DE4100318A1

DE4100318A1 - Verfahren und schaltungsanordnung zur hochfrequenzspannungs/strommessung

Info

Publication number: DE4100318A1
Application number: DE4100318A
Authority: DE
Inventors: Richard Georg Vivian Doble
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1990-01-09
Filing date: 1991-01-08
Publication date: 1991-07-25
Also published as: GB2263784A; GB2263784B; GB9303772D0; US5189362A

Description

Die Erfindung betrifft Schaltungsanordnungen und Verfahren zum Messen von Wechselströmen und Wechselspannungen und insbesondere zum Messen von Hochfrequenzwechselströmen und -spannungen von Frequenzen von beispielsweise 0,5 MHz oder mehr. Die Erfindung betrifft darüber hinaus eine Schaltung zum Umsetzen eines unbekannten Wechselsignals oder Wechselspannungssignals in ein hierzu in Relation stehendes oder hierauf bezogenes Gleichspannungssignal, das dann beispielsweise mit einem gebräuchlichen Meßgerät gemessen werden kann, das mit externen Anschlüssen der Schaltung verbunden wird.

Die US 34 86 110 offenbart verschiedene Schaltungsanordnungen zum Messen von Wechselsignalen oder kurz A. C.-Signalen. In einem Ausführungsbeispiel wird das unbekannte A. C.-Signal über ein Netzwerk mit variablen Widerständen auf den Heizer eines Thermoelements oder Thermopaares gegeben und das Thermoelementausgangssignal wird als ein Rückkopplungssignal verwendet, das den Widerstand solange variiert, bis das Ausgangssignal einen vorbestimmten Wert erreicht. Das Rückkopplungssignal wird außerdem dazu verwendet, den Widerstand eines ähnlichen Netzwerkes mit variablem Widerstand in Serie mit dem Heizer eines abgestimmten Thermoelements zu variieren. Das Ausgangssignal des abgestimmten Thermoelementes wird als ein weiteres Rückkopplungssignal zur Variation des Ausgangssignals einer Spannungsquelle in Serie zum Heizer und dem Widerstandsnetzwerk des angepaßten Thermoelements verwendet, wobei die Variation erfolgt, bis das Thermoelementausgangssignal einen vorbestimmten Wert erreicht. Im Gleichgewichtszustand ist der R. M. S.-Wert der Spannung der Spannungsquelle (d. h. der Root Mean Square-Wert) gleich dem R. M. S-Wert und damit effektiven Mittelwert der unbekannten Wechselsignalspannung.

In einer Variante dieser Schaltungsanordnung, die in vereinfachter Form in Fig. 6 dargestellt ist, sind die Thermosperre durch leistungsempfindliche Thermistorbrücken A und B ersetzt, von denen jede eine Wheatstone-Brücke umfaßt, die einen Thermistor THA oder THB in einem Zweig enthält. Die Thermistorbrücken sind bezüglich einander und bezüglich zwei elektronisch gekoppelten variablen Widerstandsdämpfungsgliedern 210 und 212 in Serie geschaltet. Das unbekannte A. C.-Signal wird über ein Dämpfungslied 210 einer Thermistorbrücke A zugeführt und ein Signal, das den Zustand eines fehlenden Abgleichs der Brücke darstellt, wird dazu verwendet, das Ausgangssignal e3 einer Spannungsquelle VS3 zu variieren, welches beiden Brücken parallel zugeführt wird. Bei Abwesenheit eines angelegten Wechselsignals gleicht diese variable Spannungsquelle beide Brücken ab. Ein Rückkopplungssignal, das den Zustand des fehlenden Abgleichs der anderen Brücke darstellt, wird dazu verwendet, das Ausgangssignal e2 einer weiteren variablen Spannungsquelle VS2 zu variieren, das der anderen Brücke B über das andere Widerstandsdämpfungsglied 212 zugeführt wird. Der R. M. S.-Wert der Ausgangsspannung e2 ist gleich dem R. M. S.-Wert der unbekannten Wechselsignalspannung e1.

Schließlich beschreibt D. G. Gentle im NPL-Report DES 89, März 1990 (ISSN 0143-7305) eine Untersuchung der Linearität des Hewlett-Packard HP 432A Microwellenleistungsmeßgeräts, welches einige Jahre vor dem Prioritätstag der vorliegenden Anmeldung im Handel erhältlich war. Das relevante Diagramm ist in Fig. 4 dieses Reports wiedergegeben und zeigt eine selbstabgleichende Thermistorbrücke, die ähnlich den Brücken A und B, wie sie in der US 34 86 110 erläutert und oben beschrieben sind, ist. Ein Operationsverstärker, der auf den Zustand nicht vorliegenden Abgleichs der Brücke anspricht, legt eine Vorspannung an die Brücke (und infolgedessen an den Thermistor), die ausreicht, um den Thermistor auf einer Temperatur zu halten, bei der sein Widerstand die Brücke abgleicht. Das unbekannte Microwellensignal wird dem Thermistor zugeführt und die Änderung im Spannungsabfall über der Brücke infolge des Heizeffekts des Microwellensignals wird dazu verwendet, die relative Leistung des Microwellensignals abzuleiten. Eine ähnliche Brücke mit einem Thermistor, der gegen das Microwellensignal abgeschirmt ist, wird dazu verwendet, Umgebungstemperaturänderungen zu kompensieren.

Die Untersuchung zeigte, daß unter sorgfältig kontrollierten Bedingungen ein solches Leistungsmeßgerät imstande ist, Leistungsverhältnisse über einen dynamischen Bereich von 30 dB mit einer Meßunsicherheit von im wesentlichen weniger als 0,002 dB bei Frequenzen zu messen, die von 8,5 bis 12 GHz reichen. Wie jedoch im Anhang 1 des Reports gezeigt ist, ist die Beziehung zwischen dem Eingangssignal und den Antriebsspannungen über der Thermistorbrücke einigermaßen komplett, und es wird im Normalfall eine Approximation verwendet, die die Abnahme einer direkten Ablesung, obgleich geringerer Genauigkeit, gestattet.

