DE69413318T2

DE69413318T2 - Halbleiter-Dehnungs-Sensor mit Kompensationsschaltung für die Eingangsspannung einer Wheatstonebrücke

Info

Publication number: DE69413318T2
Application number: DE69413318T
Authority: DE
Inventors: Soichiro C/O Nec Corporation Minato-Ku Tokyo Miyano
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1993-06-24
Filing date: 1994-06-24
Publication date: 1999-02-11
Anticipated expiration: 2014-06-25
Also published as: EP0631121A2; EP0631121A3; US5460050A; EP0631121B1; JP2768219B2; DE69413318D1; JPH0719807A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

(1) Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Dehnungssensor, der Halbleiterdehnungsmeßeinrichtungen zum Umwandeln einer mechanischen Dehnung in ein elektrisches Signal und auch eine Treiberschaltung und eine Verstärkerschaltung für denselben Dehnungssensor verwendet, und insbesondere einen Dehnungssensor, der Kompensationsmittel zum Kompensieren der Temperaturabhängigkeit der Ausgangsspannung in Abwesenheit eines Signals und auch Kompensationsmittel zum Kompensieren der Temperaturabhängigkeit der Detektionsempfindlichkeit und auch eine Treiberschaltung und eine Verstärkerschaltung für denselben Dehnungssensor einschließt.

