch Mittel bereit, durch welche das Ausgangssignal der Hall-Effekt-Einrichtung abgeklemmt oder abgeschnitten werden kann, nämlich bei einer vorbestimmten Ausgangsspannung, falls die Ausgangsspannung ansonsten einen vorbestimmten Wert überschreiten würde. In der vorliegenden Erfindung ist jedoch die Ausgangsspannung bei einem Wert abgeklemmt, der aus einer Prozentzahl einer variablen Spannung bestimmt wird. In anderen Worten beschränkt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung die Ausgangsspannung der Hall-Effekt-Einrichtung auf eine Größe, die 93% der Versorgungsspannung VS ist. Die Größe der Klemmspannung, die in Fig. 8 durch die Linie 120 dargestellt wird, wird daher immer bei einem Wert von 93% der Versorgungsspannung VS gehalten, und die Ausgangsgröße des Hall-Schaltkreises wird daher keine Spannung bereitstellen, die diesen Wert übersteigt. Daher wird die Ausgangsgröße der Hall-Einrichtung der Linie 10 als Funktion der magnetischen Flußdichte folgen, der das Hall-Element ausgesetzt ist, bis die Ausgangs-Spannung der Hall-Einrichtung gleich der durch die Linie 120 dargestellten Klemmspannung ist, die eine Funktion der möglicherweise variierenden Versorgungsspannung VS ist.
Unter Bezugnahme auf Fig. 7 und 8, ist der in der Fig. 7 gezeigte Verstärker AMPC1 an seinem invertierenden Eingang mit einer Spannung versorgt, die durch die Widerstände R&sub6;&sub6; und R&sub6;&sub7; bestimmt wird. Wie aus Fig. 7 erkannt werden kann, stellen diese beiden Widerstände einen Spannungsteiler bereit, dessen Referenz die Versorgungsspannung VS ist, und der eine Spannung am invertierenden Eingang mit einem Wert bereitstellt, der den Verstärker AMPC1 dahin gehend beeinflussen wird, daß dieser ein Signal am invertierenden Eingang des sechsten Verstärkers 100 bereitstellt, falls das Ausgangssignal vom sechsten Verstärker versucht, die vorbestimmte Klemmspannungsamplitude zu überschreiten. In dieser Art und Weise wird die Ausgangsgröße VOUT des sechsten Verstärkers 100 auf ein vorbestimmtes Verhältnis von der Versorgungsspannung VS begrenzt, und diese Beziehung kann sogar dann dynamisch beibehalten werden, wenn sich die Versorgungsspannung ändert. Als ein Ergebnis wird der Schaltkreis in Fig. 7 in einer Beziehung zwischen der Ausgangsspannung VOUT und der in Fig. 8 dargestellten magnetischen Flußdichte resultieren.
Fig. 9 ist ein funktionales Blockdiagramm eines Schaltkreises, der in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung ausgestaltet ist. Die Darstellung der Fig. 9 ist ein vereinfachtes schematisches Diagramm der Erfindung. Es zeigt die unterschiedlichen Unterschaltkreise, die verwendet werden, um die Funktionen zu erfüllen, die in Verbindung mit Fig. 4 bis 8 beschrieben wurden. So zeigt z. B. Fig. 9 die Hall- Einrichtung 26 mit den zugeordneten beiden Verstärkern, die eine Rückführung über die Transistoren Q&sub3;&sub6; und Q&sub3;&sub7; aufweisen. Zusätzlich ist der Verstärker A&sub2; mit der Stromquelle und der Quelle der Biasspannung an den Basen der beiden Rückführ-Transistoren gezeigt.
Beim Vergleichen von Fig. 5 und 9 kann man erkennen, daß der vierte Verstärker 70 an den Ausgängen V&sub1; und V&sub2; mit Widerständen R&sub5;&sub9; und R&sub5;&sub8; und einstellbaren Widerständen RSC1 und RSC2 verknüpft ist. Fig. 9 zeigt auch den fünften Verstärker 80 mit den zugeordneten Widerständen R&sub4;&sub8; und R&sub4;&sub9;. Zusätzlich sind einstellbare Widerstände RNC1 und RNC2 vorgesehen. Die Schaltkreis-Punkte, an denen unterschiedliche Spannungen extern verfügbar sind, sind in Fig. 9 durch Kästen dargestellt. Der sechste Verstärker 100 ist im Zusammenhang mit dem Widerstand RG1 gezeigt, der in dessen Rückführung vorgesehen ist, zusammen mit einstellbaren Widerständen RN1, RN2 und RG2. Der sechste Verstärker 100, der im rechten Teil der Fig. 9 dargestellt ist, wurde oben in größerem Detail in Verbindung mit Fig. 6 beschrieben. Der Klemmverstärker AMPC1 ist in Fig. 9 in Verbindung mit dessen invertierender Eingangsgröße gezeigt, die ein Verhältnis der Versorgungsspannung VS ist, die durch die Widerstände R&sub6;&sub6; und R&sub6;&sub7; bestimmt wird, und dessen nicht invertierender Eingangsgröße, die ein Verhältnis der Ausgangsspannung VOUT ist, wie diese durch die Widerstände R&sub6;&sub4; und R&sub6;&sub5; bestimmt wird.