Eine Koaxialfassung bzw. ein Koaxialkopf (8478B) ist für das HP 432A Leistungsmeßgerät erhältlich und umfaßt zwei abgestimmte Thermistoren in einer Brückenschaltung mit zwei Kondensatoren. Das HF-Signal wird den Thermistoren parallel zugeführt und der Gleichspannungsvorstrom wird durch die Thermistoren in Serie geleitet, wie aus Fig. A1 des Hewlett Packard HP Manuals Nr. 08 748-90 015 vom Nov. 1981 hervorgeht.

Die auf Thermoelementen basierenden Schaltungen aus der US 34 86 110 haben den Vorteil, daß zwei thermische Umsetzungs- oder Konversionsschaltungen auf einer nominell konstanten Leistung arbeiten und nur auf diesen Leistungspegel abzustimmen sind, um ein Gleichspannungssignal oder niederfrequentes Wechselsignal zu erzeugen, dessen R. M. S.-Amplitude exakt auf die R.M.S.-Amplitude des unbekannten Wechselsignals abgestimmt ist. Jedoch werden die Vorteile des Betriebs auf einem konstanten Leistungspegel wieder durch Umgebungstemperaturfluktuationen negiert, die verursachen, daß die Temperaturen und infolgedessen die Ausgangssignale der Thermoelemente auch dann variieren, wenn sie eine konstante Leistung verbrauchen. Darüber hinaus sind die im Patent beschriebenen Schaltungen komplex. Die Komplexität wird im HP 432A-Meßgerät, das im NPL-Report beschrieben wird, vermieden, jedoch sind entsprechend komplexe Berechnungen erforderlich, um exakte Ergebnisse zu gewinnen. Nichtsdestoweniger zeigen die exzellenten Ergebnisse, die aus dem NPL zu ziehen sind, an, daß die potentielle Leistungsfähigkeit von Instrumenten, die den Heizeffekt eines unbekannten Wechselsignals ausnutzen, sehr hoch ist.

Die auf Thermistoren basierende Schaltung aus der US 34 86 110, die oben unter bezug auf die Fig. 6 erläutert wurde, weist den Vorteil auf, daß die Thermistoren unabhängig von Temperaturfluktuationen auf einer konstanten Temperatur betrieben werden, so daß die Thermistorbrückenschaltungen nur auf diese Temperatur abzustimmen sind. Jedoch ist aus Fig. 6 zu entnehmen, daß das unbekannte Wechselsignal sowohl durch die variable Spannungsquelle VS3 als auch das Dämpfungsnetzwerk 210 geführt wird und dieser in gewisser Hinsicht komplexe Signalpfad bei Hochfrequenz- und/oder hochexakten Anwendungen unerwünscht ist. Da darüber hinaus die Spannungsquelle VS3 beiden Brückenschaltungen gemeinsam ist, besteht die Möglichkeit, das Hochfrequenzsignale aus einer Thermistorbrückenschaltung in die andere streuen, woraus ungenaue Messungen resultieren. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung sowie ein Verfahren zum Messen der Spannung oder Stromes eines Hochfrequenzwechselsignals anzugeben, mit denen ein Weg zum Ausnutzen des im NPL-Report angedeuteten Potentials beschreitbar ist und bei denen zumindest einige der Probleme vor Schaltungen aus dem Stand der Technik vermieden sind. Eine Schaltungsanordnung, die diese Aufgabe erfüllt, ist durch die im Anspruch 1 angegebene Brückenschaltungsanordnung gekennzeichnet.

Über die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale hinaus umfaßt die Anordnung ferner Einrichtungen zum Messen der Amplitude des Kompensationssignals. Jedoch kann die Amplitude (vom Strom oder der Spannung) des Kompensationssignals alternativ beispielsweise mit einem externen Meßgerät gemessen werden.

Vorzugsweise sind beide temperaturempfindlichen oder auf Temperatur ansprechenden Vorrichtungen in jeweils einer abgeglichenen Brückenschaltung enthalten, von denen jede ein erstes und ein zweites Paar abgeglichener oder symmetrisierter Anschlüsse aufweist. Die abgeglichenen Brückenschaltungen werden jeweils an ihrem ersten Paar abgeglichener Anschlüsse von einer Strom- oder Leistungsversorgungseinrichtung erregt, d.h. leistungsmäßig angesteuert, wobei das Wechselsignal an das zweite Paar von abgeglichenen Anschlüssen einer der abgeglichenen Brückenschaltungen gelegt wird und das Kompensationssignal an das zweite Paar von abgeglichenen Anschlüssen der anderen abgeglichenen Brückenschaltungen gelegt wird.

Vorzugsweise ist ferner die Stromversorgungseinrichtung rückkopplungsgeregelt, um so die Widerstände der temperaturempfindlichen Vorrichtungen unabhängig von der Amplitude des Wechselsignals im wesentlichen konstant zu halten.

Das Kompensationssignal ist vorzugsweise nicht notwendigerweise ein Wechselsignal und kann beispielsweise eine Sinusschwingung oder eine Rechteckschwingung geringer Frequenz (z. B 1 kHz) sein, deren Formfaktor bekannt ist und deren Amplitude einfach bestimmbar ist.

Wie aus der Beschreibung bevorzugten Ausführungsbeispiele deutlich werden wird, weist die Erfindung gegenüber dem Stand der Technik mit auf Thermistoren basierender Schaltung aus der US 34 86 110 den Vorteil auf, daß der Signalpfad des Wechselsignals kürzer und einfacher ist, und beinhaltet ferner den Vorteil, daß das Wechselsignal und das Kompensationssignal zumindest durch eine (und vorzugsweise zwei) abgeglichene Brücken voneinander isoliert sind.

Gemäß einer zweiten erfindungsgemäßen Lösung wird eine Schaltungsanordnung zum Messen von Wechselströmen oder Wechselspannungen angegeben, die im Anspruch 7 gekennzeichnet ist.