(2) Beschreibung der Standes der Technik

Dehnungssensoren finden verschiedene industrielle Anwendungen zum Umwandeln verschiedener physikalischer Größen wie zum Beispiel Kräfte, Verschiebungen, Vibrationen, Stöße, Drucke usw. in elektrische Größen. Insbesondere finden Dehnungssensoren, die Halbleiterdehnungsmeßeinrichtungen verwenden, stark anwachsende Anwendungen bei der Druckmessung, Beschleunigungsmessung usw., da mit Ihnen Massenherstellung, Preisreduktion und Verringerung der Größe möglich ist, da die Bildung der Schaltung, der Ausformungsvorgang und die partienweise Verarbeitung, die dabei auftreten, alle durch Halbleiterbearbeitungsverfahren durchgeführt werden können. Da es heutzutage möglich ist, Signalanalyse kostengünstig unter Verwendung von Mikrocomputern durchzuführen, sind die Anwendungen auf solche Gebiete wie verschiedene Steuerungsprozesse erweitert worden, in denen ein Mikrocomputer das Ausgangssignal des Dehnungssensors als ein Digitalsignal durch einen Analog-Digital-Wandler (AD) ausliest und eine Analyse des Signals durchführt.
Ein Dehnungssensor, in den Halbleiterdehnungsmeßeinrichtungen, die den piezoelektrischen Widerstandseffekt von Halbleitern ausnutzen, als Dehnungssensorelemente verwendet werden, hat eine hohe Detektionsempfindlichkeit und ermöglicht es, Größenreduktion und Massenproduktion unter Verwendung von Halbleiterbearbeitungsverfahren zu erzielen. Andererseits verändert sich die Detektionsempfindlichkeit sehr stark mit der Temperatur. Außerdem ändert sich die Ausgangsspannung in Abwesenheit eines Signals sehr stark mit der Temperatur. Bisher sind verschiedene Verfahren der Kompensierung für solche charakteristischen Änderungen mit der Temperatur vorgeschlagen worden.
Ein bekanntes Verfahren zum Umwandeln von Dehnung in elektrische Größe mit einer Wheatstone-Brücke mit Halbleiterdehnungsmeßeinrichtungen soll nun unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben werden. Bezugnehmend auf Fig. 1 ist eine Wheatstone-Brücke 5 mit Halbleiterdehnungsmeßeinrichtungen 1 bis 4 gezeigt. In dieser Wheatstone-Brückenschaltung sind die Halbleiterdehnungsmeßeinrichtungen 1 bis 4 so angeordnet, daß dann, wenn auf jede von Ihnen eine Dehnung ausgeübt wird, die Widerstandswerte der Dehnungsmeßeinrichtungen 2 und 3 umgekehrt zu den Änderungen in den Widerstandswerten der Dehnungsmeßeinrichtungen 1 und 4 geändert werden. Die Wheatstone-Brücke 5 wird mit einer Spannung E von einer Stromversorgungsquelle 7 versorgt. Wenn die Widerstandswerte der einzel nen Seiten ihr Gleichgewicht aufgrund einer dadurch ausgeübten Dehnung oder Belastung verlieren, erscheint eine Detektionsspannung, die der Widerstandsänderung jeder Seite entspricht, zwischen den Detektionsspannungsanschlüssen 6. Wenn der Strom, der von der Stromversorgungsquelle 7 der Wheatstone-Brücke 5 zugeführt wird, mit I bezeichnet wird, der Widerstandswert jeder Halbleiterdehnungsmeßeinrichtung im dehnungsfreien Zustand durch R bezeichnet wird, die Widerstandsänderung infolge der ausgeübten Belastung mit ΔR bezeichnet wird, ist die Detektionsspannung S. die zwischen den Detektionsspannungsanschlüssen 6 der Wheatstone-Brücke 5 entsprechend der ausgeübten Belastung erscheint,
S = I · ΔR
oder
S = E · (ΔR/R)...(1)
Der Widerstandswert R der Halbleiterdehnungsmeßeinrichtung ist im Detail wie folgt gegeben:
R = R&sub0;(1 + αT){1 + 2 · Π(1 + β)T}... (2)
wobei R&sub0; den Widerstandswert im dehnungsfreien Zustand bei einer vorbestimmten Temperatur darstellt, x den Temperaturkoeffizienten des Widerstandswertes darstellt, β die Deformierung darstellt, die in der Dehnungsmeßeinrichtung durch die Belastung erzeugt ist, Π den piezoelektrischen Widerstandskoeffizienten darstellt, β den Temperaturkoeffizienten des piezoelektrischen Widerstandskoeffizienten darstellt und T die Umgebungstemperatur darstellt. Der piezoelektrische Widerstandskoeffizient ist strenggenommen eine Tensorgröße und verändert sich in Abhängigkeit vom Winkel zwischen der Kri stallorientierung des Halbleiterkristalls und der Deformierung. Gewöhnlich sind jedoch die Dehnungsmeßeinrichtungen so angeordnet, daß die zu messende Deformierung in der Richtung wirkt, in der der piezoelektrische Widerstandskoeffizient sein Maximum hat. Durch Entwickeln der Gleichung (2) und Ignorieren des zweiten Temperaturterms wird der Widerstand R sein
R = R&sub0;(1 + αT) + R&sub0;{1 + (α + β)T}σ · Π... (3)
Der erste Term auf der rechten Seite der Gleichung (3) stellt die Widerstandsänderung der Dehnungsmeßeinrichtung mit der Temperatur dar, und der zweite Term stellt die Widerstandsänderung der Dehnungsmeßeinrichtung aufgrund der Dehnung dar. Sowohl α als auch β ändern sich mit der Störstellenkonzentration im Kristall der Halbleiterdehnungsmeßeinrichtungen. Im Fall kristallinem Silizium ist α in der Größenordnung von mehreren hundert bis 3000 ppm/ºC, und β ist in der Größenordnung von 1000 bis 3000 ppm/ºC. Bei der Umwandlung von Dehnung in Elektrizität unter Verwendung von Halbleiterdehnungsmeßeinrichtungen hat daher der Widerstandswert der Dehnungsmeßeinrichtung eine Temperaturcharakteristik, wie sie durch die Gleichung (3) gegeben ist. Dies macht Kompensation der Temperaturcharakteristik in Hinblick auf die folgenden zwei Gesichtspunkte unbedingt erforderlich.
1) Es gibt Variationen in den Änderungen des Meßeinrichtungswiderstandswertes mit der Temperatur, die durch den ersten Term auf der rechten Seite der Gleichung (3) dargestellt sind, unter den Meßeinrichtungswiderständen der einzelnen Brückenseiten, so daß sich die Ausgangsspannung mit der Temperatur in Abwesenheit eines Signals ändert.
2) Die Änderung des Meßeinrichtungswiderstands aufgrund von Dehnung, die durch den zweiten Term auf der rechten Seite der Gleichung (3) dargestellt wird, ändert sich mit der Temperatur, d. h. daß sich die Detektionsempfindlichkeit mit der Temperatur ändert.
Die signalfreien Ausgangsspannungsänderungen mit Temperaturänderung in 1) oben sind auf die Tatsache zurückzuführen, daß die Temperaturkoeffizienten und die Polarität unterschiedlich zwischen unterschiedlichen Wheatstone-Brücken sind. Was diese Änderungen anbetrifft, so erfordern individuelle Sensoren Einstellung, die auf ihre Charakteristik angepaßt ist, unabhängig von irgendeinem Kompensationssystem, das verwendet werden kann. Dies ist ein bedeutender Grund, der die industrielle Anwendung hindert. Bei Anwendungen, wo die Gleichspannungssignaldetektion nicht notwendig ist, wird demgemäß ein Verfahren der Wechselspannungskopplung der Verstärkerschaltung allgemein angewendet, um eine Fortpflanzung der Änderungen des Ausgangssignals der Wheatstone-Brücke in Abwesenheit des Signals zum Sensorausgangssignal zu vermeiden, da dieses Verfahren am einfachsten anzuwenden ist und kostengünstig ist. In diesem Falle hat nur die Temperaturcharakteristik des Ausgangssignals in Abwesenheit vom Signal, die auf den Verstärkerschaltungscharakteristiken beruht, Wirkungen auf das Sensorausgangssignal in Abwesenheit eines Signals, und es kann praktisch eine ausreichend kleine Variationcharakteristik ohne weiteres erreicht werden.
Was die Variationen der Detektionsempfindlichkeit mit der Temperatur in 2) oben betrifft, so ändert sich die Wheat stone-Brückentreiberspannung mit der Temperatur.