Die Ausgangsgröße von AMPC1 wird durch den Basis-Anschluß-Widerstand R68 auf VS vergrößert, indem der Transistor Q150 abgeschaltet wird, bis die nicht-invertierende Eingangsspannung gleich oder größer wird als die invertierende Eingangsspannung, zu welcher der Kollektorstrom von Q150, in den invertierenden Anschluß des Verstärkers A4 zu fließen beginnt, entgegenwirkend dem Stromfluß aus dem invertierenden Anschluß durch den Widerstand RG2 infolge sich vergrößernder magnetischer Flußdichte. Daher findet der Klemmspannungs-Anfang statt, wenn die nicht-invertierende Spannung des AMPC1 näherungsweise gleich der invertierenden Spannung ist.
Fig. 10 ist ein detailliertes schematisches Diagramm der Hall-Eingangsstufe. Die Spannung am Fuß von R&sub4; entspricht VBE(Q10) plus VBE(Q12), und die Spannung am Fuß von R5 entspricht VBE(Q11) plus VBE(Q13). Da Q13 mit Q10 kreuzverschaltet ist, ist VBE(Q10) gleich VBE(Q13) und ähnlich ist Q12 mit Q11 kreuzgekoppelt, so daß VBE(Q11) gleich VBE(Q12). Daher sind die Spannungen an den Füßen von R&sub4; und R&sub5; gleich, wie ihre Spannungen an ihren Köpfen, da dieselben miteinander verbunden sind. Somit arbeiten R&sub4; und R&sub5; einfach als Stromteiler. Das Einstellen von R&sub4; verringert den Kollektorstrom von Q16, während der Kollektorstrom von Q17 zunimmt, wobei das Einstellen von R&sub5; anders herum verläuft. Der durch R&sub4; und R&sub5; geteilte Strom wird durch Transistoren Q1 - Q9 und Widerstände R&sub1; - R&sub3; gebildet, wobei R&sub3; ein Epitaxial-Widerstand ist. Der Strom ist proportional zu VS und invers proportional zum Epitaxial-Schichtwiderstand. Daher verfolgt und eliminiert dieser Strom Änderungen im Hall-Widerstand abhängig von Temperaturänderungen. Ähnlich eliminiert und löscht der Strom Änderungen in der Offsetspannung des Hall-Elements abhängig von Änderungen der Versorgungsspannung VS.
Fig. 11 ist ein detailliertes schematisches Diagramm des ersten Temperaturkompensationsverstärkers. So sind z. B. die Transistoren Q36 und Q37, die in Fig. 4 dargestellt sind, in Fig. 11 mit Komponenten gezeigt, die die Verstärker A1a, A1b, und A&sub2; bereitstellen, ebenso wie mit Komponenten, die die Biasspannung für die Basen der Transistoren Q36 und Q37 bereitstellen.
Fig. 12 ist ein detailliertes schematisches Diagramm, der im bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendeten Referenzspannung und Stromquellen. Fig. 13 ist ein detailliertes schematisches Diagramm der Temperaturkompensations-Einstellverstärker, die oben in Verbindung mit Fig. 5 bis 7 beschrieben wurden. Fig. 14 ist ein detailliertes schematisches Diagramm des Ausgangsgrößen-Verstärkers und des Abklemm-Schaltkreises der vorliegenden Erfindung. So sind z. B. im linken Bereich der Fig. 14 die Widerstände R&sub6;&sub6; und R&sub6;&sub7; in Verbindung mit einzelnen Komponenten gezeigt, die den Abklemmverstärker AMPC1 bereitstellen.
In der obigen Beschreibung wurden Fig. 2 und 3 benutzt, um den gegenwärtigen Zustand des Standes der Technik im Hinblick auf Temperatur-Kompensationsschaltkreise zu beschreiben. Fig. 4, 5, 6 und 7 zeigen einfache schematische Zeichnungen von Unterschaltkreisen, die verwendet werden, um die Funktion der vorliegenden Erfindung zu gewährleisten. Fig. 9 zeigt ein funktionales Diagramm der vorliegenden Erfindung, mit dem Zweck, die Verschaltung der Unterschaltkreise zu verdeutlichen. Fig. 10 bis 14 sind detaillierte schematische Diagramme, die die speziellen Komponenten zeigen, die verwendet werden, um die Funktionen der Unterschaltkreise gemäß Fig. 5 bis 7 zu gewährleisten.