Dabei werden vorzugsweise zwei temperaturempfindliche Vorrichtungen mit abgestimmten Temperaturkoeffizienten (beispielsweise in einer Brückenschaltung) verwendet, um die Effekte von Fluktuationen in der Umgebungstemperatur zu eliminieren. Um die Einflüsse der Umgebungstemperaturänderungen noch weiter zu reduzieren, werden die temperaturempfindlichen Vorrichtungen vorzugsweise in einem thermisch isolierten Gehäuse aufgenommen, das beispielsweise temperaturgeregelt sein kann. Wie aus der weiter unten aufgeführten Beschreibung hervorgehen wird, weisen Schaltungen entsprechend dieser erfindungsgemäßen Lösung ein Ausgangssignal auf, das in sehr genauer Approximation proportional zum Quadrat des Eingangssignals ist, und dieses Ausgangssignal kann in eine lineare Ablesung konvertiert werden. Zumindest in bevorzugten Ausführungen ist dieses Ab- bzw. Auslesen im wesentlichen unbeeinflußt von Umgebungstemperaturfluktuationen.

Ferner liefert die Erfindung ein Verfahren zum Messen oder Abfühlen des Stromes oder der Spannung eines Wechselsignals, welches umfaßt, dieses Signal in die Anschlüsse einer temperaturempfindlichen Vorrichtung einzukoppeln, die ein Vorspannungssignal oder Biassignal trägt und zwar unter Bedingungen, bei denen der Widerstand der temperaturempfindlichen Vorrichtung in Abhängigkeit von der Amplitude des Wechselsignals variiert, und welches ferner beinhaltet, eine Änderung in der damit verknüpften Vorspannung (bzw. Biasspannung) oder dem Vorstrom (Biasstrom) infolge des Direktheiz- oder Erwärmungseffekts des Wechselsignals zu messen oder abzufühlen.

Das Wechselsignal oder A. C.-Signal kann beispielsweise eine Frequenz von zumindest 0,5 MHz (beispielsweise 10 MHz, 30 MHz, 50 MHz, 100 MHz oder jede dazwischenliegende Frequenz) aufweisen.

Eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zum Messen des R. M. S.-Spannungswertes eines derartigen Hochfrequenzsignals umfaßt zwei in Serie verbundene M. T. C.-Thermistoren in einer Brückenschaltung, die von einer geregelten Spannungsquelle erregt wird. Das unbekannte zu messende Signal wird über die Thermistoren parallel angelegt und die resultierende Änderung in deren Widerstand ruft eine Gleichspannung über den abgeglichenen Anschlüssen einer weiteren Brücke vor, die die Thermistorbrückenschaltungen in einem ihrer Arme enthält. Diese Spannung ist proportional zum Quadrat des R. M. S.-Spannungswertes vom Wechselsignal. Eine leistungsempfindliche Thermistorbrücke sendet ein Rückkopplungssignal zur geregelten Stromquelle, welches Umgebungstemperaturfluktuationen kontrolliert. Die Thermistoren werden vorzusgweise in einem Abschnitt negativen Temperaturabfalls ihrer Spannungs-/Stromkennlinie betrieben. In weiteren Ausführungsbeispielen werden zwei abgeglichene Brücken mit jeweils zwei Thermistoren verwendet, die in einem Arm einer Brückenschaltung in Serie geschaltet sind. Ein Kompensationssignal wird von einer Rückkopplungsschaltung in eine Brücke eingespeist, um so den Heizeffekt des unbekannten Wechselsignals, das der anderen Brücke zugeführt wird, abzustimmen.

Im folgenden werden drei Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm, bei dem a) einen Thermistor darstellt, der von einer in einer Richtung fließenden Spannung V1 vorgespannt wird und dazu ausgelegt ist, eine Wechselspannung V_{A. C.} zu messen, und b) einen Thermistor darstellt, der durch einen Gleichstrom I1 vorgespannt wird und dazu ausgelegt ist, einen Wechselstrom I_{A. C.} zu messen;

Fig. 2 in a) die Spannung-/Stromkennlinie des Thermistors aus Fig. 1a) und b) die Strom-/Spannungskennlinie des Thermistors aus Fig. 1b);

Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm, das ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der zweiten erfindungsgemäßen Lösung zeigt, die ein Ausgangssignal erzeugt, welches direkt proportional zum R. M. S.-Wert des Eingangssignals ist;

Fig. 4 ein Schaltungsdiagramm einer Meßschaltung entsprechend dem ersten und zweiten Lösungsaspekt der Erfindung,

Fig. 5 ein Schaltungsdiagramm einer Meßschaltung entsprechend dem ersten Lösungsaspekt der Erfindung, bei dem der Widerstand (und infolgedessen die Temperatur) jedes Thermistors konstant gehalten wird,

Fig. 5A ein Schaltungsdiagramm einer alternativen Thermistorbrücke, die in einer Variante der Schaltung aus Fig. 5 verwendbar ist, und

Fig. 6 ein vereinfachtes Schaltungsdiagramm einer bekantnen Anordnung.

Zunächst sei angemerkt, daß jede Umsetzungsschaltung oder Konversionsschaltung, die im folgenden gezeigt wird, entsprechend der Erfindung in eine Meßschaltung umgewandelt werden kann, indem ein geeignetes Meßinstrument über Anschlüsse T3 und T4 gelegt wird, und daß jede gezeigte Meßschaltung durch Weglassen des Meßinstruments M in eine Umsetzungsschaltung geändert werden kann, um so zwei Anschlüsse vorzugeben, die dazu ausgelegt sind, an ein externes D. C.-Meßgerät angeschlossen zu werden.

In sämtlichen Zeichnungen sind einander entsprechende Teile durch übereinstimmende Bezugszahlen gekennzeichnet.