Fig. 2 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel des Standes der Technik eines Dehnungssensors zeigt, wie dies in US-3 836 796 beschrieben ist, bei dem Kompensation der Veränderungen der Detektionsempfindlichkeit mit der Temperatur und Kompensation der Änderungen der Ausgangsspannung in Abwesenheit des Signals mit der Temperatur, wie dies oben beschrieben wurde, vorgesehen sind. Wie dies in Fig. 2 gezeigt ist, hat eine Wheatstone-Brückentreiberschaltung 81 mit einem Transistor Q&sub6;&sub4; und Widerständen R&sub6;&sub9; und R&sub7;&sub0; die Funktion, eine an eine Wheatstone-Brücke 5 angelegte Spannung V&sub8;&sub1; mit der Temperatur zu verändern. Werden die Stromversorgungsspannung mit VCC, die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q&sub6;&sub4; mit VBE64 und die Widerstandswerte der Widerstände R&sub6;&sub9; und R&sub7;&sub0; durch R&sub6;&sub9; und R&sub7;&sub0; bezeichnet, wird die Treiberspannung V&sub8;&sub1; für die Wheatstone-Brücke 5 wie folgt sein:
V&sub8;&sub1; = VCC - {(R&sub6;&sub9; + R&sub7;&sub0;)/R&sub7;&sub0;} · VBE64... (4)
Die Treiberspannung V&sub8;&sub1; hat eine Temperaturcharakteristik mit einem positiven Temperaturkoeffizienten, wie zum Beispieleiner Temperaturcharakteristik, wie sie in Fig. 3 gezeigt ist, wobei R&sub6;&sub9; = 10 kΩ, R&sub7;&sub0; = 5 kΩ, VCC = 5 V. Der Temperaturkoeffizient des piezoelektrischen Widerstandskoeffizienten ist negativ, und der Temperaturkoeffizient der Spannung V&sub8;&sub1; ist durch Verändern des Verhältnisses zwischen den Widerstandswerten R&sub6;&sub9; und R&sub7;&sub0; einstellbar. Es ist so möglich, die Detektionsempfindlichkeitsveränderungen mit der Temperatur der Wheatstone-Brücke 5 dadurch zu kompensieren, daß der Temperaturkoeffizient der Wheatstone-Brückentreiberspannung V&sub8;&sub1; eingestellt wird.
Es soll nun der Verstärkerschaltungsabschnitt, der in Fig. 2 gezeigt ist, beschrieben werden. Das Ausgangssignal der Wheatstone-Brücke 5 wird in einer ersten Verstärkerstufe 60 verstärkt, die Operationsverstärker 65 und 66 und Widerstände R&sub7;&sub2; bis R&sub7;&sub4; aufweist, und wird weiter in einer zweiten Verstärkerstufe 61 verstärkt, die einen Operationsverstärker 67 und Widerstände R&sub7;&sub5; bis R&sub7;&sub7; aufweist. Dann werden seine Komponenten bei Frequenzen, die niedriger als eine vorbestimmte Frequenz sind, durch einen Hochpaßfilter 62 gesperrt, der einen Kondensator C&sub8;&sub0; und Widerstände R&sub7;&sub8; und R&sub7;&sub9; hat, und dann wird es durch einen Operationsverstärker 68 zu einem Ausgangsanschluß 8 gekoppelt. Ein variabler Widerstand R&sub7;&sub1; ist zum Einstellen der Ausgangsspannung der Wheatstone-Brücke 5 in Abwesenheit eines Signals bei einer vorbestimmten ursprünglichen Umgebungstemperatur auf 0 V vorgesehen.
Die erste Verstärkerstufe 60 wird allgemein als Meßgeräteausrüstungsverstärker mit dem Verstärkungsfaktor G&sub6;&sub0; bezeichnet, der gegeben ist durch
G&sub6;&sub0; = (R&sub7;&sub2; + R&sub7;&sub3; + R&sub7;&sub4;)/R&sub7;&sub2; ·... (5)
wobei R&sub7;&sub2; bis R&sub7;&sub4; die Widerstandswerte der Widerstände R&sub7;&sub2;, R&sub7;&sub3; und R&sub7;&sub4; bezeichnen. Die zweite Verstärkerstufe 61 dient als invertierender Verstärker, dessen Verstärkungsfaktor G&sub6;&sub1; gegeben ist als
G&sub6;&sub1; = R&sub7;&sub7;/R&sub7;&sub5;... (6)
wobei R&sub7;&sub5; und R&sub7;&sub7; die Widerstandswerte der Widerstände R&sub7;&sub5; und R&sub7;&sub7; darstellen. Die untere Grenzfrequenz fCL62 des Hochpaßfilters 62 ist gegeben als
fCL62 = (R&sub7;&sub8; + R&sub7;&sub9;)/(C&sub8;&sub0; · R&sub7;&sub8; · R&sub7;&sub9;)... (7)
wobei C&sub8;&sub0; die elektrostatische Kapazität des Kondensators C&sub8;&sub0; und R&sub7;&sub8; und R&sub7;&sub9; die Widerstandswerte der Widerstände R&sub7;&sub8; und R&sub7;&sub9; darstellen. Durch geeignete Auswahl der entsprechenden Werte von C&sub8;&sub0;, R&sub7;&sub8; und R&sub7;&sub9; ist es möglich, eine große Dämpfung von Signalkomponenten bei Frequenzen zu erzielen, die niedriger sind als eine gewünschte Frequenz. Auf diese Weise können Signalkomponenten mit einer sehr niedrigen Frequenz wie zum Beispiel Ausgangsspannungsänderungen der Wheatstone- Brücke 5 in Abwesenheit eines Signals aufgrund von Temperaturveränderungen, zeitabhängige Veränderungen usw. gesperrt werden, so daß sie am Ausgangsanschluß 8 überhaupt nicht erscheinen.
Wie dies oben gezeigt wurde, weist der in Fig. 2 gezeigte Dehnungssensor Standardoperationsverstärker, einen Transistor und passive Elemente auf und kann ohne weiteres realisiert werden. Zusätzlich können Änderungen in der Detektionsempfindlichkeit aufgrund der Temperaturabhängigkeitscharakteristik der Halbleiterdehnungsmeßeinrichtungen in zufriedenstellender Weise kompensiert werden. Da die Halbleiterschaltungen wechselspannungsgekoppelt sind, besteht überhaupt keine Notwendigkeit, die Wheatstone-Brückenausgangsspannungsänderungen in Abwesenheit eines Signals in Betracht zu ziehen. Ein solcher Schaltungsaufbau, obwohl er nicht für die Messung von Druck, Masse, usw. verwendet werden kann, was Messungen der Gleichspannungssignalkomponenten erforderlich macht, hat den Verdienst, daß die Schaltung für solche Anwendungen wie Vibrationsmessungen oder ähnliches einfach ist, wo keine Notwendigkeit für eine Gleichspannungssignaldetektion besteht.
Der vorbekannte Dehnungssensor hat jedoch die folgenden Nachteile.
a) Wenn die Stromversorgungsspannung, die an den Sensor angelegt wird, verändert wird, wird die Veränderungsrate in der Detektionsempfindlichkeit größer als die Änderungsrate der Stromversorgungsspannung.
b) Wegen der Wechselspannungskopplung der Verstärkerschaltungen ist ein Zeitraum, der durch die Zeitkonstante zum Laden des Kopplungskondensators bestimmt wird, notwendig, bis der Betrieb stabilisiert wird, nachdem die Stromversorgungsquelle angeschlossen ist.
Zum Beispiel wird bei dem in Fig. 2 gezeigten Dehnungssensor, wenn die Stromversorgungsspannung VCC um 5% erhöht wird, die Änderungsrate ΔV&sub8;&sub1; in der Treiberspannung V&sub8;&sub1; für die Wheatstone-Brücke 5 wie folgt ausgedrückt:
Wird hier zum Beispiel
VCC = 5 V, {(R&sub6;&sub9; + R&sub7;&sub0;)/(R&sub7;&sub0;}· VBE64 = 1,4 V,
angenommen, so ist ΔV&sub8;&sub1; ungefähr 1,07. Wenn die Detektionsempfindlichkeit mit der Stromversorgungsspannung normalisiert wird, so entspricht ein Anwachsen der Stromversorgungsspannung VCC um 5% einem Anwachsen der normalisierten Empfindlichkeit um ungefähr 2%.
Die Spannung V&sub6;&sub8; am Ausgangsanschluß 8 in Fig. 2 in Abwesenheit eines Signals wird wie folgt ausgedrückt:
V&sub6;&sub8; = {R&sub7;&sub9;/(R&sub7;&sub8; + R&sub7;&sub9;)} · VCC... (9)
Unmittelbar nach Verbindung der Stromversorgungsquelle für den Sensor, d. h. nach Einschalten, wird die Mittelpunktspannung der Wheatstone-Brücke 5 ausgegeben, und anschließend findet eine Änderung statt, wobei sie sich dem obigen stationären Spannungswert mit einer Zeitkonstante nähert, die durch den Kondensator C&sub8;&sub0; und die Widerstände R&sub7;&sub8; und R&sub7;&sub9; bestimmt wird.