Das am meisten bevorzugte Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung stellt einen linearen Hall-Sensor bereit, der speziell für die Verwendung als sich drehender Positionssensor für Automobile entworfen ist. Der Schaltkreis der vorliegenden Erfindung umfaßt sieben Haupt-Funktionsblocks: ein Vierer-Hall-Element mit einem Offset- Einstellschaltkreis, eine erste differentielle Temperatur-Kompensations-Verstärkerstufe mit Eingangs- und Ausgangs-Offset-Einstellschaltkreisen, eine Bandlückenreferenzspannung zur Erzeugung kritischer unabhängiger Referenz-Versorgungsströme, eine differentielle Verstärker-Zwischenstufe mit externer Widerstandsteuerung des Verstärkungsshifts über der Temperatur, einen Pufferverstärker mit externer Widerstandssteuerung des Offset- Shifts über der Temperatur, einen Ausgangsstufen-Summierverstärker für Raumtemperatur-Übertragungsfunktions-Einstellmöglichkeiten, und einen Spannungsvergleicher, um eine Ausgangsgrößen-Abklemmfunktion in Anwendungen bereitzustellen, wo dies gewünscht ist. Der Vierer-Hall-Element-Bereich der vorliegenden Erfindung wird allgemein im Zentrum des Chips verwendet und angeordnet, um einen minimalen Offset-Shift infolge von thermischen Gradienten oder Beanspruchungsgradienten zu gewährleisten. Er wird direkt über der Spannungsversorgung angeschlossen, um eine ratiometrische Empfindlichkeit zu gewährleisten. Die Offsetspannung des Hall-Elements wird minimiert durch Bereitstellung einstellbarer Filmwiderstände, die den Einfluß der Stromquellen auf die Hall- Ausgangsgrößen, die der Versorgungsspannung VS folgen, zu steuern, und durch die thermischen Koeffizienten (TCR) der Epitaxial-Schichtwiderstände. Die anfängliche Verstärkerstufe umfaßt zwei Differential-Zu-Differential-Verstärker. Der erste Verstärker ist ein frequenzkompensierter Stromrückführ-Verstärker mit einer näherungsweisen Rückführverstärkung von 40 dB. Dieser Verstärker kompensiert die Abhängigkeit der Sensivität des Hall-Elements vom thermischen Koeffizienten des Epitaxial-Widerstands. Der zweite Verstärker ist ein emittergekoppelter Differentialverstärker, der die Abhängigkeit der Empfindlichkeit des Hall-Elements vom Temperaturkoeffizienten des Hall-Effekt-Streuungskoeffizienten kompensiert. Die Eingangs-Offsetspannung des ersten Verstärkers wird durch einstellbare Filmwiderstände minimiert, die die Stromquellenlasten durch das Eingangs-Transistorenpaar steuern. Der differentielle Ausgangsstrom des zweiten Verstärkers wird in eine differentielle Spannung konvertiert über dem Temperaturkoeffizienten des Widerstands des Paars der Dünnfilm-Widerstände R&sub5;&sub0; und R&sub5;&sub1;. Die Einstellung über dem Temperaturkoeffizienten des Widerstands der externen Filmwiderstände RX1 und RX2 parallel mit den Filmwiderständen R&sub5;&sub0; und R&sub5;&sub1; auf dem Chip, erlaubt es, daß die Verstärker-Ausgangs-Offsetspannung bei Raumtemperatur minimiert wird, nachdem der Form-Bearbeitungsvorgang vollendet wurde.