In der Fig. 1a) ist ein MTC-Thermistor TH (mit negativem Temperaturkoeffizienten des Widerstandes) in Serie mit Koppelkondensatoren C1 und C2 geschaltet, wohingegen in Fig. 1b) ein PTC-Thermistor TH (mit positivem Temperaturkoeffizienten des Widerstandes) in Serie mit den Koppelkondensatoren geschaltet ist. Die erste dieser Anordnungen ist dazu geeignet, die R. M. S.-Spannung V_{A. C.} eines Wechselspannungssignals zu messen, das über die freien Anschlüsse T1 und T2 der Kondensatoren C1 und C2 gelegt wird, wohingegen die letztgenannte Schaltungsanordnung dazu geeignet ist, den R. M. S.-Strom I_{A. C.} eines über diese Anschlüsse gelegten Wechselstromsignals zu messen.

Es sei angenommen, daß der Thermistor TH in Fig. 1a) durch einen Konstantstrom I1 vorgespannt ist, wobei dann bei Abwesenheit eines A. C.-Signals oder Wechselstromsignals über den Anschlüssen T1 und T2 der R. M. S.-Spannungsabfall über dem Thermistor V1 beträgt und der Arbeitspunkt des Thermistors beispielsweise P1 ist, wie in Fig. 2a) dargestellt ist. Beim Anlegen eines A. C.-Signals über die Anschlüsse T1 und T2 fließt ein R. M. S.-Strom i_{A. C.} und der Betriebspunkt bewegt sich auf P2, was eine Änderung des ΔV_{(R. M. S.)} in der R. M. S.-Spannung über dem Thermistor und eine Änderung ΔI_{(R. M. S.)} im R. M. S.-Strom durch den Thermistor nach sich zieht, wie in Fig. 2a) dargestellt ist. Da (I1 + ΔI_{R. M. S.})² = I1² + i_{A. C.}², kann durch Ziehen der Quadratwurzel aus diesen Ausdrücken und durch deren Erweiterung bzw. Entwicklung gezeigt werden, daß gilt:

ΔI_{(R. M. S.)} = i_{A. C.}²/2I1-i_{A. C.}⁴/8I1³ . . . = i_{A. C.}²/2I1, wenn A. C. «I1.

Jedoch gilt:

ΔV_{(R. M. S.)} = dV/dI · ΔI_{(R. M. S.)} = dV/dI · i_{A. C.}²/2I1,

wobei i_{A. C.} = V_{A. C.}/R, wobei R der Widerstand des Thermistors beim Arbeitspunkt P2 ist, wie aus Fig. 2a) hervorgeht.

Nun ist die Änderung ΔV in der Vorspannung gleich dem Produkt aus I1 und der Änderung im Widerstand des Thermistors infolge des Erwärmungseffekts oder Heizeffekts von V_{A. C.}: -

Bei Vereinfachung des Ausdrucks und Substitution von

ΔI_{(R. M. S.)} = ΔV_{(R. M. S.)} · dI/dV

gewinnt man den Ausdruck:

ΔV = ΔV_{(R. M. S.)} · (1-R · dI/dV).

Infolgedessen kann der folgende Ausdruck für den Abfall -ΔV in der Vorspannung durch Substitution bzw. Einsetzen des Wertes von ΔV_{(R. M. S.)} gewonnen werden:

Falls die Schaltung der Fig. 1b) und die Kennlinie, die in Fig. 2b) gezeigt ist, in derselben Weise analysiert werden, ergibt sich ein entsprechendes Ergebnis:

für die Änderung des Vorstroms in der Schaltung 1b) infolge des Wechselstroms I_{A. C.}.

An dieser Stelle sei angemerkt, daß die obige Rechnung nicht auf einen Thermistor oder andere Vorrichtungen mit einer Spannungs/Stromkennlinie entsprechend der Fig. 2a) oder 2b) beschränkt ist, sondern auf jede Vorrichtung anwendbar ist, deren Widerstand von der an sie angelegten Spannung oder vom durch sie hindurchfließenden Strom derart abhängt, daß dV/dI ≠ R.

Ist jedoch die temperaturempfindliche Vorrichtung ein Thermistor, so wird nun im folgenden gezeigt, daß der Faktor (1-R^-1 · dV/dI) im wesentlichen konstant ist und nahezu unabhängig von der Temperatur ist, wenn der Arbeitspunkt des Thermistors sich gut oder recht weit im Abschnitt eines negativen Widerstandsabfalles bei einer Spannungs-/Stromkennlinie befindet, wie in Fig. 2a) dargestellt ist.

Der Widerstand R eines Thermistors ist eine Funktion seiner Absoluttemperatur und ist gegeben durch:

R = k · e^(B/T) (iii),

wobei k und B Konstanten sind.

Jedoch gilt

T = T_amb + KIV (iv)

worin T_amb die Umgebungstemperatur ist, K eine Kühl- oder Abkühlungskonstante ist, die von der Konstruktion des Thermistors sowie auch von seiner örtlichen Umgebung abhängt, I der R. M. S.-Strom durch den Thermistor ist und V die R. M. S.-Spannung über dem Thermistor ist.

Durch Einsetzen von (iv) in (iii) und Differenziation kann gezeigt werden, daß gilt:

Im Fall eines NTC-Thermistors (bei dem B positiv ist), tritt ein Spannungsmaximum bei T_amb = KIV = BKIV auf, wie aus Fig. 2a) hervorgeht, wohingegen im Fall eines PTC-Thermistors (bei dem B negativ ist), ein Strommaximum bei T_amb = KIV = -BKIV auftritt, wie aus Fig. 2b) hervorgeht. KIV ist gleich der Differenz zwischen der Temperatur T des Thermistors und der Umgebungstemperatur T_amb und ist normalerweise im Vergleich zur Umgebungstemperatur gering.