Von den beiden oben diskutierten Nachteilen kann der Nachteil in a) selbst nicht so sehr vom Anwendungsgebiet abhängen. Bei kürzlich sich erweiternden Anwendungen, bei denen das Ausgangssignal des Sensors durch einen Analog-Digital-Wandler (AD) in ein Digitalsignal für Signalverarbeitung in einem Mikroprozessor umgewandelt wird, ist die Bezugsspannung des Analog-Digital-Wandlers häufig proportional zur Stromversorgungsspannung, und in einem solchen Fall ist es notwendig, daß die Empfindlichkeit des Sensors proportional zur Stromversorgungsspannung ist.
Was den Nachteil in b) oben anbetrifft, so ist bei Anwendungen, die ein Niedrigfrequenzsignal erfordern, die Zeitkonstante zum Laden des Kopplungskondensators unvermeidbar groß, was eine sehr lange Zeit erfordert, bis der Sensorbetrieb stabilisiert ist, nachdem er mit der Stromversorgungsquelle verbunden ist, was ein beträchtliches Problem ist.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Eine Aufgabe der Erfindung ist es, einen Dehnungssensor zu schaffen, der eine zur Stromversorgungsspannung proportionale Empfindlichkeitscharakteristik hat, bei dem Kompensation der Veränderungen der Detektionsempfindlichkeit mit der Temperatur möglich sind, und der eine Verringerung der Zeit erlaubt, bis der Betrieb stabilisiert ist, nachdem die Verbindung mit der Stromversorgungsquelle hergestellt ist, wobei ein Wechselspannungskoppelverstärker für die Spannungskompensation des Ausgangssignals der Wheatstone-Brücke in Abwesenheit des Signals verwendet wird.
Demgemäß schafft die vorliegende Erfindung einen Dehnungssensor einschließlich einer Treiberschaltung zum Treiben einer Wheatstone-Brücke, die durch Halbleiterdehnungsmeßeinrichtungen gebildet ist, welche Treiberschaltung aufweist:
einen temperaturabhängigen Generator zum Erzeugen und Ausgeben einer Spannung, die eine vorbestimmte Abhängigkeitscharakteristik von der Umgebungstemperatur hat, und die gekennzeichnet ist durch:
einen Konstantspannungsgenerator zum Erzeugen und Ausgeben einer vorbestimmten konstanten Spannung;
einen Proportionalspannungsgenerator zum Erzeugen und Ausgeben einer Spannung, die proportional zu einer extern zugeführten Stromversorgungsspannung ist; und
einen Spannungsprozessor zum Empfangen und arithmetischen Verarbeiten entsprechender Spannungen des temperaturabhängigen Spannungsgenerators, des Konstantspannungsgenerators und des Proportionalspannungsgenerators, und zum Ausgeben einer Treiberspannung, die der folgenden Beziehung
n&sub1; · VD + n&sub2; · VR - n&sub3; · VT
genügt, wobei n&sub1;, n&sub2; und n&sub3; positive Konstanten und VD, VR und VT die Ausgangsspannungen vom Proportionalspannungsgenerator, vom Konstantspannungsgenerator bzw. vom temperaturabhängigen Spannungsgenerator sind;
wobei die Treiberspannung des Spannungsgenerators zwischen zwei Spannungszuführungspunkten der Wheatstone-Brücke zugeführt wird, wobei eine Beziehung
n&sub2; · VR = n&sub3; · VT
erfüllt wird, wenn die Halbleiterdehnungsmeßeinrichtungen sich bei einer vorbestimmten Temperatur befinden.
Um die Anstiegszeit beim Verbinden der Stromversorgungsquelle zu verringern, während gleichzeitig eine wechselspannungsgekoppelte Verstärkerschaltung geschaffen wird, um die Ausgangsspannungsveränderungen im signalfreien Zustand zu kompensieren, weist eine Verstärkerschaltung auf:
einen ersten Operationsverstärker zum Empfangen einer Spannung, die an einen ersten Eingangsanschluß als ein Eingangssignal an einen Eingangsanschluß angelegt wird;
einen zweiten Operationsverstärker zum Empfangen einer Spannung an einem Ausgangsanschluß des ersten Operationsverstärkers als Eingangssignal für einen Eingangsanschluß;
einen Gleichspannungsteiler zum Teilen einer Spannung zwischen einem zweiten Eingangsanschluß und einem Ausgangsanschluß des zweiten Operationsverstärkers um einen konstanten Spannungsteilerfaktor unabhängig von der Frequenz;
einen Wechselspannungsteiler einschließlich einer Reihenschaltung, die einen Widerstand, der mit einem dritten Eingangsanschluß verbunden ist, und einen Kondensator aufweist, der mit dem Ausgangsanschluß des zweiten Operationsverstärkers verbunden ist, um eine Spannung zwischen dem dritten Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß des zweiten Operationsverstärkers mit Frequenzabhängigkeit zu teilen; und einen dritten Operationsverstärker zum Empfangen einer an den dritten Eingangsanschluß angelegten Eingangsspannung als Eingangsspannung an einen nicht-invertierenden Eingangsanschluß, wobei der dritte Operationsverstärker an einem Ausgangsanschluß desselben eine Spannung ausgibt, die zu einem invertierenden Eingangsanschluß desselben durch einen Widerstand rückgekoppelt wird;
wobei die Wheatstone-Brücke zwischen zwei Spannungsdetektionspunkten ein Dehnungssignal ausgibt, das verstärkt wird, wobei die Spannung am Spannungsteilerpunkt des Gleichspannungsteilers als ein Eingangssignal an den anderen Eingangsanschluß des ersten Operationsverstärkers angelegt wird, wobei die Spannung am Spannungsteilerpunkt des Wechselspannungsteilers als ein Eingangssignal an den anderen Eingangsanschluß des zweiten Operationsverstärkers angelegt wird, wobei die Spannung an einem der Spannungsdetektionspunkte der Wheatstone-Brücke an den ersten Eingangsanschluß angelegt wird, wobei die Spannung am anderen Spannungsdetektionspunkt der Wheatstone-Brücke an die zweiten und dritten Eingangsanschlüsse angelegt wird, wobei die Spannung am Ausgangsanschluß des ersten Operationsverstärkers als ein Eingangssignal an den invertierenden Eingangsanschluß des dritten Operationsverstärkers angelegt wird, wobei eine Ausgangsspannung durch den Ausgangsanschluß des dritten Operationsverstärkers geliefert wird. Mit dieser Anordnung werden die Poteintiale der beiden Enden des wechselspannungsgekoppelten Kondensators in seinem stationären Zustand gleich gemacht, wodurch die sonst notwendige Zeit für das Laden des Kondensators nicht mehr notwendig ist, wenn die Stromversorgungsquelle verbunden wird.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die obigen und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung deutlich werden, die unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben werden. Es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm zum Zeigen einer konventionellen Wheatstone-Brücke, die eine Halbleiterdehnungsmeßeinrichtung verwendet;
Fig. 2 ein Schaltungsdiagramm zum Zeigen eines Beispiels eines konventionellen Dehnungssensors, der mit einem Kompensationsmittel für die Temperaturabhängigkeit der Detektionsempfindlichkeit und einem Kompensationsmittel für die Temperaturabhängigkeit der Ausgangsspannungen in Abwesenheit von Signalen ausgerüstet ist;
Fig. 3 eine graphische Darstellung zum Zeigen der Temperaturcharakteristiken von Ausgangsspannungen der Wheatstone-Brückentreiberschaltung in dem konventionellen in Fig. 2 gezeigten Dehnungssensor;
Fig. 4 ein Schaltungsdiagramm zum Zeigen einer ersten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 5 eine graphische Darstellung zum Zeigen der Temperaturcharakteristiken der Ausgangsspannungen eines in Fig. 4 gezeigten Spannungsprozessors; und
Fig. 6 ein Schaltungsdiagramm zum Zeigen einer Verstärkerschaltung 15, die von der in Fig. 4 gezeigten Schal tung genommen ist.