Die Bandlücken-Vergleichspannung wird verwendet, um eine Biasspannung bereitzustellen, die temperaturstabil und unabhängig von der Versorgungsspannung ist. Die Biasspannung wird verwendet, um die Temperaturkompensations-Referenzströme IA1 und IA2 zu erzeugen, die in der Anfangs-Verstärkerstufe verwendet werden. Die PTAT (proportional zur absoluten Temperatur)-Referenzströme, die in den anderen Operationsverstärkern verwendet werden, und der Ausgangsgrößen-Abklemmschaltkreis werden ebenfalls als Funktion der Biasspannung erzeugt. Der Zwischenstufen-Schaltkreis umfaßt einen Emitter-Folger-Puffer und einen frequenzkompensierten Differential/Einzelend-Operationsverstärker mit einer Schleifenverstärkung von 100 dB. Das Rückführungs-Netzwerk dieses Verstärkers umfaßt ein Paar von näherungsweise 3000 ppm/C implantierten Widerständen R&sub5;&sub8; und R&sub5;&sub9;, die als Thermistoren arbeiten. Das Einstellen des nahe bei Null liegenden thermischen Koeffizienten des Widerstands der externen Filmwiderstände RSC1 und RSC2, parallel mit den implantierten Widerständen R&sub5;&sub8; und R&sub5;&sub9;, erlaubt es, daß die Steigung des Verstärkungsshifts über der Temperatur leicht positiv oder negativ eingestellt werden kann, um eine Sensivitäts-Shiftkompensation für die Komponente des grundlegenden Pegels zu gewährleisten. Der Offset-Puffer ist ein frequenzkompensierter Differential/Einzelend-Operationsverstärker mit einer Schleifenverstärkung von 100 dB, die angeschlossen ist für eine gleichförmige Verstärkung des Spannungsfolgerbetriebs. Ein Spannungsteilernetzwerk, das auf die Versorgungsspannung bezogen ist, wird mit einem Paar von näherungsweise 3000 ppm/C implantierten Widerständen R&sub4;&sub8; und R&sub4;&sub9; gebildet, die als Thermistoren arbeiten. Das Einstellen des nahe bei Null liegenden thermischen Koeffizienten der Widerstände der externen Filmwiderstände RNC1 und RNC2, parallel mit den implantierten Widerständen R&sub4;&sub8; und R&sub4;&sub9;, erlaubt es, die Steigung des Offset-Spannungsshifts über der Temperatur leicht positiv oder leicht negativ einzustellen, um eine Nullshift-Kompensation für Komponenten von grundlegendem Pegel bereitzustellen.
Die Ausgangs-Verstärkungsstufe der vorliegenden Erfindung ist ein frequenzkompensierter Differential/Einzelend-Operationsverstärker mit einer Schleifenverstärkung von 110 dB. Er ist als ein summierender Verstärker mit einer Ausgangs-Stromquelle oder einem Stromabfluß konfiguriert, und ein Anschluß-Zu- Anschluß-Betrieb ist aufgrund eines gemeinsamen Emitter-Ausgangstreibers möglich. Externe Frequenzkompensation ist möglich, falls Lasten mit hoher Kapazität betrieben werden. Die externen Filmwiderstände mit einem nahe bei Null liegenden thermischen Koeffizienten oder Widerstand im Verstärker-Rückführungsnetzwerk, nämlich RG2, RN1 und RN2, werden während des Betriebs dahin gehend abgestimmt, um die Raumtemperatur- Übertragungsfunktion einzustellen, die die Beanspruchungsauswirkungen auf die Offset- Spannung und die Veränderungen im Chip und magnetischen System auf die Sensititätseinstellung C minimiert. Der lineare Bereich der Ausgangsgröße wird auf näherungsweise 93% der Versorgungsspannung bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung begrenzt. Ein Spannungsvergleicher wird zur Abklemmung der Ausgangsgröße benutzt. Die Ausgangsspannung wird durch einen 50%- Spannungsteiler überwacht. Ein anderer Spannungsteiler, der direkt über der Spannungsversorgung angeschlossen ist, ermöglicht ratiometrische 93% der Versorgungs- Referenzspannung. Die Zentralanschlüsse der Teiler sind mit den Eingängen des Vergleichers verbunden. Die Ausgangsgröße des Vergleichers ist eine Stromquelle, die Strom in einen Summierungsknoten des Ausgangsverstärkers injiziert, welcher den aus dem Summierungsknoten infolge des Hall-Signals gezogenen Strom abgleicht. Die Abklemmstabilität ist eng mit der Frequenzkompensation in der Ausgangsstufe gekoppelt.
Unter Bezugnahme auf die unten gezeigten Gleichungen zeigt Gleichung 17 die Übertragungsfunktion der vorliegenden Erfindung. Der Strom IA1 ist invers proportional zum thermischen Epitaxial-Widerstandskoeffizienten und stellt daher die erste Temperaturkompensation des Hall-Effekt-Elements bereit. IA2 und KQB, die Injektionsfunktion von hohem Pegel, kompensiert den Temperaturkoeffizienten des Hall- Streuungskoeffizienten. Das Verhältnis von RSC1 zu RSC2 steuert den Sensitivitäts- Kompensationsshift für die Komponente von grundlegendem Pegel, und das Verhältnis von RNC1 zu RNC2 steuert die Nullshift-Kompensation. Die Widerstände RX1 und RX2 stellen einen bidirektionalen Verstärker mit Offset-Spannungsabgleich bereit, um die Beziehung zwischen den Sensitivitäts- und Offset-Spannungsabgleichungen zu minimieren. Die Widerstände RN1 und RN2 gewährleisten eine bidirektionale Abstimmung der Ausgangs-Offsetspannung. Der Widerstand RG2 gewährleistet einen unidirektionalen Abgleich der Ausgangs-Sensitivität. Um die Gleichungen zu vereinfachen, wird eine gewisse Nomenklatur benutzt. So stellt z. B. der Ausdruck R&sub5;&sub0;//RX den durch die Parallelschaltung der Widerstände R&sub5;&sub0; und RX erhaltenen effektiven Widerstand dar.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 4 und 9 und unter Vernachlässigung der Basisströme, können die in den Gleichungen 1 und 2 gezeigten Beziehungen angenommen werden.