Aus (v) resultiert:

Im Abschnitt des negativen Widerstandsabfalls der Spannungs-/Stromkennlinie, d. h. rechts vom Spannungs- oder Strommaximum, ist |BKIV| größer als T_amb + KIV und infolgedessen nähert sich der Faktor 1-R^-1 · dV/dI in den Ausdrücken (i) und (ii) dem Wert 2, wenn der Arbeitspunkt des Thermistors auf einen Strom oder eine Spannung verschoben wird, die viel größer als der Strom oder die Spannung ist, die je nach vorliegendem Fall dem Spannungsmaximum oder Strommaximum entsprechen. Dies beläßt noch die variable Vorspannung oder die Bias-Spannung V1 (Fig. 1a)) oder den Vorstrom oder Biasstrom I1 (Fig. 1b)), die die Beziehung zwischen dem Eingangssignal und Ausgangssignal der Schaltung beeinflussen. Im Ausführungsbeispiel der Fig. 3 wird der Vorstrom variiert, um Änderungen in der Vorspannung, die durch Umgebungstemperaturfluktuationen hervorgerufen werden, zu eleminieren.

Jedoch kann den anderen Ausführungsbeispielen die augenblickliche Vorspannung periodisch bei Abwesenheit eines angelegten A. C.-Signals überwacht werden und abgefragt werden und die auf ΔV und V_{A. C.} bezogene Proportionalitätskonstante kann entsprechend berechnet werden, oder es kann alternativ der Thermistor (bzw. die Thermistoren) in einer Umkapselung bzw. einem Gehäuse aufgenommen werden, dessen Temperatur geregelt wird.

An dieser Stelle sei angemerkt, daß es nicht wesentlich ist, den Thermistor im Bereich des negativen Widerstandsabfalls seiner Kennlinie zu betreiben, um nützliche Ergebnisse zu erzielen, und daß es in der Tat nicht notwendig ist, daß der Thermistor ein Spannungs- oder Strommaximum zeigt. Jedoch weist der Thermistor vorzugsweise einen hohen K-Wert (beispielsweise 10°C/mW oder höher) und einen hohen |B|-Wert (beispielsweise 3000 Kelvin oder mehr) auf. In diesem Fall einer Spannungsmeßschaltung sollte der Widerstand des Thermistors am Arbeitspunkt so hoch wie möglich sein, obwohl in vielen Anwendungen diese Einschränkung überwunden werden kann, indem ein Buffer-Verstärker mit einer hohen Eingangsimpedanz verwendet wird. Ein AR 25-Thermistor (hergestellt von S. T. C) wird für zahlreiche Anwendungen geeignet sein. Dieser Thermistor weist eine kleine Thermistormaterialperle in einer evakuierten Glaskapsel auf und hat einen angegebenen B-Wert von 4200 Kelvin und einen angegebenen K-Wert von 80°C/mW. Der K-Wert kann erhöht werden, indem auf der Außenseite der Glaskapsel eine versilberte oder andersartige reflektierende Oberfläche vorgesehen wird.

Weitere Information bezüglich des Verhaltens sowohl von PTC- als auch NTC-Thermistoren (einschließlich der Bedingungen, die für ein Strom- oder Spannungsmaximum erforderlich sind), können aus "Thermistors" von E. D. MACKLEN (veröffentlicht von Electrochemical Publications Ltd., Ayr, Scotland, 1979) entnommen werden.

In den Fig. 3 bis 5A ist vorausgesetzt, daß die Thermistoren so beschaffen sind, daß sie eine kleine Thermistormaterialperle (beispielsweise mit einem Durchmesser von 0,5 mm oder weniger) in einer evakuierten Glaskapsel aufweisen, und entsprechend sind die Thermistoren in den Zeichnungen etwas bildhaft dargestellt, um einen solchen Aufbau zu deuten.

Ferner ist angenommen, daß zumindest im Ausführungsbeispiel der Fig. 3 der das unbekannte A. C.-Signal führende Thermistor im Abschnitt des negativen Widerstandsabfalls seiner Strom-/Spannungskennlinie betrieben wird.

Die Fig. 3 zeigt zwei Thermistorbrücken BR und BR′, die in Serie mit einer variablen Stromquelle 10 geschaltet sind. Ein Differenzverstärker 22 ist mit seinen Eingängen über ein Paar von nominell abgeglichenen Anschlüssen der Brücke BR′ (die einen NTC-Thermistor TH8 umfaßt), geschaltet und sendet ein Rückkopplungssignal zur Stromquelle 10, die den Vorstrom oder Biasstrom durch die Brücken BR und BR′ ansprechend auf jedwede Umgebungstemperaturfluktuationen so variiert, daß die Brücke BR′ abgeglichen gehalten wird. Ein variabler Widerstand VR in einem Zweig der Brücke BR ist so abgestimmt, daß er die Brücke BR unter diesen Umständen abgleicht. Entsprechend fließt ein unbekanntes A. C.-Signal, das an ein Paar abgeglichener Anschlüsse der Brücke BR über Eingangsanschlüsse T1 und T2 gelegt wird, parallel durch die NTC-Thermistoren TH1 und TH2 und ist vom anderen abgeglichenen Anschlußpaar dieser Brücke isoliert. Um zu verhindern, daß dieses A. C.-Signal den Brückenabgleich durch Erwärmen von Thermistoren TH10 und TH11 in einem Verhältnis, das vom Verhältnis ihrer Widerstände verschieden ist, stört, weisen die Thermistoren TH10 und TH11 vorzugsweise eine abgestimmte oder angepaßte Impedanz auf. Ferner ist ein Bypaß-Kondensator C3 über den Thermistor TH8 gelegt, um jeden Heizeffekt aus Wechselstrom zu vermeiden, der infolge eines geringen Fehlabgleichs aus der Brücke BR streut. Um sicherzustellen, daß die Thermistoren in den Brücken BR und BR′ einen konstanten Strom führen, und um sicherzustellen, daß die gemessene Änderung im Spannungsabfall über der Brücke BR im wesentlichen gleich der Änderung im Spannungsabfall über ihren Thermistoren ist, weisen die Widerstände in den Brücken BR und BR′ einen Widerstandswert auf, der wesentlich größer (beispielsweise 10mal) als der Widerstand ihrer zugeordneten Thermistoren ist, die in einem thermisch isolierten Gehäuse E aufgenommen sind.