BESCHREIBUNG VON BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORM

Es soll nun eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben werden. Fig. 4 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Ausführungsform der Erfindung zeigt.
Bezugnehmend auf Fig. 4 soll zunächst ein Schaltungsabschnitt beschrieben werden, der eine Treiberspannung an eine Wheatstone-Brücke 5 abgibt. Widerstände R30 bis R32 und ein Transistor Q29 wie beim vorbekannten Dehnungssensor, der in Fig. 2 gezeigt ist, bilden einen Temperatur-Spannungs-Wandler 10 (d. h. einen temperaturabhängigen Spannungsgenerator), der eine temperaturabhängige Spannung V&sub1;&sub0; erzeugt, indem er von der Temperaturabhängigkeit der Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q29 Gebrauch macht. Ein Konstantspannungsgenerator 11 erzeugt eine vorbestimmte konstante Spannung V&sub1;&sub1;. Ein Spannungsteiler 12, der eine Reihenschaltung von Widerständen R33 und R34 und eines Spannungsfolgers von einem Operationsverstärker 20 aufweist, erzeugt eine Spannung V&sub2;&sub0;, die proportional zu einer Stromversorgungsspannung VCC ist. Ein Spannungsprozessor 13, der einen Operationsverstärker 21 und Widerstände R35 bis R38 aufweist, verarbeitet arithmetisch die drei verschiedenen Spannungen V&sub1;&sub0;, V&sub1;&sub1; und V&sub2;&sub0;, um eine resultierende Spannung V&sub1;&sub3; zu erhalten, die an die Wheatstone-Brücke 5 angelegt wird.
Werden die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q29 durch VBE29 und die Widerstandswerte der Widerstände R31 und R32 durch R&sub3;&sub1; und R&sub3;&sub2; bezeichnet, so ist die Ausgangsspannung V&sub1;&sub0; des Temperatur-Spannungs-Wandlers 10 wie folgt gegeben:
V&sub1;&sub0; = {(R&sub3;&sub1; + R&sub3;&sub2;)/R&sub3;&sub2;} · VBE29... (10)
Es ist so möglich, die Änderung von V&sub1;&sub0; mit der Temperatur auf einen gewünschten Wert einzustellen, indem der Widerstandswert R&sub3;&sub1; eingestellt wird.
Werden die Widerstandswerte der Widerstände R35 bis R38 durch R&sub3;&sub5;, R&sub3;&sub6;, R&sub3;&sub7; und R&sub3;&sub8; bezeichnet und werden R&sub3;&sub5; = R&sub3;&sub6; = R&sub3;&sub7; eingestellt, so wird die Wheatstone-Brückentreiberschaltung V&sub1;&sub3;, die durch den Spannungsprozessor 13 erzeugt wird, gegeben durch
V&sub1;&sub3; = n&sub1; · V&sub2;&sub0; + (n&sub1; · V&sub1;&sub1; - n&sub2; · V&sub1;&sub0;)... (11)
wobei
n&sub1; = {1 + R&sub3;&sub8;/R&sub3;&sub5;)}/2, n&sub2; = R&sub3;&sub8;/R&sub3;&sub5;... (12)
Wie dies aus Gleichung (11) ersichtlich ist, ist durch vorheriges Einstellen der Spannungen V&sub1;&sub0; und V&sub1;&sub1; bei einer vorbestimmten Umgebungstemperatur, so daß
V&sub1;&sub1; = (n&sub2;/n&sub1;) x V&sub1;&sub0;
die Treiberschaltung V&sub1;&sub3; für die Wheatstone-Brücke bei der vorbestimmten Umgebungstemperatur
V&sub1;&sub3; = n&sub1; · V&sub2;&sub0; = kVCC
ist (wobei k eine Proportionalitätskonstante ist). Es ist also eine Treiberschaltung für die Wheatstone-Brücke erhältlich, die proportional zur Stromversorgungsspannung VCC ist. Wenn die Umgebungstemperatur geändert wird, wird die Spannung V&sub1;&sub0; geändert. In diesem Falle ist eine Spannung als eine Subtraktion eines Änderungsteils von (n&sub2; · V&sub1;&sub0;), die im zweiten Term der rechten Seite der Gleichung (11) von (n&sub1; · V&sub2;&sub0;) gegeben ist, als die Wheatstone-Brückentreiberschaltung erhältlich.
Fig. 5 zeigt die Temperaturabhängigkeitscharakteristik der Treiberspannung V&sub1;&sub3; für die Wheatstone-Brücke in der wie oben beschriebenen Ausführungsform. In Fig. 5 wird die Ordinate als die Treiberspannung für die Wheatstone-Brücke 5 genommen (d. h. die Ausgangsspannung V&sub1;&sub3; des Spannungsprozessors 13), und die Abszisse wird für die Umgebungstemperatur des Sensors genommen. Bezugnehmend auf Fig. 5 erhöht bei dieser Ausführungsform ein Anwachsen der Stromversorgungsspannung VCC um zum Beispiel 5% bei einer Umgebungstemperatur von 20ºC die Treiberspannung V&sub1;&sub3; ebenfalls um 5%. Andererseits bewirkt eine Änderung in der Stromversorgungsspannung VCC um -5% eine entsprechende Verringerung der Treiberspannung V&sub1;&sub3; um 5%. Man wird sehen, daß bei dieser Ausführungsform die Treiberspannung V&sub1;&sub3; proportional zur Stromversorgungsspannung VCC bei der Temperatur von 20ºC ist. Auch bei Änderungen der Umgebungstemperatur wird eine positive Temperaturabhängigkeitscharakteristik gebildet, die durch den Temperaturkoeffizienten V&sub1;&sub0; des Temperatur-Spannungs-Wandlers 10 bestimmt wird.
Der Temperatur-Spannungs-Wandler, der erfindungsgemäß verwendet wird, ist nicht auf denjenigen begrenzt, der in Fig. 4 gezeigt ist. Zum Beispiel kann der Temperatur-Spannungs- Wandler 81, der in dem früher beschriebenen Dehnungssensor des Standes der Technik (siehe Fig. 2) verwendet wird, erfindungsgemäß benutzt werden, da er eine Spannung abgibt, die eine positive Temperaturabhängigkeitscharakteristik hat. In diesem Falle sind jedoch bei den Spannungen V&sub8;&sub1; und V&sub1;&sub0; ihre Temperaturkoeffizienten einander entgegengesetzt, was ihre Polaritäten angeht, wie dies aus dem Vergleich der Gleichungen (4) und (10) offensichtlich ist, und dies bedeutet, daß es notwendig ist, die Eingänge zum Operationsverstärker 21 zu ändern.
Wie dies gezeigt wurde, kann erfindungsgemäß ein gewünschter Spannungswert, der proportional zur Stromversorgungsspannung ist, als die Treiberspannung für die Wheatstone-Brücke verwendet werden, und es ist möglich, ohne weiteres Treiberspannungen für die Wheatstone-Brücke zu erhalten, die verschiedene Charakteristiken ihrer Temperaturabhängigkeit haben.
Es soll nun der in Fig. 4 gezeigte Verstärkerschaltungsabschnitt beschrieben werden. Bezugnehmend auf Fig. 4 ist eine erste Verstärkerstufe 14, die Operationsverstärker 22 und 23 und Widerstände R&sub4;&sub0;, R&sub4;&sub1; und R&sub4;&sub2; aufweist, ein Meßgeräteausrüstungsverstärker ähnlich wie bei den vorbekannten Dehnungssensoren. Sein Spannungsverstärkungsfaktor G&sub1;&sub4; beträgt, wenn die Widerstandswerte der Widerstände R&sub4;&sub0; bis R&sub4;&sub2; durch R&sub4;&sub0;, R&sub4;&sub1; und R&sub4;&sub2; bezeichnet werden
G&sub1;&sub4; = (R&sub4;&sub0; + R&sub4;&sub1; + R&sub4;&sub2;)/R&sub4;&sub0;... (13)
Der Widerstand R&sub3;&sub9; ist ein Einstellwiderstand zum Einstellen Ausgangsspannung der Wheatstone-Brücke 5 in Abwesenheit eines Signals bei einer vorbestimmten ursprünglichen Umgebungstemperatur auf 0 V.
Es soll nun eine andere Verstärkerstufe, d. h. eine zweite Verstärkerstufe 15, die Operationsverstärker 25 und 26, Widerstände R&sub4;&sub3; bis R&sub4;&sub8; und einen Kondensator C55 aufweist, in Verbindung mit ihrer Verstärkungsfaktorcharakteristik unter Bezugnahme auf Fig. 6 beschrieben werden. Bezugnehmend auf Fig. 6 ist die Gleichspannungsausgangsspannung V&sub2;&sub5; der zweiten Verstärkerstufe 15 im stationären Zustand derselben
V&sub2;&sub5; = V&sub2;&sub4;... (14)
wenn die Offset-Spannungen der Operationsverstärker 25 und 26 ignoriert werden können. Als Eingangssignal V&sub2;&sub4; zur Verstärkerstufe 15 wird ein Ausgangssignal V&sub5;&sub2; der Wheatstone-Brücke 5 durch den Spannungsfolger zugeführt, der durch den Operationsverstärker 24 gebildet wird. Auf diese Weise werden die versetzten Temperaturänderungen oder Offset-Temperaturänderungen des Ausgangssignals der Wheatstone-Brücke 5, ohne daß sie durch die Verstärkerstufen 14 und 15 verstärkt werden, zu einer Endverstärkerstufe 16 weitergeleitet und darin einer Kompensation unterworfen, so daß sie nicht an dem Dehnungssensorausgangsanschluß 8 erscheinen, wie dies später beschrieben werden wird.