IC(Q36) + IB1/2 + IB2/2 = IH + IB3 + IA1 (1)
IC(Q37) + IB2/2 + IB1/2 = -IH + IB3 + IA1 (2)
Durch Auswahl der in Gleichung 2A gezeigten Strombedingungen können die in den Gleichungen 3, 3A und 3B gezeigten Beziehungen erzielt werden.
IB1 = IB2 = IB3 (2A)
1C(Q36) = IA1 + IH (3)
IC(Q37) = IA1 - IH (3A)
VBE(Q18) = VBE(Q19) (3B)
Mit den Beziehungen der obigen Gleichungen und unter Definierung einer thermischen Spannung VT als Boltzman'sche Temperatur-Zeitkonstante in Kelvin geteilt durch eine elektronische Aufladung, können die Gleichungen 4, 4A und 4B entwickelt werden.
VTP5 - VTP6 = VTLn(IC(Q36)/IC(Q37)) (4)
VTP5 - VTP6 = VTLn((IA1 + IH)/(IA1 - IH)) (4A)
VTP5 - VTP6 = VTLn((1 + IH/IA1)/(1 - IH/IA1)) (4B)
Unter Verwendung der in den Gleichungen 4B, 5, 6 und 6A gezeigten Beziehungen können die Gleichungen 7 und 8 entwickelt werden.
Tanh&supmin;¹ (X) = 0.5Ln((1 + X)/(1 - X)) (5)
VH = VTP1 - VTP2 (6)
IH = VH/R&sub1;&sub4; (6A)
VTP5 - VTP6 = 2(VTTanh&supmin;¹(IH/IA1)) (7)
VTP5 - VTP6 = 2(VTTanh&supmin;¹(VH/R&sub1;&sub4;IA1)) (8)
Unter Bezugnahme auf die Gleichungen, ist der Strom IA1 gleich der Spannung am Testpunkt TP8 geteilt durch den Epitaxialwiderstand R&sub4;&sub4;, wie in Gleichung 9 dargestellt. Um den verstärkungs-ratiometrischen Fehler zu minimieren, wird die Stromquelle IA1 aus einer Bandlücken-Referenzspannung VTP7 hergeleitet, so daß VTP8 unabhängig von der Versorgungsspannung VS ist. Zusätzlich ist VTP8 derart entwickelt, daß dieselbe eine nahe bei Null liegende Temperaturabhängigkeit aufweist. Dies ergibt eine Stromquelle IA1, die nur invers proportional zum epitaxial-thermischen Koeffizienten (TCR) ist. Dies gewährleistet die dominante Temperaturkompensation für eine Veränderung der Hall- Element-Sensitivität über der Temperatur.
IA1 = VTP8/R&sub4;&sub4;
Die Übertragungsfunktion für den emitter-gekoppelten Differentialverstärker A2 ist in Gleichung 10 gezeigt.
I&sub1; - I&sub2; = -IA2 Tanh ((VTP5 - VTP6)/2VT) (10)
Die Kombination der Gleichungen 8 und 10 ergibt Gleichung 11.
I&sub1; - I&sub2; = (-VH/R&sub1;&sub4;)(IA2/IA1) (11)
Der differentielle Strom I&sub1;-I&sub2;, wird in eine differentielle Spannung V&sub1;-V&sub2; durch die in Fig. 4 gezeigten Widerstände 60 und 62 konvertiert. Unter Bezugnahme auf Fig. 9 ist der Widerstand 60 eine parallele Kombination der Filmwiderstände R51 und des externen Filmwiderstands RX2. Ähnlich ist der Widerstand 62 eine parallele Kombination des Filmwiderstands R&sub5;&sub0; und des externen Filmwiderstands RX1. In der folgenden Diskussion bedeutet der allgemeine Ausdruck RA//RB den durch die Parallelschaltung der Widerstände RA und RB erzielten Widerstand. Unter Benutzung dieser Beziehung für die Widerstände 60 und 62 in Gleichung 12 ergibt sich für den Ausdruck V&sub1;-V&sub2; der in Gleichung 13 gezeigte Ausdruck.