Um zu ermöglichen, daß die Spannungsabfalländerung (infolge des Heizeffekts vom A. C.-Signal) über der Brücke BR gemessen werden kann, ist ein Spannungsteiler, der Widerstände R1, R2 und VR′ umfaßt, parallel zur seriellen Verbindung der Brücken BR1 und BR′ geschaltet. Der Widerstandswert dieses Spannungsteilers ist im Vergleich zu dem der Thermistorbrücken groß, um sicherzustellen, daß der Strom durch diese nicht beeinträchtigt wird. Der variable Widerstand VR′ wird so abgestimmt, daß er die Anschlüsse T3 und T4 bei Abwesenheit irgendeines an die Anschlüsse T1 und T2 angelegten Signals abgleicht, und die Quadratwurzel des Spannungsabfalls über den Anschlüssen T3 und T4 wird von einer (per se bekannten) Operationsverstärkerschaltung abgeleitet, die einen Differenzverstärker 20 mit einem Multiplikator 21 in seine Rückkopplungsleitung umfaßt. Der Spannungspegel am Ausgang dieser Schaltung wird von einem Digitalvoltmeter M gemessen, das mit einer sogenannten "Look-Up"-Tabelle T ausgestattet ist, um jedwede geringe Nichtlinearitäten bei der Messung zu korrigieren. Vorausgesetzt, daß die A. C.-Signalspannung im Vergleich zu der Vorspannung über den Thermistoren gering ist, kann die Look-Up-Tabelle T auch eingespart werden.

Wie bereits in Verbindung mit dem Ausdruck bzw. der Gleichung (vi) bemerkt, wird die Temperaturabhängigkeit der Beziehung zwischen dem Eingangssignal und Ausgangssignal weitestgehend eliminiert, indem die Vorspannung im Thermistor TH8 konstant gehalten wird. Vorzugsweise ist der Strom durch die Thermistoren TH10 und TH11 wesentlich größer als der Strom, der dem Spannungsmaximum entspricht, z. B. zumindest viermal so groß, um sicherzustellen, daß V_{A. C.}²/ΔV nahezu konstant ist.

Die Fig. 4 zeigt eine Schaltungsanordnung, in der zwei Thermistorbrücken BR1 und BR2 in Serie mit einer Konstantstromquelle 1000 geschaltet sind, wobei die serielle Verbindung parallel zu einem Spannungsteiler, der Widerstände R10 und R11 sowie einen variablen Widerstand VR′′ umfaßt, bei Anschlüssen T7 und T8 zur Ausbildung einer Brückenschaltung geschaltet ist. Die Brückenschaltung BR1 umfaßt zwei abgestimmte NTC-Thermistoren TH12 und TH13 und wird abgeglichen, indem der variable Widerstand VR abgestimmt wird, wobei ein unbekanntes A. C.-Signal, das über die Anschlüsse T1 und T2 und über Buffer-Verstärker B1 und B2 mit Verstärkung 1 an die abgeglichenen Anschlüsse T3 und T4 gelegt wird, parallel durch die Thermistoren TH12 und TH13 fließt, jedoch nicht über dem anderen Paar abgeglichener Anschlüsse dieser Brücke erscheint.

In ähnlicher Weise umfaßt die Brücke BR2 zwei abgestimmte NTC-Thermistoren TH14 und TH15 und wird abgeglichen, indem der variable Widerstand VR′ abgestimmt wird.

Der Gesamtwiderstand der Thermistoren in der Brücke BR1 ist geringer als der Widerstand der zugeordneten Widerstände in dieser Brücke und ist wesentlich geringer als der Widerstandswert vom Widerstand R10. In ähnlicher Weise ist der Gesamtwiderstand der Thermistoren in der Brücke BR2 geringer als der Widerstandswert der zugeordneten Widerstände in dieser Brücke und ist wesentlich geringer als der Gesamtwiderstand der Widerstände R11 und VR′′. Die Anschlüsse T5 und T6 der Gesamtbrückenschaltung werden abgeglichen bzw. symmetrisiert, indem der variable Widerstand VR′′ bei Abwesenheit irgendeines an die Anschlüsse T1 und T2 angelegten A. C.-Signals abgestimmt wird. Infolgedessen wird jeder Spannungsabfall über den Anschlüssen T5 und T6 infolge eines solchen A. C.-Signals nahezu proportional zum Quadrat der R. M. S.-Spannung dieses Signals bei Abwesenheit irgendeiner weiteren Schaltungsmaßnahme sein. Jedoch ist diese Beziehung nicht exakt und entsprechend umfaßt die Schaltungsanordnung der Fig. 4 einen Oszillator 33, der ein tieffrequentes (beispielsweise 1 bis 10 kHz) Sinusschwingungs-Kompensationssignal an die abgeglichenen Anschlüsse T3 und T4 der Brücke BR2 legt. Die Amplitude dieses Kompensationssignals wird durch ein Rückkopplungssignal von einem Differenzverstärker 32 gesteuert, dessen Eingangsanschlüsse mit den Anschlüssen T5 und T6 verbunden sind. Im Gleichgewicht ist dann, falls vorausgesetzt wird, daß die Brücken BR1 und BR2 gleich sind, die R. M. S.-Spannung über den Anschlüssen T3 und T4 der Brücke BR2 (die von einem Meßgerät M gemessen wird) gleich der R. M. S.-Spannung über den Anschlüssen T3 und T4 der Brücke BR1. Auch dann, wenn die Brücken BR1 und BR2 nicht perfekt abgestimmt sind, wird eine lineare Beziehung zwischen diesen R. M. S.-Spannungen auftreten, wobei diese auf die wohldefinierte Beziehung zwischen den A. C.- und D. C.-Spannungen über den beiden Paaren abgeglichener Anschlüsse jeder Brücke zurückzuführen ist, welches von der Stromquelle 1000 herrührt.

Der Oszillator 33 kann so ausgelegt werden, daß er beispielsweise anstelle eines sinusförmigen Kompensationssignals ein Rechteckschwingungs-Kompensationssignal erzeugt, wobei in diesem Fall das Meßgerät M so ausgelegt würde, daß es jeden Zyklus zur Bestimmung dessen Amplitude abtasten würde.