Werden weiter die Widerstandswerte der Widerstände R&sub4;&sub4; und R&sub4;&sub6; durch R&sub4;&sub4; und R&sub4;&sub6; bezeichnet, so ist die Gleichspannungsausgangsspannung V&sub2;&sub6; des Operationsverstärkers 26 im stationären Zustand wie folgt gegeben:
V&sub2;&sub6; + {R&sub4;&sub6;/(R&sub4;&sub4; + R&sub4;&sub6;} · (V&sub2;&sub3; - V&sub2;&sub6;) = V&sub2;&sub2;
Die Gleichspannungsausgangsspannung V&sub2;&sub6; wird daher sein
V&sub2;&sub6; = V&sub2;&sub2; + (R&sub4;&sub6;/R&sub4;&sub4;) · (V&sub2;&sub2; - V&sub2;&sub3;)... (15)
Andererseits werden, was den Spannungsverstärkungsfaktor beim Wechselspannungsbetrieb des Operationsverstärkers 25 anbetrifft, Wechselspannungssignale +v und -v zu den Gleichspannungen V&sub2;&sub2; und V&sub2;&sub3; addiert, soweit nur der Wechselspannungsbetrieb betroffen ist. In diesem Fall erhält man, wenn man die Wechselstromkomponente der Spannung V&sub2;&sub6; am Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 26 durch v&sub2;&sub6;, die Wechselstromkomponente der Spannung V&sub2;&sub5; am Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 25 durch v&sub2;&sub5;, die elektrostatische Kapazität des Kondensators C55 durch C55 und den Widerstandswert des Widerstandes R48 durch R4 g bezeichnet, das folgende:
Aus der obigen Gleichung (16) wird man erhalten:
R&sub4;&sub4; · v&sub2;&sub6; + R&sub4;&sub4; · v = 2 · v(R&sub4;&sub4; + R&sub4;&sub6;)
und v&sub2;&sub6; = {(R&sub4;&sub4; + 2 · R&sub4;&sub6;)/ R&sub4;&sub4; · v... (18)
Weiter erhält man aus Gleichung (17)
Aus den obigen Gleichungen (18) und (19) ergibt sich
Also
Aus Obigem ergibt sich der Verstärkungsfaktor G&sub1;&sub5; der zweiten Verstärkerstufe 15 als
Da man in einem ausreichend hohen Frequenzbereich annehmen kann, daß
1/(jωC&sub5;&sub5; · R&sub4;&sub8;) = 0
ist in diesem Falle der Verstärkungsfaktor G&sub1;&sub5; gegeben durch
G&sub1;&sub5; = (R&sub4;&sub4; + 2 · R&sub4;&sub6;)/(2 · R&sub4;&sub4;)... (21)
Es soll nun die Frequenzcharakteristik der zweiten Verstärkerstufe 15 beschrieben werden. Aus der obigen Gleichung (20) ersieht man, daß, wenn die Frequenz verringert wird, der Ausdruck von 1/(jωC55·R&sub4;&sub8;) in dieser Verstärkerstufe nicht mehr ignoriert werden kann, so daß die Verstärkung entsprechend verringert wird. Bei der Frequenz fCL15, bei der der Verstärkungsfaktor 1 2 beträgt, erhält man aus der Beziehung 1 + 1/(jωC&sub5;&sub5;· R&sub4;&sub8;) = 2 daß
jωC&sub5;&sub5; · R&sub4;&sub8; = 1
und fCL15 = 1/(2πC&sub5;&sub5; · R&sub4;&sub8;)... (22)
Durch geeignetes Auswählen der elektrostatischen Kapazität C55 und des Widerstandswertes R&sub4;&sub8; ist es daher möglich, eine gewünschte Niedrigfrequenzverstärkungscharakteristik zu erhalten, die für den Dehnungssensor erforderlich ist.
Es soll nun die Einschwing- oder Einschaltcharakteristik beschrieben werden, wenn die Stromversorgungsquelle eingeschaltet wird. Damit die in dem Kondensator C55 gespeicherte Ladung den stationären Zustand annimmt, wenn die Stromversorgungsquelle eingeschaltet wird, muß der Kondensator C55 durch den Widerstand R48 geladen werden. Zu diesem Zweck ist eine gewisse Zeit notwendig, die durch die elektrostatische Kapazität des Kondensators C55 und den Widerstandswert des Widerstandes R48 bestimmt wird. Nimmt man zum Beispiel einen Dehnungssensor, der zum Detektieren eines Niedrigfrequenzsignals bis herunter zu 1 Hz erforderlich ist, so beträgt die Zeit, die zur Stabilisierung des Betriebs nach Einschalten der Stromversorgungsquelle erforderlich ist, ungefähr 0,5 Sekunden oder mehr mit C&sub5;&sub5; = 1 uF, R&sub4;&sub8; = 160 kQ.
Bei der in Fig. 4 gezeigten Ausführungsform können die Spannungen V51 und V52 an den Ausgangsanschlüssen der Wheatstone- Brücke 5 im wesentlichen gleichgemacht werden, indem der Widerstand R39 eingestellt wird, und daher können die Spannungen V&sub2;&sub2; und V&sub2;&sub3; gleichgemacht werden. Aus Gleichung (15) ergibt sich
V&sub2;&sub6; = V&sub2;&sub2;
während
V&sub2;&sub4; = V&sub5;&sub2; = V&sub5;&sub2; = V&sub2;&sub2;, so daß
V&sub2;&sub6; = V&sub2;&sub4;... (23)
Die Potentiale an beiden Anschlüssen des Kondensators C55 sind also gleich gemacht. Das heißt, die Zeit zum Laden des Kondensators nach Einschalten der Stromversorgungsquelle wird unnötig. Natürlich verändert sich die Ausgangsspannung der Wheatstone-Brücke in Abwesenheit eines Signals mit der Temperatur, und daher ist die Bedingung V51 = V52 nicht mehr erfüllt, wenn die Temperatur sich verändert, sogar wenn diese Bedingung ursprünglich durch Einstellung erreicht werden konnte. Änderungen in den Potentialen im stationären Zustand an beiden Anschlüssen des Kondensators mit den Temperaturänderungen sind jedoch nur klein. In Versuchen, die durch den Erfinder durchgeführt wurden, war die Betriebsstabilisierungszeit beim Zeitpunkt des Einschaltens der Stromversorgungsquelle 0,1 Sekunden oder weniger bei einem Temperaturbereich von -40ºC bis +85ºC.
Die Verstärkerstufe 16 ist zum Bestimmen der Ausgangsspannung des Dehnungssensors in Abwesenheit des Signals bestimmt. Wenn die Widerstandswerte der Widerstände R49 bis R&sub5;&sub4; durch R49, R&sub5;&sub0;· R&sub5;&sub1;, R&sub5;&sub2;· R&sub5;&sub3; und R&sub5;&sub4; bezeichnet werden, ist die Gleichspannungsausgangsspannung V&sub2;&sub7; der Verstärkerstufe 16
Indem alle Widerstandswerte R49 bis R&sub5;&sub2; auf den gleichen Wert eingestellt werden, wird die folgende Gleichung abgeleitet
Daher gilt
V&sub2;&sub7;= {R&sub5;&sub4;/(R&sub5;&sub3; + R&sub5;&sub4;)} · VCC + V&sub2;&sub4; - V&sub2;&sub5;... (25)
Da aus Gleichung (14) V&sub2;&sub4; = V&sub2;&sub5; gilt, ist
V&sub2;&sub7; = {R&sub5;&sub4;/(R&sub5;&sub3; + R&sub5;&sub4;)} · VCC... (26)
Dies bedeutet, daß die ausgebenen Offset-Spannungsveränderungen der Wheatstone-Brücke 5 überhaupt nicht am Ausgangsanschluß 8 erscheinen. Das heißt, die Ausgangsspannung am Ausgangsanschluß 8 in Abwesenheit eines Signals ist eine Spannung als Ergebnis der Teilung der Schaltungsstromversorgungsspannung VCC durch die Widerstände R&sub5;&sub3; und R&sub5;&sub4;.
Wie im Vorhergehenden beschrieben wurde, erzeugt die Treiberschaltung für den erfindungsgemäßen Dehnungssensor eine Treiberspannung für die Wheatstone-Brücke, die proportional zur Stromversorgungsspannung bei einer bestimmten Temperatur ist und einen vorbestimmten Wert hat, der einer Temperaturänderung entspricht, wenn solche Temperaturänderung stattfindet, und zwar durch arithmetische Verarbeitung einer Spannung, die eine Temperaturabhängigkeitscharakteristik in Bezug auf Temperaturänderungen, einer vorbestimmten konstanten Spannung und einer Spannung, die proportional ist zur Stromversorgungsspannung.
Außerdem ist die Verstärkerschaltung des Dehnungssensors der Erfindung so aufgebaut, daß die Potentiale an beiden Anschlüssen des Kondensators, der die Wechselspannungskopplung betrifft, im stationären Zustand gleich sind.
Mit dem Dehnungssensor der Erfindung, der Halbleiterdehnungsmeßeinrichtungen verwendet, wird, da die Dehnungsmeßeinrichtungen Temperaturabhängigkeitscharakteristiken haben, die Temperaturabhängigkeit der Detektionsempfindlichkeit kompensiert, und die Detektionsempfindlichkeit wird proportional zur Stromversorgungsspannung gemacht. Da die wechselstromgekoppelte Verstärkungsschaltung verwendet wird, können irgendwelche Offset-Spannungsvariationen der Wheatstone-Brücke beseitigt werden, und dies ermöglicht, die Zeit zu verringern, die bis zur Stabilisierung des Betriebes nach Einschalten der Stromversorgungsquelle erforderlich ist.
Die Erfindung wurde zwar in einer bevorzugten Ausführungsform beschrieben. Die Worte, die verwendet wurden, sind aber nur beschreibende und nicht begrenzende Worte, und Änderungen innerhalb des Bereichs der beigefügten Ansprüche können vorgenommen werden, ohne vom wahren Gehalt der Erfindung abzuweichen.