RF = (R&sub5;&sub0;//RX1 + R&sub5;&sub1;//RX2)/2 (12)
V&sub1; - V&sub2; = -VH(RF/R&sub1;&sub4;)(IA2/IA1) (13)
Um den verstärkungs-ratiometrischen Fehler zu minimieren, wird die Stromquelle IA2 aus der Bandlücken-Referenzspannung VTP7 hergeleitet. Das bevorzugteste Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung benötigt die Bias-Spannungspegel IA1 und IA2 durch die Transistoren Q36-Q39, die gewöhnlicherweise die Ordnung der Amplitude aufweisen, in der Hochpegel-Injektionseffekte bei bipolaren lateralen PNP-Transistoren bemerkbar sind. Z. B. wird für den injizierten Strompegel IA1 in die Emitter von Q36 und Q37 eine größere differentielle Spannung VTP5-VTP6 erzeugt, als dies für die Niederpegel-Injektionsgleichung 4 zu erwarten wäre. Ähnlich wird für einen injizierten Strompegel IA2 in die Emitter von Q38 und Q39 und JUr eine gegebene differentielle Eingangsspannung VTP5-VTP6 ein kleinerer differentieller Strom I&sub1;-I&sub2; erzeugt, als dies für die Niederpegel-Injektionsgleichung 10 zu erwarten wäre. Hierdurch sind die Bias-Strompegel bei Raumtemperatur durch Q36-Q39 gleich und daher löschen sich die Nutz-Hochpegel-Injektionseffekte gegenseitig aus, so daß die Gleichung 12A für Raumtemperatur genau ist. Da sich jedoch IA1 über der Temperatur verändert, existiert ein nicht-trivialer Temperaturkoeffizient, der mit den Nutz-Hochpegel-Injektionseffekten verbunden ist, was als KQB dargestellt ist. Unter Einschluß des Hochpegel-Injektionseffekts KQB in die Gleichung 12A ergibt sich die Gleichung 13.
V&sub1; - V&sub2; = -VH(RF/R&sub1;&sub4;)(IA2/IA1)KQB (13)
Der Strom IA2 wird verwendet zur Kompensation sekundärer Temperatureffekte wie z. B. dem Hall-Zerstreuungskoeffizienten und der Hochpegel-Injektion KQB. IA2 kann auch benutzt werden zur Einstellung der Temperaturantwort, damit die Sensitivität des Hall- Schaltkreises besser mit der Temperaturantwort des magnetischen Systems übereinstimmt. Es soll auch angemerkt werden, daß infolge dessen, daß sowohl IA1 als auch IA2 von der Versorgungsspannung VS unabhängig sind, KQB zur Minimierung des Verstärkungs- Ratiometrizitätsfehlers dient.
Gleichung 13 beschreibt daher eine differentielle Spannung V&sub1;-V&sub2;, die genau die Änderung in der angewendeten magnetischen Flußdichte wiedergibt und Halleffekt-Änderungen über der durchschnittlichen Temperatur kompensiert. Damit individuelle Einrichtungen im Hinblick auf den kleinen verbleibenden Nullshift und Sensitivitätsshift-Änderungen temperaturkompensiert werden können, werden Zwischenstufenverstärker A3 und A5 bereitgestellt. Die Übertragungsfunktion der Zwischenstufenverstärker ist in Gleichungen 14, 15 und 15A gezeigt.
VNB = VS/(1 + (R&sub4;&sub8;//RNC1)/(R&sub4;&sub9;//RNC2)) (14)
VC = (V&sub1; - V&sub2;)(1 + (R&sub5;&sub9;//RSC1)/(R&sub5;&sub8;//RSC2)) + VNB(15)
VC = (V&sub1; - V&sub2;)(1 + (R&sub5;&sub9;//RSC1)/(R&sub5;&sub8;//RSC2)) (15A) + VS/(1 + (R&sub4;&sub8;//RNC1)/(R&sub4;&sub9;//RNC2))
In dem Entwurf ist das Voreinstell-Verhältnis von RSC1/RSC2 gleich dem Verhältnis von R&sub5;&sub9;/R&sub5;&sub8;. Dies erzeugt einen über der Temperatur konstanten Verstärkungsfaktor. Die Einstellung von entweder RSC1 oder RSC2 verändert das Verhältnis von RSC1/RSC2 in bezug auf das Verhältnis von R&sub5;&sub9;/R&sub5;&sub8;, das einen Verstärkungsfaktor erzeugt, mit einem leicht positiven oder leicht negativen Temperaturkoeffizienten. Ähnlich ist die Voreinstellung des Verhältnisses von RNC1/RNC2 gleich dem Verhältnis von R&sub4;&sub8;/R&sub4;&sub9;. Dies erzeugt eine Offsetspannung VNB, die über der Temperatur konstant ist. Das Einstellen von entweder RNC1 oder RNC2 ändert das Verhältnis von RNC1/RNC2 in bezug auf das Verhältnis von R&sub4;&sub8;/R&sub4;&sub9;, was eine Offset-Spannung VNB erzeugt, mit einem leicht positiven oder leicht negativen Temperaturkoeffizienten.