In den vorab beschriebenen Schaltungen sind die Thermistoren innerhalb eines gemeinsamen, thermisch isolierten Gehäuses E aufgenommen. Obwohl dies nicht wesentlich ist, werden die Thermistoren vorzugsweise im Abschnitt des negativen Widerstandsabfalls ihrer Strom-/Spannungskennlinie betrieben (d. h. um einen gewissen Betrag nach rechts vom Spannungsmaximum verschoben, wie es dem Arbeitspunkt P1 in Fig. 2a) entspricht), da dies dazu führt, daß sie unabhängig und ungeachtet von Umgebungstemperaturfluktuationen auf einer konstanten Temperatur gehalten werden. Jedoch kann nichtsdestoweniger von der Schaltung der Fig. 4 nicht erwartet werden, daß sie vollständig immun gegen Umgebungstemperaturschwankungen ist.

Dieses Problem wird weitgehend durch die Schaltungsanordnung der Fig. 5 beseitigt, die zwischen den Anschlüssen T7 und T8 eine Schaltung aufweist, die identisch zu der ist, die zwischen den Anschlüssen T7 und T8 der Fig. 4 dargestellt ist. Anstatt jedoch die Anschlüsse T7 und T8 mit einer Konstantstromquelle zu speisen, werden diese Anschlüsse mit einer Spannung erregt, die in einer solchen Weise variiert, daß sie den Widerstand der Thermistorbrückenschaltungen zwischen diesen Anschlüssen konstant hält. Unter dieser Bedingung ist die gesamte R. M. S.-Spannung und der Strom durch jeden Thermistor konstant, und zwar unabhängig von Variationen im A. C.-Eingangssignal, das an die Anschlüsse T1 und T2 gelegt wird, und unabhängig von Umgebungstemperaturschwankungen. Infolgedessen liegt stets eine lineare Beziehung zwischen dem R. M. S.-Wert der Spannung, die vom Meßgerät M gemessen wird, und dem R. M. S.-Wert der Spannung des unbekannten Signals vor, das an die Eingangsanschlüsse T1 und T2 gelegt wird.

Dies wird erzielt, indem die Brücken BR1 und BR2 in einem Zweig einer Brückenschaltung eingebaut werden, deren drei andere Zweige Widerstände R100, R200 bzw. R300 umfassen. Ein Differenzverstärker 320 vergleicht die Potentiale an Anschlüssen T30 und T40 und legt ein Ausgangssignal zur Erregung der Brücke am Anschluß T10 an. Dieses gleicht die Brücke ab. Der Einfachheit halber weisen die Widerstände R100, R200 und R300 jeweils einen Wert von (sage) R auf, wobei in diesem Fall der Gesamtwiderstand der Brückenschaltung BR1 und BR2 zwischen den Anschlüssen T7 und T8 gleich R ist.

An dieser Stelle sei angemerkt, daß entgegen dem Stand der Technik, wie er in Fig. 6 dargestellt ist, die Schaltung der Fig. 5 so ausgelegt ist, daß das unbekannte und das Kompensations-Wechselstromsignal jeweils an abgeglichene Paare von Anschlüssen der jeweiligen Brücken angelegt werden, die an ihren anderen abgeglichenen Anschlußpaaren erregt werden. Infolgedessen ist es praktisch unmöglich, daß das A. C.-Signal, das an ein Paar von Thermistoren angelegt wird, zum Paar von Thermistoren streut, an das das andere A. C.-Signal angelegt wird.

Abschließend soll angemerkt werden, daß die Fig. 5A eine alternative Thermistorbrückenschaltung BR′′ zeigt, die Thermistoren TH umfaßt, die so ausgelegt und geschaltet sind, daß sie in Serie vom A. C.-Signal (das über die Anschlüsse T3 und T4 angelegt wird) und parallel vom Biassignal oder Vorspannungssignal erregt werden. Eine solche Brücke kann beispielsweise anstelle der Brücke BR1 und BR2 in der Schaltung nach Fig. 5 verwendet werden. Kondensatoren (einschließlich eines voreingestellten variablen Kondensators für Abgleichungszwecke) können anstelle der Widerstände in den Thermistorbrücken der Fig. 3, 4 und 5 verwendet werden.

Claims

1. Brückenschaltungsanordnung zum Messen der Amplitude eines Wechselspannungssignals, aufweisend eine erste und zweite temperaturempfindliche Vorrichtung (TH12, TH13; TH14, TH15), von denen eine (TH12, TH13) in einer abgeglichenen Brückenschaltung (BR1) eingebaut ist, eine Stromversorgungseinrichtung (1000/320), die an die erste und zweite temperaturempfindliche Vorrichtung angeschlossen ist und dazu ausgelegt ist, die abgeglichene Brückenschaltung an einem ersten Paar abgeglichener Anschlüsse (T5, T7) von dieser zu erregen, Einrichtungen (B1, B2) zum Anlegen eines Wechselspannungssignals an die erste temperaturempfindliche Vorrichtung, einer Einrichtung (33) zum Anlegen eines Kompensationssignals an die zweite temperaturempfindliche Vorrichtung und eine Rückkopplungseinrichtung (32), die dazu ausgelegt ist, die Amplitude der Kompensationsschaltung in Relation zur Amplitude des Wechselspannungssignals so zu variieren, daß eine vorbestimmte Beziehung zwischen den Amplituden dieser Signale aufrecht erhalten wird, dadurch gekennzeichnet, daß das Signal, das an diese eine temperaturempfindliche Vorrichtung angelegt wird, an ein zweites Paar abgeglichener Anschlüsse (T3, T4) der abgeglichenen Brückenschaltung angelegt wird.

2. Brückenschaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromversorgungseinrichtung (220) so rückkopplungsgesteuert wird, daß die Widerstände der temperaturempfindlichen Vorrichtungen (TH12, TH13; TH14, TH15) unabhängig von der Amplitude des Wechselspannungssignals im wesentlichen konstant gehalten werden.

3. Brückenschaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß beide temperaturempfindlichen Vorrichtungen (TH12, TH13; TH14, TH15) in jeweils abgeglichenen Brückenschaltungen (BR1, BR2) eingebaut sind, von denen jede ein erstes und ein zweites Paar abgeglichener Anschlüsse aufweisen, daß die abgeglichenen Brückenschaltungen jeweils von der Stromversorgungseinrichtung an ihrem ersten Paar von abgeglichenen Anschlüssen (T5, T6; T5, T8) erregt werden, daß das Wechselspannungssignal an das zweite Paar abgeglichener Anschlüsse (T3, T4) einer der abgeglichenen Brückenschaltungen (BR1) angelegt wird und daß das Kompensationssignal an das zweite Paar abgeglichener Anschlüsse (T3, T4) der anderen dieser abgeglichenen Brückenschaltungen (BR2) angelegt wird.

4. Brückenschaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichent, daß die abgeglichenen Brückenschaltungen (BR1, BR2) an ihrem ersten Paar abgeglichener Anschlüsse (T5, T7, T8) in Serie geschaltet sind und daß die Rückkopplungseinrichtung (32) so ausgelegt ist, daß sie die Amplitude des Kompensationssignals in Abhängigkeit vom Potential am gemeinsamen Anschluß (T5) der in Serie geschalteten abgeglichenen Brückenschaltungen steuert.

5. Brückenschaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die oder jede der abgeglichenen Brückenschaltungen (BR1, BR2) einen voreingestellten Widerstand (VR, VR′) in einem ihrer Arme aufweist und ferner zwei Thermistoren (TH12, TH13, TH14, TH15) umfaßt, die in Serie zwischen einem Paar abgeglichener Anschlüsse (T5, T7; T5, T8) und parallel zwischen dem anderen Paar abgeglichener Anschlüsse (T3, T4) geschaltet sind.

6. Brückenschaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner gekennzeichnet durch eine Einrichtung (M) zum Messen der Amplitude des Kompensationssignals.

7. Schaltungsanordnung zum Messen eines Wechselstroms oder einer Wechselspannung, aufweisend eine Stromversorgungseinrichtung (10) und zumindest eine temperaturempfindliche Vorrichtung (TH10, TH11), die dazu ausgelegt ist, ein Vorspannungssignal zu führen, das von der Versorgungseinrichtung erzeugt wird, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (T1, T2), die dem von der temperaturempfindlichen Vorrichtung (TH10, TH11) geführten Vorspannungssignal ein Wechselspannungssignal überlagert, wobei die Schaltungsanordnung derart ausgebildet ist, daß im Betrieb der Widerstand der temperaturempfindlichen Vorrichtung in Abhängigkeit von der Amplitude des Wechselspannungssignals variiert und die Schaltungsanordnung ferner entweder: a) Einrichtungen zum Messen einer Änderung im Vorstrom durch die temperaturempfindliche Vorrichtung infolge des Heizeffektes vom Wechselspannungssignal oder b) Einrichtungen (20, 21, M) aufweist, die eine Änderung in der Vorspannung über der temperaturempfindlichen Vorrichtung infolge des Heizeffektes des Wechselspannungssignals messen.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromversorgungseinrichtung (10) eine Stromquelle ist, daß die temperaturempfindliche Vorrichtung (TH10, TH11) einen negeativen Temperaturkoeffizienten vom Widerstand aufweist und daß die Schaltung Einrichtungen (20, 21, M) aufweist, die die Änderung in der Vorspannung infolge des Heizeffektes mißt.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die temperaturempfindliche Vorrichtung (TH10, TH11) ein Spannungsmaximum in ihrer Strom-/Spannungskennlinie zeigt und daß die Stromversorgungseinrichtung (10) so ausgelegt ist, daß sie durch die temperaturempfindliche Vorrichtung einen Vorstrom leitet, der größer als der Strom ist, der diesem Spannungsmaximum entspricht.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8 oder Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquelle (10) so ausgelegt ist, daß sie den Vorstrom variiert, um jedweder Änderung infolge einer Änderung in der Umgebungstemperatur in der Vorspannung über der temperaturempfindlichen Vorrichtung (TH10, TH11) entgegenzuwirken, die dazu ausgelegt ist, das überlagerte Wechselspannungssignal zu führen.

11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 7 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß zwei derartige temperaturempfindliche (TH10, TH11) in einer im wesentlichen abgeglichenen Brückenschaltung (BR) eingebaut sind, wobei ein abgeglichenes Paar von Anschlüssen dieser abgeglichenen Brückenschaltung mit dem Wechselspannungssignal gekoppelt ist und das andere abgeglichene Paar von Anschlüssen dieser abgeglichenen Brückenschaltung mit der Stromversorgungseinrichtung (10) verbunden ist.

12. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die temperaturempfindliche Vorrichtung (TH10, TH11) ein Thermistor ist.

13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 7 bis 12, ferner gekennzeichnet durch Einrichtungen (20, 21, M) zum Messen der Quadratwurzel der Änderung im Vorstrom oder der Vorspannung.

14. Schaltung zum Umsetzen eines unbekannten Wechselspannungsignals in ein hierzu ein Relation stehendes Gleichspannungssignal, aufweisend eine Meßschaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 13, in der die Meßeinrichtung (M) durch zwei Anschlüsse ersetzt ist, die dazu ausgelegt sind, an ein externes Gleichspannungsmeßgerät angeschlossen zu werden.

15. Verfahren zum Messen oder Abfühlen des Stromes oder der Spannung eines Wechselsignals, einschließend die Einkopplung dieses Signals in die Anschlüsse einer temperaturempfindlichen Vorrichtung (TH10, TH11), die ein Vorspannungssignal unter Bedingungen führt, bei denen der Widerstand der temperaturempfindlichen Vorrichtung in Abhängigkeit von der Amplitude des Wechselsignals variiert, und Messen oder Abfühlen einer Änderung in der hiermit verknüpften Vorspannung oder dem hiermit verknüpften Vorstrom infolge des direkten Heizeffekts des Wechselsignals.