Übersetzung der Zeichnungen

Fig. 1:
Prior Art - Stand der Technik
Strain Guage (Schreibfehler für Strain Gauge) - Dehnungsmeßeinrichtung
Fig. 2:
Prior Art - Stand der Technik
Guage (Schreibfehler für Gauge) - Meßeinrichtung
Fig. 3:
Prior Art - Stand der Technik
Ambient Temperature - Umgebungstemperatur
Drive Voltage - Treiberspannung
Fig. 4:
S. Guage (Schreibfehler für S. Gauge) - Dehnungsmeßeinrichtung
Constant Voltage Generating CKT. - Schaltung zur Erzeugen einer Konstantspannung
Fig. 5:
Mid Value - Mittelwert
Ambient Temperature - Umgebungstemperatur
Drive Voltage - Treiberspannung

Claims

1. Dehnungssensor, der eine Treiberschaltung zum Treiben einer Wheatstone-Brücke (5) einschließt, die durch Halbleiterdehnungsmeßeinrichtungen (1 bis 4) gebildet wird, welche Treiberschaltung aufweist:

einen temperaturabhängigen Spannungsgenerator (10) zum Erzeugen und Ausgeben einer Spannung (V&sub1;&sub0;) die eine vorbestimmte Charakteristik der Abhängigkeit von der Umgebungstemperatur hat; gekennzeichnet durch

einen Konstantspannungsgenerator (11) zum Erzeugen und Ausgeben einer vorbestimmten konstanten Spannung (V&sub1;&sub1;);

einen Proportionalspannungsgenerator (12) zum Erzeugen und Ausgeben einer Spannung (V&sub2;&sub0;), die proportional ist zu einer extern zugeführten Stromversorgungsquellenspannung (VCC) ist; und

einen Spannungsprozessor (13) zum Empfangen und arithmetischen Verarbeiten von Spannungen des temperaturabhängigen Spannungsgenerators, des Konstantspannungsgenerators und des Proportionalspannungsgenerators und zum Ausgeben einer Treiberspannung, die die folgende Beziehung erfüllt

n&sub1; · VD + n&sub2; · VR - n&sub3; · VT

wobei n&sub1;, n&sub2; und n&sub3; positive Konstanten sind und VD, VR und VT die Ausgangsspannungen von dem Proportionalspannungsgenerator, dem Konstantspannungsgenerator und dem temperaturabhängigen Spannungsgenerator sind,

wobei die Treiberspannung des Spannungsprozessors zwischen zwei Spannungszuführungspunkten der Wheatstone- Brücke zugeführt wird, wobei eine Beziehung

n&sub2; · VR = n&sub3; · VT

erfüllt wird, wenn die Halbleiterdehnungsmeßeinrichtungen sich auf einer vorbestimmten Temperatur befinden.

2. Dehnungssensor nach Anspruch 1, in dem der temperaturabhängige Spannungsgenerator (10) einen ersten (R30), einen zweiten (R31) und einen dritten (R32) Widerstand, die in Reihe zwischen einem Anschluß, der die Stromversorgungsquellenspannung (VCC) aufnimmt, und Masse verbunden sind, und einen bipolaren Transistor (Q29) einschließt, der mit seinem Kollektor mit einem ersten Verbindungsknotenpunkt zwischen den ersten und zweiten Widerständen verbunden ist, mit seiner Basis mit einem zweiten Verbindungsknotenpunkt zwischen den zweiten und dritten Widerständen verbunden ist, und mit seinem Emitter mit Masse verbunden ist, und wobei der temperaturabhängige Spannungsgenerator an dem ersten Verbindungsknotenpunkt eine Spannung (V&sub1;&sub0;) ausgibt, die proportional ist zur Basis-Emitter-Spannung des bipolaren Transistors.