Die Ausgangs-Verstärkerstufe A4 ermöglicht es, die Raumtemperatur-Offsetspannung und Sensitität an individuelle Einrichtungsbasen anzupassen. Die Übertragungsfunktion des Ausgangs-Verstärkers ist in Fig. 16 gezeigt.
VOUT = -VC(RG1/RG2) + VNBRG1(1/RG1 + 1/RG2 + 1/RN1 + 1/RN2) - VS(RG1/RN1) (16)
Die Gesamtübertragungsfunktion des Hall-Schaltkreises, die die lineare (nicht abgeklemmte) Antwort auf eine magnetische Flußdichte beschreibt, ist in Gleichung 17 durch Kombination der Gleichungen 13 bis 16 beschrieben.
VOUT = VH(RF/R&sub1;&sub4;)(IA2/IA1)KQB(1 + (R&sub5;&sub9;/RSC1)/(R&sub5;&sub8;//RSC2))(RG1/RG2) + (VS/(1 + (R&sub4;&sub8;//RNC1)/(R&sub4;&sub9;//RNC2)))RG1
(1/RG1 + 1/RN1 + 1/RN2) - VS (RG1/RN1) (17)
Daher vermeidet die vorliegende Erfindung die Notwendigkeit des Plazierens eines spannungssensitiven Epitaxialwiderstands im Signalpfad der Verstärker. Mit anderen Worten steuert der Effekt des Epitaxialwiderstands IA1, was die dominante Temperaturkompensation für die Sensitivität bereitstellt, der Epitaxialwiderstand als solcher wird jedoch durch den Signalpfad nicht beeinflußt. Gekoppelt mit dem Schaltkreis für die Kompensation individueller Einrichtungen des verbleibenden Nullshifts und des Sensitivitätshifts, stellt diese Erfindung die Möglichkeit zur Minimierung der temperaturverursachten Shifts bereit, während gleichzeitig ein sehr großer Grad an Linearität beibehalten wird. Die Widerstände und Kapazitäten in Fig. 9 bis 14 sind in Tabelle I wiedergegeben.

Tabelle I

Referenz Wert

C1 20.0 pF
C2 20.0 pF
C3 6.0 pF
C4 10.0 pF
C5 10.0 pF
C6 20.0 pF
R1 20.0 KΩ
R2 8.0 KΩ
R3 12.5 KΩ
R4 5.5 KΩ
R5 5.5 KΩ
R6 5.0 KΩ
R7 5.0 KΩ
R8 2.5 KΩ
R9 2.5 KΩ
R10 4.0 KΩ
R11 1.0 KΩ
R12 1.0 KΩ
R13 26.0 KΩ
R14 1.0 KΩ
R15 6.0 KΩ
R16 2.9 KΩ
R17 2.5 KΩ
R18 2.5 KΩ
R19 2.5 KΩ
R20 2.9 KΩ
R21 6.0 KΩ
R22A 2.5 KΩ
R22B 2.5 KΩ
R22C 6.3 KΩ
R23 5.0 KΩ
R24 7.0 KΩ
R25 2.6 KΩ
R26 9.5 KΩ
R27 30.0 KΩ
R28 4.6 KΩ
R29 2.0 KΩ
R30 150.0 Ω
R31 150.0 Ω
R32 380.0 Ω
R33 7.2 KΩ
R34 3.6 KΩ
R35 1.8 KΩ
R36 1.3 KΩ
R37 3.7 KΩ
R38 30.0 KΩ
R39 3.4 KΩ
R40 6.6 KΩ
R41 7.9 KΩ
R42 10.0 KΩ
R43 4.0 KΩ
R44 11.0 KΩ
R45 7.0 KΩ
R46 3.0 KΩ
R47 10.0 KΩ
R48 3.0 KΩ
R49 3.0 KΩ
R50 17.7 KΩ
R51 17.7 KΩ
R52 11.3 KΩ
R53 1.1 KΩ
R54 13.9 KΩ
R55 14.0 KΩ
R56 1.1 KΩ
R57 11.3 KΩ
R58 3.0 KΩ
R59 1.8 KΩ
R60 14.0 KΩ
R61 13.9 KΩ
R62 1.1 KΩ
R63 11.3 KΩ
R64 10.0 KΩ
R65 10.0 KΩ
R66 10.0 KΩ
R67 8.9 KΩ
R68 160.0 KΩ
R69 6.5 KΩ
R70A 5.0 KΩ
R70B 5.0 KΩ
R71 20.0 KΩ
R72 725.0 Ω
R73 725.0 Ω
R74 4.0 KΩ
R75 10.0 KΩ
R76 6.0 KΩ
R77 75.0 Ω
Obwohl die vorliegende Erfindung in beträchtlichem Detail beschrieben wurde und im Hinblick auf ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt wurde, liegen alternative Ausführungsbeispiele im Umfang der Erfindung.