3. Dehnungssensor nach Anspruch 1, in dem der temperaturabhängige Spannungsgenerator (81) einen ersten (R&sub6;&sub9;) und einen zweiten Widerstand (R&sub7;&sub0;), die in Reihe verbunden sind, und einen bipolaren Transistor (Q&sub6;&sub4;) ein schließt, der mit seinem Kollektor zusammen mit dem ersten Ende des ersten Widerstandes mit einem Anschluß verbunden ist, der die Stromversorgungsquellenspannung (VCC) aufnimmt, der mit seiner Basis mit einem zweiten Ende des ersten Widerstandes und auch mit einem ersten Ende des zweiten Widerstands verbunden ist, mit seinem Emitter mit dem zweiten Ende des zweiten Widerstandes verbunden ist, und wobei der temperaturabhängige Spannungsgenerator am Emitter des bipolaren Transistors eine Spannung (V&sub8;&sub1;) abgibt, die proportional zur Basis- Emitter-Spannung des bipolaren Transistors ist.

4. Dehnungssensor nach einem der vorangehenden Ansprüche, in dem der Proportionalspannungsgenerator (12) einen ersten (R33) und zweiten Widerstand (R34), die zwischen einem Anschluß, der die Stromversorgungsquellenspannung (VCC) aufnimmt, und Masse verbunden ist, und einen Operationsverstärker (20) einschließt, der als Spannungsfolger dient.

5. Dehnungssensor nach einem der vorangehenden Ansprüche, der weiter eine Wheatstone-Brücke (5) mit Halbleiterdehnungsmeßeinrichtungen (1 bis 4), welche Treiberschaltung (13) eine Treiberschaltung zwischen zwei Spannungszuführungspunkten für die Wheatstone-Brücke zuführt, und eine Verstärkerschaltung zum Verstärken eines Dehnungsausgangssignals aufweist, das zwischen zwei Spannungsdetektionspunkten der Wheatstone-Brücke ausgegeben wird,

welche Wheatstone-Brücke (5) so einstellbar ist, daß die Spannungen an den zwei Spannungsdetektionspunkten gleich sind, und

wobei die Verstärkerschaltung aufweist:

einen ersten Operationsverstärker (25) zum Aufnehmen einer Spannung, die an einen ersten Eingangsanschluß der Verstärkerschaltung als ein Eingang an einen Eingangsanschluß davon angelegt wird;

einen zweiten Operationsverstärker (26) zum Aufnehmen einer Spannung an einem Ausgangsanschluß des ersten Operationsverstärkers (28) als einen Eingang an einen Eingangsanschluß davon;

einen Gleichspannungsteiler (R&sub4;&sub4;, R&sub4;&sub6;) zum Teilen einer Spannung zwischen einem zweiten Eingangsanschluß der Verstärkerschaltung und einem Ausgangsanschluß des zweiten Operationsverstärkers (26) in einem Konstantspannungsteilungsverhältnis unabhängig von Frequenzen; einen Wechselspannungsteiler (R48, C55) einschließlich einer Reihenschaltung, die einen Widerstand (R48), der mit einem dritten Eingangsanschluß der Verstärkerschaltung verbunden ist, und einen Kondensator (C55) aufweist, der mit dem Ausgangsanschluß des zweiten Operationsverstärkers (26) verbunden ist, um eine Spannung zwischen dem dritten Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß des zweiten Operationsverstärkers (26) mit Spannungsabhängigkeit zu teilen;

und einen dritten Operationsverstärker (27) zum Aufnehmen einer Eingangsspannung, die an den dritten Eingangsanschluß als ein Eingangssignal an einen nichtinvertierenden Eingangsanschluß angelegt wird, wobei der dritte Operationsverstärker (27) an einem Ausgangsanschluß desselben eine Spannung ausgibt, die zu einem invertierenden Eingangsanschluß desselben durch einen Widerstand (R&sub5;&sub2;) zurückgekoppelt wird,

wobei die Wheatstone-Brücke (5) zwischen zwei Spannungsdetektionspunkten das Dehnungsausgangssignal ausgibt, das verstärkt wird, wobei die Spannung am Teilungspunkt des Gleichspannungsteilers als ein Eingangssignal an den anderen Eingangsanschluß des ersten Operationsverstärkers (25) angelegt wird, wobei die Spannung am Spannungsteilungspunkt des Wechselspannungsteilers als ein Eingangssignal an den anderen Eingangsanschluß des zweiten Operationsverstärkers (26) angelegt wird, wobei die Spannung von einem der Spannungsdetektionspunkte der Wheatstone-Brücke (5) an den ersten Eingangsanschluß angelegt wird, wobei die Spannung am anderen Spannungsdetektionspunkt der Wheatstone-Brücke (5) an die zweiten und dritten Eingangsanschlüsse angelegt wird, und wobei die Spannung am Ausgangsanschluß des ersten Operationsverstärkers (25) als ein Eingangssignal an einen invertierenden Eingangsanschluß des dritten Operationsverstärkers (27) angelegt wird, so daß eine Ausgangsspannung des Dehnungssensors vom Ausgangsanschluß des dritten Operationsverstärkers (27) ausgegeben wird.

6. Dehnungssensor nach Anspruch 5, in dem die Spannung zwischen den Spannungsdetektionspunkten der Wheatstone- Brücke (5) durch einen Meßgeräteausrüstungsverstärker (14) und einen Spannungsfolger (24) an die ersten bis dritten Eingangsanschlüsse der Verstärkerschaltung eingegeben wird, anstatt daß sie direkt eingegeben wird,

wobei der Meßgeräteausrüstungsverstärker (14) einen vierten Operationsverstärker (22), in dem die Ausgangs spannung an ihrem Ausgangsanschluß an den ersten Eingangsanschluß der Verstärkerschaltung angelegt wird und durch einen Widerstand (R&sub4;&sub1;) an einen invertierenden Eingangsanschluß desselben rückgekoppelt wird, und einen fünften Operationsverstärker (23) einschließt, in dem die Spannung an einem Ausgangsanschluß davon in den zweiten Eingangsanschluß der Verstärkerschaltung eingegeben wird und durch einen Widerstand (R&sub4;&sub2;) an einen invertierenden Eingangsanschluß desselben rückgekoppelt wird, wobei die invertierenden Eingangsanschlüsse der vierten und fünften Operationsverstärker (22, 23) miteinander über einen Widerstand (R&sub4;&sub0;) verbunden sind,

wobei der Spannungsfolger (24) einen sechsten Operationsverstärker einschließt, in dem die Spannung an seinem Ausgangsanschluß zu einem invertierenden Eingangsanschluß rückgekoppelt wird und auch in den dritten Eingangsanschluß der Verstärkerschaltung eingegeben wird, und

wobei die Spannung an einem der Spannungsdetektionspunkte der Wheatstone-Brücke (5) als ein Eingangssignal an einen nicht-invertierenden Eingangsanschluß des vierten Operationsverstärkers (22) angelegt wird, wobei die Spannung an dem anderen Spannungsdetektionspunkt als ein Eingangssignal an einen nicht-invertierenden Eingangsanschluß jedes der fünften und sechsten Operationsverstärker (23, 24) angelegt wird.