Claims

1. Temperatur-Kompensationsschaltkreis mit einem Halleffekt-Element (26), das ein erstes Ausgangssignal besitzt, welches ein dem Halleffekt-Element auferlegtes magnetisches Feld repräsentiert und mit einem Verstärkungsschaltkreis (A1a, A1b), der mit einem Eingang in Signalverbindung mit dem ersten Ausgangssignal steht, wobei der Verstärkungsschaltkreis einen zweiten Ausgang besitzt, der für das magnetische Feld repräsentativ ist und mit einem Temperatur- Kompensationsschaltkreis zum Kompensieren von Temperaturänderungen des zweiten Ausgangssignales, wobei der Temperatur-Kompensationsschaltkreis wenigstens einen temperaturempfindlichen Widerstand (R48, R49, R58, R59) besitzt, dadurch gekennzeichnet, daß der Temperatur-Kompensationsschaltkreis mit dem Verstärkungsschaltkreis verbunden ist, um das zweite Ausgangssignal zu empfangen, der temperaturempfindliche Widerstand bzw. die Widerstände mit dem Halleffekt- Element in einer Weise verbunden ist (sind), die Änderungen in dem ersten Ausgangssignal an der Beeinflussung eines Spannungspotentials über dem temperaturempfindlichen Widerstand hindert.

2. Schaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsschaltkreis einen ersten Verstärker (A1a) und einen zweiten Verstärker (A1b) umfaßt, wobei der erste Verstärker einen ersten Transistor (Q36) aufweist, der zwischen seinem Ausgang und seinem invertierenden Eingang angeschlossen ist, und der zweite Verstärker einen zweiten Transistor (Q37) aufweist, der zwischen seinem Ausgang und seinem invertierenden Eingang angeschlossen ist.

3. Schaltkreis nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch einen Widerstand (R14), der zwischen den invertierenden Eingängen des ersten und zweiten Verstärkers (A1a, A1b) angeschlossen ist.

4. Schaltkreis nach irgendeinem vorhergehenden Anspruch, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsschaltkreis einen dritten Verstärker (A2) umfaßt, der mit seinem nicht-invertierenden Eingang an einen Ausgang des ersten Verstärkers (A1a) angeschlossen ist und der mit seinem invertierenden Eingang an einen Ausgang des zweiten Verstärkers (A1b) angeschlossen ist, wobei der dritte Verstärker erste und vierte Ausgangssignale (V1, V2) besitzt, deren Differenz dem magnetischen Feld entspricht.

5. Schaltkreis nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch einen vierten Verstärker (70), der mit seinem nicht-invertierenden Eingang an das dritte Ausgangssignal angeschlossen ist und der mit seinem invertierenden Eingang an das vierte Ausgangssignal angeschlossen ist, wobei der vierte Verstärker eine temperaturempfindliche Rückführung aufweist, die zwischen seinem Ausgang und seinem invertierenden Eingang angeordnet ist.

6. Schaltkreis nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch einen fünften Verstärker (80) mit einem an seinen nicht-invertierenden Eingang angeschlossenen temperaturempfindlichen Signal, wobei der fünfte Verstärker mit seinem Ausgang an den nicht-invertierenden Eingang des vierten Verstärkers (70) angeschlossen ist.

7. Schaltkreis nach Anspruch 5 oder 6, gekennzeichnet durch Mittel (R58, R59) zur veränderlichen Einstellung des Ausganges des vierten Verstärkers (70).

8. Schaltkreis nach Anspruch 6 oder 7, gekennzeichnet durch Mittel zum veränderlichen Einstellen des Signales, das an den nicht-invertierenden Eingang des fünften Verstärkers (80) angeschlossen ist.

9. Schaltkreis nach irgendeinem der Ansprüche 5 bis 8, gekennzeichnet durch einen sechsten Verstärker (100), der mit seinem invertierenden Eingang an den Ausgang des fünften Verstärkers (70) angeschlossen ist.

10. Schaltkreis nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch Mittel (RG2) zum veränderlichen Einstellen des invertierenden Einganges des sechsten Verstärkers.